JP3157359B2 - 共振形dc/dcコンバータ - Google Patents
共振形dc/dcコンバータInfo
- Publication number
- JP3157359B2 JP3157359B2 JP16882293A JP16882293A JP3157359B2 JP 3157359 B2 JP3157359 B2 JP 3157359B2 JP 16882293 A JP16882293 A JP 16882293A JP 16882293 A JP16882293 A JP 16882293A JP 3157359 B2 JP3157359 B2 JP 3157359B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- circuit
- resonance
- load
- converter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、LC共振を利用して、
直流電源から異る直流電圧を得る共振形DC/DCコン
バ―タに関する。
直流電源から異る直流電圧を得る共振形DC/DCコン
バ―タに関する。
【0002】
【従来の技術】図7は、従来の共振形DC/DCコンバ
―タの主回路構成を示す。図中、Vd1,Vd2は直流電圧
源、SM1,SM2は自己消弧機能を有するスイッチング素
子、D1 ,D2 は帰還ダイオ―ド、Lr とCr は共振リ
アクトルと共振コンデンサである。TRは単相高周波変
圧器、RECT はダイオ―ドブリッジ整流器、L0 ,C0
は負荷側のLCフィルタを構成するリアクトルとコンデ
ンサ、Ptは電圧検出器である。
―タの主回路構成を示す。図中、Vd1,Vd2は直流電圧
源、SM1,SM2は自己消弧機能を有するスイッチング素
子、D1 ,D2 は帰還ダイオ―ド、Lr とCr は共振リ
アクトルと共振コンデンサである。TRは単相高周波変
圧器、RECT はダイオ―ドブリッジ整流器、L0 ,C0
は負荷側のLCフィルタを構成するリアクトルとコンデ
ンサ、Ptは電圧検出器である。
【0003】図8は、図7の主回路で構成される共振形
DC/DCコンバ―タを制御する制御ブロック図をあ
る。図において、電圧指令Vref と出力電圧VL 比較
し、その出力偏差erから電圧制御補償回路G(s)を
介して制御信号efを得る。信号efは電圧/周波数変
換器V/Fに入力し、efに比例したパルス周波数pf
に変換される。パルスpfは波形整形回路Pwid に入力
され、幅ts1 とts2 のパルスsg1 とsg2 に修正
され、ゲ―ト回路Gat1 、Gat2 を介して、ゲ―ト信号
s1 ,s2 として図7のスイッチング素子SM1,SM2に
与えられる。
DC/DCコンバ―タを制御する制御ブロック図をあ
る。図において、電圧指令Vref と出力電圧VL 比較
し、その出力偏差erから電圧制御補償回路G(s)を
介して制御信号efを得る。信号efは電圧/周波数変
換器V/Fに入力し、efに比例したパルス周波数pf
に変換される。パルスpfは波形整形回路Pwid に入力
され、幅ts1 とts2 のパルスsg1 とsg2 に修正
され、ゲ―ト回路Gat1 、Gat2 を介して、ゲ―ト信号
s1 ,s2 として図7のスイッチング素子SM1,SM2に
与えられる。
【0004】図9は、前述従来の共振形DC/DCコン
バ―タの動作波形図である。その動作は、電圧/周波数
変換器V/Fの出力pfに同期し、一定幅ts1 ,ts
2 に修正されたゲ―ト信号s1 ,s2 を交互にスイッチ
ング素子SM1,SM2に与える。
バ―タの動作波形図である。その動作は、電圧/周波数
変換器V/Fの出力pfに同期し、一定幅ts1 ,ts
2 に修正されたゲ―ト信号s1 ,s2 を交互にスイッチ
ング素子SM1,SM2に与える。
【0005】この場合、スイッチング素子SM1とSM2を
零電流でオフさせるためにゲ―ト信号s1 とs2 の幅t
s(ts1 ,ts2 )は、tr/2<ts<trの範囲
に設定して与えられる(零電流スイッチング動作と呼ば
れる)。その結果dv/dtを抑えるスナバ回路の省
略、スイッチグ損失の低減、di/dtによる素子破壊
防止等の効果がある。図9の波形は、tsの幅をts=
3・tf/4に設定した場合を示す。
零電流でオフさせるためにゲ―ト信号s1 とs2 の幅t
s(ts1 ,ts2 )は、tr/2<ts<trの範囲
に設定して与えられる(零電流スイッチング動作と呼ば
れる)。その結果dv/dtを抑えるスナバ回路の省
略、スイッチグ損失の低減、di/dtによる素子破壊
防止等の効果がある。図9の波形は、tsの幅をts=
3・tf/4に設定した場合を示す。
【0006】スイッチング素子SM1にゲ―ト信号s1 が
与えられると、共振電流ILrが流れ、コンデンサCr の
両端には正の共振電圧Vcrが発生する。次にスイッチン
グ素子SM2にゲ―ト信号s2 が与えられると、共振電流
ILr’が流れ、負の共振電圧Vcrが発生する。
与えられると、共振電流ILrが流れ、コンデンサCr の
両端には正の共振電圧Vcrが発生する。次にスイッチン
グ素子SM2にゲ―ト信号s2 が与えられると、共振電流
ILr’が流れ、負の共振電圧Vcrが発生する。
【0007】その結果、共振電圧Vcrは変圧器TRを介
して整流器RECT で整流され、直流電圧VRECTになる。
直流電圧VRECTはLCフィルタを介して平滑されて負荷
LOAD供給される。従って、出力電圧V0 の制御は、
電圧/周波数変換器V/Fの出力パルスpfの周期tg
を制御することによって行われる。
して整流器RECT で整流され、直流電圧VRECTになる。
直流電圧VRECTはLCフィルタを介して平滑されて負荷
LOAD供給される。従って、出力電圧V0 の制御は、
電圧/周波数変換器V/Fの出力パルスpfの周期tg
を制御することによって行われる。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】しかし、前述従来の共
振形DC/DCコンバ―タには次のような問題点があ
る。 即ち、出力電圧V0 は、共振コンデンサCr の両
端に接続した高周波変圧器TRを介して得ている。この
変圧器TRは鉄心を利用するために、装置本体を大きく
すると同時に重くする。
振形DC/DCコンバ―タには次のような問題点があ
る。 即ち、出力電圧V0 は、共振コンデンサCr の両
端に接続した高周波変圧器TRを介して得ている。この
変圧器TRは鉄心を利用するために、装置本体を大きく
すると同時に重くする。
【0009】又、出力電圧の制御に共振周波数の周期を
制御するために、変圧器TRから騒音が発生する。更
に、電圧制御では指令値と出力電圧V0 に偏差を零にす
るために電圧制御補償回路G(s)に積分要素を用いる
ために、急激な負荷変動が生じると、制御応答が下り、
出力電圧V0 は大きく変化する。その結果、負荷として
接続される装置を電圧破壊する原因にもなる。
制御するために、変圧器TRから騒音が発生する。更
に、電圧制御では指令値と出力電圧V0 に偏差を零にす
るために電圧制御補償回路G(s)に積分要素を用いる
ために、急激な負荷変動が生じると、制御応答が下り、
出力電圧V0 は大きく変化する。その結果、負荷として
接続される装置を電圧破壊する原因にもなる。
【0010】本発明は、上記問題点を解消するために成
されたもので、その目的は、変圧器TRを省略して小型
軽量で騒音を無くすと共に、負荷変動に有効に対応可能
な共振形DC/DCコンバータを提供することにある。
されたもので、その目的は、変圧器TRを省略して小型
軽量で騒音を無くすと共に、負荷変動に有効に対応可能
な共振形DC/DCコンバータを提供することにある。
【0011】
【0012】
【0013】
【0014】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項1の発明は、直流電源に並列接続される帰還
ダイオードが逆並列に接続されたスイッチング素子と共
振リアクトルと共振コンデンサから成る直列共振回路
と、前記共振コンデンサの電圧を整流し平滑する平滑回
路と、該平滑回路の出力端に接続される負荷装置と、該
負荷装置に並列接続される無負荷或いは軽負荷時にオン
されるスイッチとダミー抵抗の直列回路と、前記負荷装
置に印加される電圧を検出する電圧検出器と、負荷電圧
指令値と前記電圧検出器の検出値とを比較しその編差を
増幅する制御補償回路と、該制御補償回路の出力信号の
値に比例するパルス信号を発生する電圧/周波数変換器
と、前記パルス信号に同期したパルスを前記スイッチン
グ素子に与える手段を具備することを要旨とする。
に、請求項1の発明は、直流電源に並列接続される帰還
ダイオードが逆並列に接続されたスイッチング素子と共
振リアクトルと共振コンデンサから成る直列共振回路
と、前記共振コンデンサの電圧を整流し平滑する平滑回
路と、該平滑回路の出力端に接続される負荷装置と、該
負荷装置に並列接続される無負荷或いは軽負荷時にオン
されるスイッチとダミー抵抗の直列回路と、前記負荷装
置に印加される電圧を検出する電圧検出器と、負荷電圧
指令値と前記電圧検出器の検出値とを比較しその編差を
増幅する制御補償回路と、該制御補償回路の出力信号の
値に比例するパルス信号を発生する電圧/周波数変換器
と、前記パルス信号に同期したパルスを前記スイッチン
グ素子に与える手段を具備することを要旨とする。
【0015】また、請求項2の発明は、直流電源に並列
接続される帰還ダイオードが逆並列に接続されたスイッ
チング素子と共振リアクトルと共振コンデンサから成る
直列共振回路と、前記共振コンデンサの電圧を整流し平
滑する平滑回路と、該平滑回路の出力端に接続される負
荷装置と、該負荷装置に印加される電圧を検出する電圧
検出器と、負荷電圧指令値と前記電圧検出器の検出値と
を比較しその編差を増幅する制御補償回路と、前記負荷
装置の電流を検出する電流検出器と、該電流検出器の検
出値と前記制御補償回路の出力信号とを加算する加算器
と、該加算器の出力信号の値に比例するパルス信号を発
生する電圧/周波数変換器と、前記パルス信号に同期し
たパルスを前記スイッチング素子に与える手段を具備す
ることを要旨とする。
接続される帰還ダイオードが逆並列に接続されたスイッ
チング素子と共振リアクトルと共振コンデンサから成る
直列共振回路と、前記共振コンデンサの電圧を整流し平
滑する平滑回路と、該平滑回路の出力端に接続される負
荷装置と、該負荷装置に印加される電圧を検出する電圧
検出器と、負荷電圧指令値と前記電圧検出器の検出値と
を比較しその編差を増幅する制御補償回路と、前記負荷
装置の電流を検出する電流検出器と、該電流検出器の検
出値と前記制御補償回路の出力信号とを加算する加算器
と、該加算器の出力信号の値に比例するパルス信号を発
生する電圧/周波数変換器と、前記パルス信号に同期し
たパルスを前記スイッチング素子に与える手段を具備す
ることを要旨とする。
【0016】さらに、請求項3の発明は、直流電源に並
列接続される帰還ダイオードが逆並列に接続されたスイ
ッチング素子と共振リアクトルと共振コンデンサから成
る直列共振回路と、前記共振コンデンサの電圧を整流し
平滑する平滑回路と、該平滑回路の出力端に接続される
負荷装置と、該負荷装置に印加される電圧を検出する電
圧検出器と、負荷電圧指令値と前記電圧検出器の検出値
とを比較しその編差を増幅する制御補償回路と、前記負
荷装置に印加される電圧の微分値を求める微分回路と、
該微分回路の微分値と前記制御補償回路の出力信号とを
加算する加算器と、該加算器の出力信号の値に比例する
パルス信号を発生する電圧/周波数変換器と、前記パル
ス信号に同期したパルスを前記スイッチング素子に与え
る手段を具備することを要旨とする。
列接続される帰還ダイオードが逆並列に接続されたスイ
ッチング素子と共振リアクトルと共振コンデンサから成
る直列共振回路と、前記共振コンデンサの電圧を整流し
平滑する平滑回路と、該平滑回路の出力端に接続される
負荷装置と、該負荷装置に印加される電圧を検出する電
圧検出器と、負荷電圧指令値と前記電圧検出器の検出値
とを比較しその編差を増幅する制御補償回路と、前記負
荷装置に印加される電圧の微分値を求める微分回路と、
該微分回路の微分値と前記制御補償回路の出力信号とを
加算する加算器と、該加算器の出力信号の値に比例する
パルス信号を発生する電圧/周波数変換器と、前記パル
ス信号に同期したパルスを前記スイッチング素子に与え
る手段を具備することを要旨とする。
【0017】
【0018】
【作用】請求項1の発明によれば、直列共振回路は一石
式であるため、その共振電圧を直接入力する平滑回路で
構成でき、回路構成が簡単、低騒音で、小型軽量な共振
形DC/DCコンバータを提供できると共に、直流電源
の出力端にダミー抵抗を設けることによって無負荷又は
軽負荷の場合、共振コンデンサCrの共振電流Icrの放
電を助け、常に電圧制御を可能とした共振形DC/DC
コンバータを提供できる。
式であるため、その共振電圧を直接入力する平滑回路で
構成でき、回路構成が簡単、低騒音で、小型軽量な共振
形DC/DCコンバータを提供できると共に、直流電源
の出力端にダミー抵抗を設けることによって無負荷又は
軽負荷の場合、共振コンデンサCrの共振電流Icrの放
電を助け、常に電圧制御を可能とした共振形DC/DC
コンバータを提供できる。
【0019】
【0020】また、請求項2の発明によれば、直列共振
回路は一石式であるため、その共振電圧を直接入力する
平滑回路で構成でき、回路構成が簡単、低騒音で、小型
軽量な共振形DC/DCコンバータを提供できると共
に、出力電流を検出し、その検出値を制御信号に加えて
電圧制御を行い負荷の変化に対して発生する出力電圧の
変動を抑える補償回路を設けた共振形DC/DCコンバ
ータを提供できる。
回路は一石式であるため、その共振電圧を直接入力する
平滑回路で構成でき、回路構成が簡単、低騒音で、小型
軽量な共振形DC/DCコンバータを提供できると共
に、出力電流を検出し、その検出値を制御信号に加えて
電圧制御を行い負荷の変化に対して発生する出力電圧の
変動を抑える補償回路を設けた共振形DC/DCコンバ
ータを提供できる。
【0021】さらに、請求項3の発明によれば、出力電
圧の微分値を制御信号に加えて、電圧制御を行い、請求
項2と同様な効果を得る共振形DC/DCコンバータを
提供できる。
圧の微分値を制御信号に加えて、電圧制御を行い、請求
項2と同様な効果を得る共振形DC/DCコンバータを
提供できる。
【0022】
【実施例】図1は、本発明の共振形DC/DCコンバー
タの基本的構成を示す主回路構成図と制御回路のブロッ
ク図である。図中、VCは、直流電源Vdと、直流コン
デンサCdで構成される電源回路、RCは直列共振回路
で、SMは自己消弧機能を有するスイッチング素子、DF
1は帰還ダイオード、Lrは共振リアクトル、Crは共振
コンデンサである。
タの基本的構成を示す主回路構成図と制御回路のブロッ
ク図である。図中、VCは、直流電源Vdと、直流コン
デンサCdで構成される電源回路、RCは直列共振回路
で、SMは自己消弧機能を有するスイッチング素子、DF
1は帰還ダイオード、Lrは共振リアクトル、Crは共振
コンデンサである。
【0023】LCは直流平滑回路で、DF2とDF3はダイ
オ―ド、L0 とC0 はLCフィルタを構成するリアクト
ルとコンデンサである。Ptは負荷電圧検出器、LOA
Dは負荷である。
オ―ド、L0 とC0 はLCフィルタを構成するリアクト
ルとコンデンサである。Ptは負荷電圧検出器、LOA
Dは負荷である。
【0024】制御回路として、比較器C、電圧制御補償
回路G(s)、電圧/周波数変換器V/F、波形整形回
路Pwid及びゲート回路Gatが設けられている。制御動
作は指令値Vrefと出力電圧検出値VLを比較し、その出
力編差erを電圧制御補償回路G(s)に入力する。こ
の電圧制御補償回路G(s)は指令値Vrefと検出値VL
を一致させるために、比例P+積分I回路で構成され
る。
回路G(s)、電圧/周波数変換器V/F、波形整形回
路Pwid及びゲート回路Gatが設けられている。制御動
作は指令値Vrefと出力電圧検出値VLを比較し、その出
力編差erを電圧制御補償回路G(s)に入力する。こ
の電圧制御補償回路G(s)は指令値Vrefと検出値VL
を一致させるために、比例P+積分I回路で構成され
る。
【0025】電圧制御補償回路G(s)の出力信号ef
は電圧/周波数変換器V/Fに入力し、信号efに比例
したパルス周波数pfに変換される。パルスpfは波形
整形回路Pwid に入力され、一定幅のパルスsgに変換
され、ゲ―ト回路Gatを介して、ゲ―ト信号s1 とし
て、スイッチング素子SM に与えられる。
は電圧/周波数変換器V/Fに入力し、信号efに比例
したパルス周波数pfに変換される。パルスpfは波形
整形回路Pwid に入力され、一定幅のパルスsgに変換
され、ゲ―ト回路Gatを介して、ゲ―ト信号s1 とし
て、スイッチング素子SM に与えられる。
【0026】図2は動作を説明するための動作波形図で
ある。電圧/周波数変換器V/Fのパルスpfに同期し
たゲート信号s1がスイッチング素子SMに与えられる
と、共振リアクトルLrと共振コンデンサCrの間に共振
電流ILrが流れ、その結果、共振コンデンサCrの両端
には共振電圧Vcrが発生する。
ある。電圧/周波数変換器V/Fのパルスpfに同期し
たゲート信号s1がスイッチング素子SMに与えられる
と、共振リアクトルLrと共振コンデンサCrの間に共振
電流ILrが流れ、その結果、共振コンデンサCrの両端
には共振電圧Vcrが発生する。
【0027】この場合、共振時の電流経路は次のように
なる。充電時は、電源回路VC→スイッチング素子SM
→共振リアクトルLr →共振コンデンサCr の経路で流
れる。
なる。充電時は、電源回路VC→スイッチング素子SM
→共振リアクトルLr →共振コンデンサCr の経路で流
れる。
【0028】放電時は、共振コンデンサCr →共振リア
クトルLr →帰還ダイオ―ドDF1→電源回路VCの経路
で流れる。その結果、共振コンデンサCr の両端には電
源電圧Vd の2倍のピ―ク電圧の共振電圧Vcrが発生す
る。この場合、共振周波数fr、共振のピ―ク電圧及び
ピ―ク電流は次式で求められる。
クトルLr →帰還ダイオ―ドDF1→電源回路VCの経路
で流れる。その結果、共振コンデンサCr の両端には電
源電圧Vd の2倍のピ―ク電圧の共振電圧Vcrが発生す
る。この場合、共振周波数fr、共振のピ―ク電圧及び
ピ―ク電流は次式で求められる。
【0029】
【数1】
【0030】 Vp =2・Vd ……(3) 従って、ゲ―ト周期tgと共振周波数の周期trがtr
=tgの場合に最大の出力電圧VRECTが得られる。その
平均値VRECTは電源電圧Vd に等しくなる。
=tgの場合に最大の出力電圧VRECTが得られる。その
平均値VRECTは電源電圧Vd に等しくなる。
【0031】電圧制御は、比較器Cで電圧指令値Vref
と検出値VL を比較し、出力偏差er=Vref −VL を
出力する。当該偏差erは電圧制御補償回路G(s)に
入力され、その出力efを電圧/周波数変換器V/Fへ
入力する。電圧/周波数変換器V/Fは入力電圧efに
比例したパルスpfを出力し、波形整形回路Pwid に入
力する。
と検出値VL を比較し、出力偏差er=Vref −VL を
出力する。当該偏差erは電圧制御補償回路G(s)に
入力され、その出力efを電圧/周波数変換器V/Fへ
入力する。電圧/周波数変換器V/Fは入力電圧efに
比例したパルスpfを出力し、波形整形回路Pwid に入
力する。
【0032】波形整形回路Pwid は入力パルスpfの幅
tpは共振周波数frの周期trに対して、tr/2<
ts<trの範囲のパルスsgに設定される(零電流ス
イッチング動作をさせる)。パルスsgはゲ―ト回路G
atを介してスイッチング素子SM にゲ―ト信号s1 とし
て与える。
tpは共振周波数frの周期trに対して、tr/2<
ts<trの範囲のパルスsgに設定される(零電流ス
イッチング動作をさせる)。パルスsgはゲ―ト回路G
atを介してスイッチング素子SM にゲ―ト信号s1 とし
て与える。
【0033】次に制御動作を説明する。初めにVref <
VL の場合、正の偏差erが発生し電圧制御補償回路G
(s)の出力efが増幅され、電圧/周波数変換器V/
Fのパルス数が増加する。その結果、共振の回数が増加
し、出力電圧VL が大きくなり、指令値Vref に一致す
るように制御される。
VL の場合、正の偏差erが発生し電圧制御補償回路G
(s)の出力efが増幅され、電圧/周波数変換器V/
Fのパルス数が増加する。その結果、共振の回数が増加
し、出力電圧VL が大きくなり、指令値Vref に一致す
るように制御される。
【0034】Vref >VL の場合、負の偏差erが発生
し、efの減少によって電圧/周波数変換器V/Fのパ
ルス数pfが減少する。その結果、共振の回数が減少
し、出力電圧V0 が下がり、指令値Vref に一致するよ
うに制御される。
し、efの減少によって電圧/周波数変換器V/Fのパ
ルス数pfが減少する。その結果、共振の回数が減少
し、出力電圧V0 が下がり、指令値Vref に一致するよ
うに制御される。
【0035】以上説明のように、直列共振回路を一石式
で構成すると、その共振電圧を直接取出して平滑する回
路及び共振の回数を制御して負荷電圧を制御する制御回
路で構成することによって、回路構成が簡単、低騒音、
低損失で小型軽量な共振形DCV/DVコンバ―タを提
供できる。
で構成すると、その共振電圧を直接取出して平滑する回
路及び共振の回数を制御して負荷電圧を制御する制御回
路で構成することによって、回路構成が簡単、低騒音、
低損失で小型軽量な共振形DCV/DVコンバ―タを提
供できる。
【0036】図3は、上記基本的構成に対して直列共振
を持続させるためのスイッチSwとダミー抵抗Rdで構成
される回路SCを出力端に設けた構成図である。無負荷
の場合、共振電流ILrは共振電圧Vcrが直流電圧Vdよ
り大きい期間内は共振コンデンサCr→共振リアクトル
Lr→帰還ダイオードDF1→直流電源Vdの経路で放電さ
れるが、共振電圧Vcrが直流電圧Vd以下になると、放
電経路がなくなり直列共振が止る。その結果、負荷電圧
制御が不可能になる。
を持続させるためのスイッチSwとダミー抵抗Rdで構成
される回路SCを出力端に設けた構成図である。無負荷
の場合、共振電流ILrは共振電圧Vcrが直流電圧Vdよ
り大きい期間内は共振コンデンサCr→共振リアクトル
Lr→帰還ダイオードDF1→直流電源Vdの経路で放電さ
れるが、共振電圧Vcrが直流電圧Vd以下になると、放
電経路がなくなり直列共振が止る。その結果、負荷電圧
制御が不可能になる。
【0037】上記の問題を解決する手段として、回路S
CのスイッチSwを無負荷または軽負荷の場合に投入
し、共振電流Icrを共振コンデンサCr→ダイオードDF
2→リアクトルL0→スイッチSw→ダミー抵抗Rd→共振
コンデンサCrの経路で放電させる。その結果、共振は
持続して電圧制御が可能となる。図4は、上記基本的構
成に対して負荷電圧変動を抑えるために出力電流ILを
検出する電流検出器Ctを設けた場合の構成図を示す。
CのスイッチSwを無負荷または軽負荷の場合に投入
し、共振電流Icrを共振コンデンサCr→ダイオードDF
2→リアクトルL0→スイッチSw→ダミー抵抗Rd→共振
コンデンサCrの経路で放電させる。その結果、共振は
持続して電圧制御が可能となる。図4は、上記基本的構
成に対して負荷電圧変動を抑えるために出力電流ILを
検出する電流検出器Ctを設けた場合の構成図を示す。
【0038】制御は、電圧制御補償回路G(s)の出力
efと検出値Vi を加算器Aで加算し、その出力ef’
=Vi +efを電圧/周波数変換器V/Fに入力する。
この制御動作について説明する。
efと検出値Vi を加算器Aで加算し、その出力ef’
=Vi +efを電圧/周波数変換器V/Fに入力する。
この制御動作について説明する。
【0039】負荷が軽負荷から重負荷に変化すると、出
力電流IL が増加し、電流検出値も増える。その検出値
Vi は電圧制御補償回路G(s)の出力値efに加算さ
れ、信号ef’=Vi +efとして、電圧/周波数変換
器V/Fに入力する。
力電流IL が増加し、電流検出値も増える。その検出値
Vi は電圧制御補償回路G(s)の出力値efに加算さ
れ、信号ef’=Vi +efとして、電圧/周波数変換
器V/Fに入力する。
【0040】その結果、電圧/周波数変換器V/Fの出
力パルス数pfが増加し、出力電圧V0 が大きくなる。
重負荷から軽負荷に変化した場合は出力電流IL が減少
し、検出値Vi も減る。その結果、ef’が小さくな
り、電圧/周波数変換器V/Fの出力パルス数pfが減
少し、出力電圧V0 が小さくなる。
力パルス数pfが増加し、出力電圧V0 が大きくなる。
重負荷から軽負荷に変化した場合は出力電流IL が減少
し、検出値Vi も減る。その結果、ef’が小さくな
り、電圧/周波数変換器V/Fの出力パルス数pfが減
少し、出力電圧V0 が小さくなる。
【0041】以上のように、電圧制御補償回路G(s)
の出力信号efよりも応答の速い制御信号Viを前向に
加算して出力電圧を制御すると、負荷が急変した場合に
起る出力電圧V0の変動を小さく抑えることができる。
図5は上記図4と同様な効果を得られる制御回路構成を
示す。出力電圧V0の検出値VLを1階微分を行う並列補
償回路Gd(s)を設け、その微分値Vbを制御信号ef
と加算し、信号ef’=ef+Vbを電圧/周波数変換
器V/Fに入力する。制御動作は上記図4の場合と同じ
なので省略する。図6は直流車両の補助電源へ適用した
場合の構成図を示す。
の出力信号efよりも応答の速い制御信号Viを前向に
加算して出力電圧を制御すると、負荷が急変した場合に
起る出力電圧V0の変動を小さく抑えることができる。
図5は上記図4と同様な効果を得られる制御回路構成を
示す。出力電圧V0の検出値VLを1階微分を行う並列補
償回路Gd(s)を設け、その微分値Vbを制御信号ef
と加算し、信号ef’=ef+Vbを電圧/周波数変換
器V/Fに入力する。制御動作は上記図4の場合と同じ
なので省略する。図6は直流車両の補助電源へ適用した
場合の構成図を示す。
【0042】一般に直流車両の補助電源は補機類の電源
として使われるために一定電圧を必要とする。しかし、
直流き電電圧Vssの電圧変動は非常に大きい。そのた
め、図1で示した制御構成だけでは、き電電圧の電圧変
動がDC/DCコンバ―タの出力電圧に影響を与え、単
なる電圧制御だけでは一定した負荷電圧VL を得ること
が困難になる。
として使われるために一定電圧を必要とする。しかし、
直流き電電圧Vssの電圧変動は非常に大きい。そのた
め、図1で示した制御構成だけでは、き電電圧の電圧変
動がDC/DCコンバ―タの出力電圧に影響を与え、単
なる電圧制御だけでは一定した負荷電圧VL を得ること
が困難になる。
【0043】図中、BUはき電線、PNGはパンタグラ
フ、MDは車輪、Br はレ―ル、Ptsはき電電圧を検出
する電圧検出器を示す。制御回路は、電圧/周波数変換
器V/Fの前に加算器Aを設け、電圧検出器Ptsの検出
値Vccを加算する。その他の構成要素は図1と同一なの
でその説明は省略する。
フ、MDは車輪、Br はレ―ル、Ptsはき電電圧を検出
する電圧検出器を示す。制御回路は、電圧/周波数変換
器V/Fの前に加算器Aを設け、電圧検出器Ptsの検出
値Vccを加算する。その他の構成要素は図1と同一なの
でその説明は省略する。
【0044】上記の問題を解決するために、き電電圧V
ssの検出値Vccと電圧制御補償回路G(s)の出力値e
fを加算器Aで加算し、その出力値ef’=ef+Vcc
を電圧/周波数変換器V/Fに与える。
ssの検出値Vccと電圧制御補償回路G(s)の出力値e
fを加算器Aで加算し、その出力値ef’=ef+Vcc
を電圧/周波数変換器V/Fに与える。
【0045】制御動作は電圧Vssが下った場合には加算
値ef’を小さくなるように検出値Vccを与える。その
結果、き電電圧Vssが下った場合は電圧/周波数変換器
V/Fの出力パルス数pfが増加させて出力電圧V0 を
制御する。
値ef’を小さくなるように検出値Vccを与える。その
結果、き電電圧Vssが下った場合は電圧/周波数変換器
V/Fの出力パルス数pfが増加させて出力電圧V0 を
制御する。
【0046】き電電圧Vssが上った場合は電圧/周波数
変換器V/Fの出力パルス数pfが減少させて出力電圧
V0 を制御する。以上のように、き電電圧Vssを検出し
て、その信号Vccを制御に取入れて電圧制御を行うと、
き電電圧Vssが変動した場合でも安定した出力電圧V0
が得られる。
変換器V/Fの出力パルス数pfが減少させて出力電圧
V0 を制御する。以上のように、き電電圧Vssを検出し
て、その信号Vccを制御に取入れて電圧制御を行うと、
き電電圧Vssが変動した場合でも安定した出力電圧V0
が得られる。
【0047】
【発明の効果】以上の説明のように、請求項1の発明に
よれば、一石式直列共振回路と、共振コンデンサの電圧
を整流し平滑する平滑回路と、出力電圧を制御する回路
で構成することによって、回路構成が簡単、低損失、低
騒音で小型軽量な共振形DC/DCコンバータを提供で
きると共に、平滑回路の出力側に無負荷或いは軽負荷時
にスイッチを介してダミー抵抗を接続することにより無
負荷或いは軽負荷時にも直列共振を持続することが出来
る共振形DC/DCコンバータを提供できる。
よれば、一石式直列共振回路と、共振コンデンサの電圧
を整流し平滑する平滑回路と、出力電圧を制御する回路
で構成することによって、回路構成が簡単、低損失、低
騒音で小型軽量な共振形DC/DCコンバータを提供で
きると共に、平滑回路の出力側に無負荷或いは軽負荷時
にスイッチを介してダミー抵抗を接続することにより無
負荷或いは軽負荷時にも直列共振を持続することが出来
る共振形DC/DCコンバータを提供できる。
【0048】
【0049】また、請求項2の発明によれば、一石式直
列共振回路と、共振コンデンサの電圧を整流し平滑する
平滑回路と、出力電圧を制御する回路で構成することに
よって、回路構成が簡単、低損失、低騒音で小型軽量な
共振形DC/DCコンバータを提供できると共に、負荷
装置の電流を検出する電流検出器の検出値と制御補償回
路の出力信号とを加算する加算器を設けることによっ
て、負荷変動によって起きる電圧変動を抑えることがで
きる共振形DC/DCコンバータを提供できる。
列共振回路と、共振コンデンサの電圧を整流し平滑する
平滑回路と、出力電圧を制御する回路で構成することに
よって、回路構成が簡単、低損失、低騒音で小型軽量な
共振形DC/DCコンバータを提供できると共に、負荷
装置の電流を検出する電流検出器の検出値と制御補償回
路の出力信号とを加算する加算器を設けることによっ
て、負荷変動によって起きる電圧変動を抑えることがで
きる共振形DC/DCコンバータを提供できる。
【0050】さらに、請求項3の発明によれば、一石式
直列共振回路と、共振コンデンサの電圧を整流し平滑す
る平滑回路と、出力電圧を制御する回路で構成すること
によって、回路構成が簡単、低損失、低騒音で小型軽量
な共振形DC/DCコンバータを提供できると共に、負
荷装置に印加される電圧の微分値と制御補償回路の出力
信号とを加算する加算器を設けることによって、負荷変
動によって起きる電圧変動を抑えることができる共振形
DC/DCコンバータを提供できる。
直列共振回路と、共振コンデンサの電圧を整流し平滑す
る平滑回路と、出力電圧を制御する回路で構成すること
によって、回路構成が簡単、低損失、低騒音で小型軽量
な共振形DC/DCコンバータを提供できると共に、負
荷装置に印加される電圧の微分値と制御補償回路の出力
信号とを加算する加算器を設けることによって、負荷変
動によって起きる電圧変動を抑えることができる共振形
DC/DCコンバータを提供できる。
【0051】
【図1】本発明の共振形DC/DCコンバータの基本的
構成図。
構成図。
【図2】[図1]の動作を説明するための動作波形図。
【図3】本発明の実施例を示す共振形DC/DCコンバ
ータのブロック図。
ータのブロック図。
【図4】本発明の他の実施例を示す共振形DC/DCコ
ンバータのブロック図。
ンバータのブロック図。
【図5】本発明の別の実施例を示す共振形DC/DCコ
ンバータのブロック図。
ンバータのブロック図。
【図6】本発明の更に別の実施例を示す共振形DC/D
Cコンバータのブロック図。
Cコンバータのブロック図。
【図7】従来の共振形DC/DCコンバータ主回路構成
図。
図。
【図8】[図7]の従来の共振形DC/DCコンバータ
を制御する制御ブロック図。
を制御する制御ブロック図。
【図9】従来の共振形DC/DCコンバータの動作を説
明するための動作波形図。
明するための動作波形図。
VC …直流電源回路 RC …
共振回路 LC …平滑回路 Vd1,Vd2 …
直流電源 SM1,SM2 …スイッチング素子 DF1 …
帰還ダイオード Cd …電源コンデンサ LOAD …
負荷 Cr …共振コンデンサ Lr …
共振リアクトル L0 …平滑リアクトル C0 …
平滑コンデンサ Pt …電圧検出器 C …
比較器 G(s) …電圧制御補償回路 V/F …
電圧/周波数変換器 A …加算器 Pwid …
パルス整形回路 Gat1,Gat2 …ゲート回路 TR …
トランス RECT …ダイオード整流器 BU …
き電線 MD …車輪 Rr …
レール PNG …パンタグラフ
共振回路 LC …平滑回路 Vd1,Vd2 …
直流電源 SM1,SM2 …スイッチング素子 DF1 …
帰還ダイオード Cd …電源コンデンサ LOAD …
負荷 Cr …共振コンデンサ Lr …
共振リアクトル L0 …平滑リアクトル C0 …
平滑コンデンサ Pt …電圧検出器 C …
比較器 G(s) …電圧制御補償回路 V/F …
電圧/周波数変換器 A …加算器 Pwid …
パルス整形回路 Gat1,Gat2 …ゲート回路 TR …
トランス RECT …ダイオード整流器 BU …
き電線 MD …車輪 Rr …
レール PNG …パンタグラフ
Claims (3)
- 【請求項1】 直流電源に並列接続される帰還ダイオー
ドが逆並列に接続されたスイッチング素子と共振リアク
トルと共振コンデンサから成る直列共振回路と、前記共
振コンデンサの電圧を整流し平滑する平滑回路と、該平
滑回路の出力端に接続される負荷装置と、該負荷装置に
並列接続される無負荷或いは軽負荷時にオンされるスイ
ッチとダミー抵抗の直列回路と、前記負荷装置に印加さ
れる電圧を検出する電圧検出器と、負荷電圧指令値と前
記電圧検出器の検出値とを比較しその編差を増幅する制
御補償回路と、該制御補償回路の出力信号の値に比例す
るパルス信号を発生する電圧/周波数変換器と、前記パ
ルス信号に同期したパルスを前記スイッチング素子に与
える手段を具備して成る共振形DC/DCコンバータ。 - 【請求項2】 直流電源に並列接続される帰還ダイオー
ドが逆並列に接続されたスイッチング素子と共振リアク
トルと共振コンデンサから成る直列共振回路と、前記共
振コンデンサの電圧を整流し平滑する平滑回路と、該平
滑回路の出力端に接続される負荷装置と、該負荷装置に
印加される電圧を検出する電圧検出器と、負荷電圧指令
値と前記電圧検出器の検出値とを比較しその編差を増幅
する制御補償回路と、前記負荷装置の電流を検出する電
流検出器と、該電流検出器の検出値と前記制御補償回路
の出力信号とを加算する加算器と、該加算器の出力信号
の値に比例するパルス信号を発生する電圧/周波数変換
器と、前記パルス信号に同期したパルスを前記スイッチ
ング素子に与える手段を具備して成る共振形DC/DC
コンバータ。 - 【請求項3】 直流電源に並列接続される帰還ダイオー
ドが逆並列に接続されたスイッチング素子と共振リアク
トルと共振コンデンサから成る直列共振回路と、前記共
振コンデンサの電圧を整流し平滑する平滑回路と、該平
滑回路の出力端に接続される負荷装置と、該負荷装置に
印加される電圧を検出する電圧検出器と、負荷電圧指令
値と前記電圧検出器の検出値とを比較しその編差を増幅
する制御補償回路と、前記負荷装置に印加される電圧の
微分値を求める微分回路と、該微分回路の微分値と前記
制御補償回路の出力信号とを加算する加算器と、該加算
器の出力信号の値に比例するパルス信号を発生する電圧
/周波数変換器と、前記パルス信号に同期したパルスを
前記スイッチング素子に与える手段を具備して成る共振
形DC/DCコンバータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16882293A JP3157359B2 (ja) | 1993-07-08 | 1993-07-08 | 共振形dc/dcコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16882293A JP3157359B2 (ja) | 1993-07-08 | 1993-07-08 | 共振形dc/dcコンバータ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0731138A JPH0731138A (ja) | 1995-01-31 |
JP3157359B2 true JP3157359B2 (ja) | 2001-04-16 |
Family
ID=15875160
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP16882293A Expired - Fee Related JP3157359B2 (ja) | 1993-07-08 | 1993-07-08 | 共振形dc/dcコンバータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3157359B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN100495877C (zh) * | 2002-03-18 | 2009-06-03 | 英特塞尔美国公司 | 具有快速过载反馈控制的直流—直流转换器 |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4370128B2 (ja) * | 2003-07-23 | 2009-11-25 | パナソニック株式会社 | Dc−dcコンバータ |
JP2008141801A (ja) * | 2006-11-30 | 2008-06-19 | Mitsumi Electric Co Ltd | スイッチング電源回路 |
-
1993
- 1993-07-08 JP JP16882293A patent/JP3157359B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN100495877C (zh) * | 2002-03-18 | 2009-06-03 | 英特塞尔美国公司 | 具有快速过载反馈控制的直流—直流转换器 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0731138A (ja) | 1995-01-31 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US9425700B2 (en) | System and method for series resonant converter protection | |
US9287795B2 (en) | System and method for power supply control | |
US20130099788A1 (en) | System and method for gradient amplifier control | |
JP2686135B2 (ja) | 定電流電源回路 | |
US20100109626A1 (en) | Power factor correction power supply unit, and control circuit and control method used in the same | |
US8558494B2 (en) | Driving device of brushless DC motor for fan | |
JP5978575B2 (ja) | スイッチング電源装置の制御回路およびスイッチング電源装置 | |
US5615098A (en) | AC-DC converter | |
EP3203626B1 (en) | Power conversion device | |
KR101812703B1 (ko) | 과전압 반복 방지 회로 및 그 방법, 그리고 이를 이용한 역률 보상 회로 | |
JP3419443B2 (ja) | 複数の直流電源回路を並列接続した直流電源装置 | |
JP3157359B2 (ja) | 共振形dc/dcコンバータ | |
JP2002218743A (ja) | コンデンサの充電装置 | |
JP2572038B2 (ja) | マグネトロン用電源装置 | |
JPH0799775A (ja) | 電源装置 | |
JP4268013B2 (ja) | 直流安定化電源装置 | |
JPS61244271A (ja) | スイツチングレギユレ−タ | |
JP2001078447A (ja) | スイッチング電源回路 | |
JP4160325B2 (ja) | 転流コンデンサの充電装置 | |
JP2003324847A (ja) | 電圧フリッカ補償方法および装置 | |
JP2968670B2 (ja) | 保護回路付きdc−dcコンバータ | |
JPH07123700A (ja) | 半導体電力変換装置の入力振動抑制方法 | |
JP3495287B2 (ja) | 電力供給装置 | |
JP4263037B2 (ja) | 直流チョッパ装置 | |
JP2592523B2 (ja) | 電源装置の制御装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |