JP3157359B2 - 共振形ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
共振形ｄｃ／ｄｃコンバータInfo
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＬＣ共振を利用して、
直流電源から異る直流電圧を得る共振形ＤＣ／ＤＣコン
バ―タに関する。
直流電源から異る直流電圧を得る共振形ＤＣ／ＤＣコン
バ―タに関する。
【０００２】
【従来の技術】図７は、従来の共振形ＤＣ／ＤＣコンバ
―タの主回路構成を示す。図中、Ｖd1，Ｖd2は直流電圧
源、ＳM1，ＳM2は自己消弧機能を有するスイッチング素
子、Ｄ1 ，Ｄ2 は帰還ダイオ―ド、Ｌr とＣr は共振リ
アクトルと共振コンデンサである。ＴＲは単相高周波変
圧器、ＲECT はダイオ―ドブリッジ整流器、Ｌ0 ，Ｃ0
は負荷側のＬＣフィルタを構成するリアクトルとコンデ
ンサ、Ｐtは電圧検出器である。
―タの主回路構成を示す。図中、Ｖd1，Ｖd2は直流電圧
源、ＳM1，ＳM2は自己消弧機能を有するスイッチング素
子、Ｄ1 ，Ｄ2 は帰還ダイオ―ド、Ｌr とＣr は共振リ
アクトルと共振コンデンサである。ＴＲは単相高周波変
圧器、ＲECT はダイオ―ドブリッジ整流器、Ｌ0 ，Ｃ0
は負荷側のＬＣフィルタを構成するリアクトルとコンデ
ンサ、Ｐtは電圧検出器である。
【０００３】図８は、図７の主回路で構成される共振形
ＤＣ／ＤＣコンバ―タを制御する制御ブロック図をあ
る。図において、電圧指令Ｖref と出力電圧ＶL 比較
し、その出力偏差ｅｒから電圧制御補償回路Ｇ（ｓ）を
介して制御信号ｅｆを得る。信号ｅｆは電圧／周波数変
換器Ｖ／Ｆに入力し、ｅｆに比例したパルス周波数ｐｆ
に変換される。パルスｐｆは波形整形回路Ｐwid に入力
され、幅ｔｓ1 とｔｓ2 のパルスｓｇ1 とｓｇ2 に修正
され、ゲ―ト回路Ｇat1 、Ｇat2 を介して、ゲ―ト信号
ｓ1 ，ｓ2 として図７のスイッチング素子ＳM1，ＳM2に
与えられる。
ＤＣ／ＤＣコンバ―タを制御する制御ブロック図をあ
る。図において、電圧指令Ｖref と出力電圧ＶL 比較
し、その出力偏差ｅｒから電圧制御補償回路Ｇ（ｓ）を
介して制御信号ｅｆを得る。信号ｅｆは電圧／周波数変
換器Ｖ／Ｆに入力し、ｅｆに比例したパルス周波数ｐｆ
に変換される。パルスｐｆは波形整形回路Ｐwid に入力
され、幅ｔｓ1 とｔｓ2 のパルスｓｇ1 とｓｇ2 に修正
され、ゲ―ト回路Ｇat1 、Ｇat2 を介して、ゲ―ト信号
ｓ1 ，ｓ2 として図７のスイッチング素子ＳM1，ＳM2に
与えられる。
【０００４】図９は、前述従来の共振形ＤＣ／ＤＣコン
バ―タの動作波形図である。その動作は、電圧／周波数
変換器Ｖ／Ｆの出力ｐｆに同期し、一定幅ｔｓ1 ，ｔｓ
2 に修正されたゲ―ト信号ｓ1 ，ｓ2 を交互にスイッチ
ング素子ＳM1，ＳM2に与える。
バ―タの動作波形図である。その動作は、電圧／周波数
変換器Ｖ／Ｆの出力ｐｆに同期し、一定幅ｔｓ1 ，ｔｓ
2 に修正されたゲ―ト信号ｓ1 ，ｓ2 を交互にスイッチ
ング素子ＳM1，ＳM2に与える。
【０００５】この場合、スイッチング素子ＳM1とＳM2を
零電流でオフさせるためにゲ―ト信号ｓ1 とｓ2 の幅ｔ
ｓ（ｔｓ1 ，ｔｓ2 ）は、ｔｒ／２＜ｔｓ＜ｔｒの範囲
に設定して与えられる（零電流スイッチング動作と呼ば
れる）。その結果ｄｖ／ｄｔを抑えるスナバ回路の省
略、スイッチグ損失の低減、ｄｉ／ｄｔによる素子破壊
防止等の効果がある。図９の波形は、ｔｓの幅をｔｓ＝
３・ｔｆ／４に設定した場合を示す。
零電流でオフさせるためにゲ―ト信号ｓ1 とｓ2 の幅ｔ
ｓ（ｔｓ1 ，ｔｓ2 ）は、ｔｒ／２＜ｔｓ＜ｔｒの範囲
に設定して与えられる（零電流スイッチング動作と呼ば
れる）。その結果ｄｖ／ｄｔを抑えるスナバ回路の省
略、スイッチグ損失の低減、ｄｉ／ｄｔによる素子破壊
防止等の効果がある。図９の波形は、ｔｓの幅をｔｓ＝
３・ｔｆ／４に設定した場合を示す。
【０００６】スイッチング素子ＳM1にゲ―ト信号ｓ1 が
与えられると、共振電流ＩLrが流れ、コンデンサＣr の
両端には正の共振電圧Ｖcrが発生する。次にスイッチン
グ素子ＳM2にゲ―ト信号ｓ2 が与えられると、共振電流
ＩLr’が流れ、負の共振電圧Ｖcrが発生する。
与えられると、共振電流ＩLrが流れ、コンデンサＣr の
両端には正の共振電圧Ｖcrが発生する。次にスイッチン
グ素子ＳM2にゲ―ト信号ｓ2 が与えられると、共振電流
ＩLr’が流れ、負の共振電圧Ｖcrが発生する。
【０００７】その結果、共振電圧Ｖcrは変圧器ＴＲを介
して整流器ＲECT で整流され、直流電圧ＶRECTになる。
直流電圧ＶRECTはＬＣフィルタを介して平滑されて負荷
ＬＯＡＤ供給される。従って、出力電圧Ｖ0 の制御は、
電圧／周波数変換器Ｖ／Ｆの出力パルスｐｆの周期ｔｇ
を制御することによって行われる。
して整流器ＲECT で整流され、直流電圧ＶRECTになる。
直流電圧ＶRECTはＬＣフィルタを介して平滑されて負荷
ＬＯＡＤ供給される。従って、出力電圧Ｖ0 の制御は、
電圧／周波数変換器Ｖ／Ｆの出力パルスｐｆの周期ｔｇ
を制御することによって行われる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかし、前述従来の共
振形ＤＣ／ＤＣコンバ―タには次のような問題点があ
る。 即ち、出力電圧Ｖ0 は、共振コンデンサＣr の両
端に接続した高周波変圧器ＴＲを介して得ている。この
変圧器ＴＲは鉄心を利用するために、装置本体を大きく
すると同時に重くする。
振形ＤＣ／ＤＣコンバ―タには次のような問題点があ
る。 即ち、出力電圧Ｖ0 は、共振コンデンサＣr の両
端に接続した高周波変圧器ＴＲを介して得ている。この
変圧器ＴＲは鉄心を利用するために、装置本体を大きく
すると同時に重くする。
【０００９】又、出力電圧の制御に共振周波数の周期を
制御するために、変圧器ＴＲから騒音が発生する。更
に、電圧制御では指令値と出力電圧Ｖ0 に偏差を零にす
るために電圧制御補償回路Ｇ（ｓ）に積分要素を用いる
ために、急激な負荷変動が生じると、制御応答が下り、
出力電圧Ｖ0 は大きく変化する。その結果、負荷として
接続される装置を電圧破壊する原因にもなる。
制御するために、変圧器ＴＲから騒音が発生する。更
に、電圧制御では指令値と出力電圧Ｖ0 に偏差を零にす
るために電圧制御補償回路Ｇ（ｓ）に積分要素を用いる
ために、急激な負荷変動が生じると、制御応答が下り、
出力電圧Ｖ0 は大きく変化する。その結果、負荷として
接続される装置を電圧破壊する原因にもなる。
【００１０】本発明は、上記問題点を解消するために成
されたもので、その目的は、変圧器ＴＲを省略して小型
軽量で騒音を無くすと共に、負荷変動に有効に対応可能
な共振形ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。
されたもので、その目的は、変圧器ＴＲを省略して小型
軽量で騒音を無くすと共に、負荷変動に有効に対応可能
な共振形ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。
【００１１】
【００１２】
【００１３】
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１の発明は、直流電源に並列接続される帰還
ダイオードが逆並列に接続されたスイッチング素子と共
振リアクトルと共振コンデンサから成る直列共振回路
と、前記共振コンデンサの電圧を整流し平滑する平滑回
路と、該平滑回路の出力端に接続される負荷装置と、該
負荷装置に並列接続される無負荷或いは軽負荷時にオン
されるスイッチとダミー抵抗の直列回路と、前記負荷装
置に印加される電圧を検出する電圧検出器と、負荷電圧
指令値と前記電圧検出器の検出値とを比較しその編差を
増幅する制御補償回路と、該制御補償回路の出力信号の
値に比例するパルス信号を発生する電圧／周波数変換器
と、前記パルス信号に同期したパルスを前記スイッチン
グ素子に与える手段を具備することを要旨とする。
に、請求項１の発明は、直流電源に並列接続される帰還
ダイオードが逆並列に接続されたスイッチング素子と共
振リアクトルと共振コンデンサから成る直列共振回路
と、前記共振コンデンサの電圧を整流し平滑する平滑回
路と、該平滑回路の出力端に接続される負荷装置と、該
負荷装置に並列接続される無負荷或いは軽負荷時にオン
されるスイッチとダミー抵抗の直列回路と、前記負荷装
置に印加される電圧を検出する電圧検出器と、負荷電圧
指令値と前記電圧検出器の検出値とを比較しその編差を
増幅する制御補償回路と、該制御補償回路の出力信号の
値に比例するパルス信号を発生する電圧／周波数変換器
と、前記パルス信号に同期したパルスを前記スイッチン
グ素子に与える手段を具備することを要旨とする。
【００１５】また、請求項２の発明は、直流電源に並列
接続される帰還ダイオードが逆並列に接続されたスイッ
チング素子と共振リアクトルと共振コンデンサから成る
直列共振回路と、前記共振コンデンサの電圧を整流し平
滑する平滑回路と、該平滑回路の出力端に接続される負
荷装置と、該負荷装置に印加される電圧を検出する電圧
検出器と、負荷電圧指令値と前記電圧検出器の検出値と
を比較しその編差を増幅する制御補償回路と、前記負荷
装置の電流を検出する電流検出器と、該電流検出器の検
出値と前記制御補償回路の出力信号とを加算する加算器
と、該加算器の出力信号の値に比例するパルス信号を発
生する電圧／周波数変換器と、前記パルス信号に同期し
たパルスを前記スイッチング素子に与える手段を具備す
ることを要旨とする。
接続される帰還ダイオードが逆並列に接続されたスイッ
チング素子と共振リアクトルと共振コンデンサから成る
直列共振回路と、前記共振コンデンサの電圧を整流し平
滑する平滑回路と、該平滑回路の出力端に接続される負
荷装置と、該負荷装置に印加される電圧を検出する電圧
検出器と、負荷電圧指令値と前記電圧検出器の検出値と
を比較しその編差を増幅する制御補償回路と、前記負荷
装置の電流を検出する電流検出器と、該電流検出器の検
出値と前記制御補償回路の出力信号とを加算する加算器
と、該加算器の出力信号の値に比例するパルス信号を発
生する電圧／周波数変換器と、前記パルス信号に同期し
たパルスを前記スイッチング素子に与える手段を具備す
ることを要旨とする。
【００１６】さらに、請求項３の発明は、直流電源に並
列接続される帰還ダイオードが逆並列に接続されたスイ
ッチング素子と共振リアクトルと共振コンデンサから成
る直列共振回路と、前記共振コンデンサの電圧を整流し
平滑する平滑回路と、該平滑回路の出力端に接続される
負荷装置と、該負荷装置に印加される電圧を検出する電
圧検出器と、負荷電圧指令値と前記電圧検出器の検出値
とを比較しその編差を増幅する制御補償回路と、前記負
荷装置に印加される電圧の微分値を求める微分回路と、
該微分回路の微分値と前記制御補償回路の出力信号とを
加算する加算器と、該加算器の出力信号の値に比例する
パルス信号を発生する電圧／周波数変換器と、前記パル
ス信号に同期したパルスを前記スイッチング素子に与え
る手段を具備することを要旨とする。
列接続される帰還ダイオードが逆並列に接続されたスイ
ッチング素子と共振リアクトルと共振コンデンサから成
る直列共振回路と、前記共振コンデンサの電圧を整流し
平滑する平滑回路と、該平滑回路の出力端に接続される
負荷装置と、該負荷装置に印加される電圧を検出する電
圧検出器と、負荷電圧指令値と前記電圧検出器の検出値
とを比較しその編差を増幅する制御補償回路と、前記負
荷装置に印加される電圧の微分値を求める微分回路と、
該微分回路の微分値と前記制御補償回路の出力信号とを
加算する加算器と、該加算器の出力信号の値に比例する
パルス信号を発生する電圧／周波数変換器と、前記パル
ス信号に同期したパルスを前記スイッチング素子に与え
る手段を具備することを要旨とする。
【００１７】
【００１８】
【作用】請求項１の発明によれば、直列共振回路は一石
式であるため、その共振電圧を直接入力する平滑回路で
構成でき、回路構成が簡単、低騒音で、小型軽量な共振
形ＤＣ／ＤＣコンバータを提供できると共に、直流電源
の出力端にダミー抵抗を設けることによって無負荷又は
軽負荷の場合、共振コンデンサＣrの共振電流Ｉcrの放
電を助け、常に電圧制御を可能とした共振形ＤＣ／ＤＣ
コンバータを提供できる。
式であるため、その共振電圧を直接入力する平滑回路で
構成でき、回路構成が簡単、低騒音で、小型軽量な共振
形ＤＣ／ＤＣコンバータを提供できると共に、直流電源
の出力端にダミー抵抗を設けることによって無負荷又は
軽負荷の場合、共振コンデンサＣrの共振電流Ｉcrの放
電を助け、常に電圧制御を可能とした共振形ＤＣ／ＤＣ
コンバータを提供できる。
【００１９】
【００２０】また、請求項２の発明によれば、直列共振
回路は一石式であるため、その共振電圧を直接入力する
平滑回路で構成でき、回路構成が簡単、低騒音で、小型
軽量な共振形ＤＣ／ＤＣコンバータを提供できると共
に、出力電流を検出し、その検出値を制御信号に加えて
電圧制御を行い負荷の変化に対して発生する出力電圧の
変動を抑える補償回路を設けた共振形ＤＣ／ＤＣコンバ
ータを提供できる。
回路は一石式であるため、その共振電圧を直接入力する
平滑回路で構成でき、回路構成が簡単、低騒音で、小型
軽量な共振形ＤＣ／ＤＣコンバータを提供できると共
に、出力電流を検出し、その検出値を制御信号に加えて
電圧制御を行い負荷の変化に対して発生する出力電圧の
変動を抑える補償回路を設けた共振形ＤＣ／ＤＣコンバ
ータを提供できる。
【００２１】さらに、請求項３の発明によれば、出力電
圧の微分値を制御信号に加えて、電圧制御を行い、請求
項２と同様な効果を得る共振形ＤＣ／ＤＣコンバータを
提供できる。
圧の微分値を制御信号に加えて、電圧制御を行い、請求
項２と同様な効果を得る共振形ＤＣ／ＤＣコンバータを
提供できる。
【００２２】
【実施例】図１は、本発明の共振形ＤＣ／ＤＣコンバー
タの基本的構成を示す主回路構成図と制御回路のブロッ
ク図である。図中、ＶＣは、直流電源Ｖdと、直流コン
デンサＣdで構成される電源回路、ＲＣは直列共振回路
で、ＳMは自己消弧機能を有するスイッチング素子、ＤF
1は帰還ダイオード、Ｌrは共振リアクトル、Ｃrは共振
コンデンサである。
タの基本的構成を示す主回路構成図と制御回路のブロッ
ク図である。図中、ＶＣは、直流電源Ｖdと、直流コン
デンサＣdで構成される電源回路、ＲＣは直列共振回路
で、ＳMは自己消弧機能を有するスイッチング素子、ＤF
1は帰還ダイオード、Ｌrは共振リアクトル、Ｃrは共振
コンデンサである。
【００２３】ＬＣは直流平滑回路で、ＤF2とＤF3はダイ
オ―ド、Ｌ0 とＣ0 はＬＣフィルタを構成するリアクト
ルとコンデンサである。Ｐｔは負荷電圧検出器、ＬＯＡ
Ｄは負荷である。
オ―ド、Ｌ0 とＣ0 はＬＣフィルタを構成するリアクト
ルとコンデンサである。Ｐｔは負荷電圧検出器、ＬＯＡ
Ｄは負荷である。
【００２４】制御回路として、比較器Ｃ、電圧制御補償
回路Ｇ（ｓ）、電圧／周波数変換器Ｖ／Ｆ、波形整形回
路Ｐwid及びゲート回路Ｇatが設けられている。制御動
作は指令値Ｖrefと出力電圧検出値ＶLを比較し、その出
力編差ｅｒを電圧制御補償回路Ｇ（ｓ）に入力する。こ
の電圧制御補償回路Ｇ（ｓ）は指令値Ｖrefと検出値ＶL
を一致させるために、比例Ｐ＋積分Ｉ回路で構成され
る。
回路Ｇ（ｓ）、電圧／周波数変換器Ｖ／Ｆ、波形整形回
路Ｐwid及びゲート回路Ｇatが設けられている。制御動
作は指令値Ｖrefと出力電圧検出値ＶLを比較し、その出
力編差ｅｒを電圧制御補償回路Ｇ（ｓ）に入力する。こ
の電圧制御補償回路Ｇ（ｓ）は指令値Ｖrefと検出値ＶL
を一致させるために、比例Ｐ＋積分Ｉ回路で構成され
る。
【００２５】電圧制御補償回路Ｇ（ｓ）の出力信号ｅｆ
は電圧／周波数変換器Ｖ／Ｆに入力し、信号ｅｆに比例
したパルス周波数ｐｆに変換される。パルスｐｆは波形
整形回路Ｐwid に入力され、一定幅のパルスｓｇに変換
され、ゲ―ト回路Ｇatを介して、ゲ―ト信号ｓ1 とし
て、スイッチング素子ＳM に与えられる。
は電圧／周波数変換器Ｖ／Ｆに入力し、信号ｅｆに比例
したパルス周波数ｐｆに変換される。パルスｐｆは波形
整形回路Ｐwid に入力され、一定幅のパルスｓｇに変換
され、ゲ―ト回路Ｇatを介して、ゲ―ト信号ｓ1 とし
て、スイッチング素子ＳM に与えられる。
【００２６】図２は動作を説明するための動作波形図で
ある。電圧／周波数変換器Ｖ／Ｆのパルスｐｆに同期し
たゲート信号ｓ1がスイッチング素子ＳMに与えられる
と、共振リアクトルＬrと共振コンデンサＣrの間に共振
電流ＩLrが流れ、その結果、共振コンデンサＣrの両端
には共振電圧Ｖcrが発生する。
ある。電圧／周波数変換器Ｖ／Ｆのパルスｐｆに同期し
たゲート信号ｓ1がスイッチング素子ＳMに与えられる
と、共振リアクトルＬrと共振コンデンサＣrの間に共振
電流ＩLrが流れ、その結果、共振コンデンサＣrの両端
には共振電圧Ｖcrが発生する。
【００２７】この場合、共振時の電流経路は次のように
なる。充電時は、電源回路ＶＣ→スイッチング素子ＳM
→共振リアクトルＬr →共振コンデンサＣr の経路で流
れる。
なる。充電時は、電源回路ＶＣ→スイッチング素子ＳM
→共振リアクトルＬr →共振コンデンサＣr の経路で流
れる。
【００２８】放電時は、共振コンデンサＣr →共振リア
クトルＬr →帰還ダイオ―ドＤF1→電源回路ＶＣの経路
で流れる。その結果、共振コンデンサＣr の両端には電
源電圧Ｖd の２倍のピ―ク電圧の共振電圧Ｖcrが発生す
る。この場合、共振周波数ｆｒ、共振のピ―ク電圧及び
ピ―ク電流は次式で求められる。
クトルＬr →帰還ダイオ―ドＤF1→電源回路ＶＣの経路
で流れる。その結果、共振コンデンサＣr の両端には電
源電圧Ｖd の２倍のピ―ク電圧の共振電圧Ｖcrが発生す
る。この場合、共振周波数ｆｒ、共振のピ―ク電圧及び
ピ―ク電流は次式で求められる。
【００２９】
【数１】
【００３０】 Ｖp ＝２・Ｖd ……（３） 従って、ゲ―ト周期ｔｇと共振周波数の周期ｔｒがｔｒ
＝ｔｇの場合に最大の出力電圧ＶRECTが得られる。その
平均値ＶRECTは電源電圧Ｖd に等しくなる。
＝ｔｇの場合に最大の出力電圧ＶRECTが得られる。その
平均値ＶRECTは電源電圧Ｖd に等しくなる。
【００３１】電圧制御は、比較器Ｃで電圧指令値Ｖref
と検出値ＶL を比較し、出力偏差ｅｒ＝Ｖref −ＶL を
出力する。当該偏差ｅｒは電圧制御補償回路Ｇ（ｓ）に
入力され、その出力ｅｆを電圧／周波数変換器Ｖ／Ｆへ
入力する。電圧／周波数変換器Ｖ／Ｆは入力電圧ｅｆに
比例したパルスｐｆを出力し、波形整形回路Ｐwid に入
力する。
と検出値ＶL を比較し、出力偏差ｅｒ＝Ｖref −ＶL を
出力する。当該偏差ｅｒは電圧制御補償回路Ｇ（ｓ）に
入力され、その出力ｅｆを電圧／周波数変換器Ｖ／Ｆへ
入力する。電圧／周波数変換器Ｖ／Ｆは入力電圧ｅｆに
比例したパルスｐｆを出力し、波形整形回路Ｐwid に入
力する。
【００３２】波形整形回路Ｐwid は入力パルスｐｆの幅
ｔｐは共振周波数ｆｒの周期ｔｒに対して、ｔｒ／２＜
ｔｓ＜ｔｒの範囲のパルスｓｇに設定される（零電流ス
イッチング動作をさせる）。パルスｓｇはゲ―ト回路Ｇ
atを介してスイッチング素子ＳM にゲ―ト信号ｓ1 とし
て与える。
ｔｐは共振周波数ｆｒの周期ｔｒに対して、ｔｒ／２＜
ｔｓ＜ｔｒの範囲のパルスｓｇに設定される（零電流ス
イッチング動作をさせる）。パルスｓｇはゲ―ト回路Ｇ
atを介してスイッチング素子ＳM にゲ―ト信号ｓ1 とし
て与える。
【００３３】次に制御動作を説明する。初めにＶref ＜
ＶL の場合、正の偏差ｅｒが発生し電圧制御補償回路Ｇ
（ｓ）の出力ｅｆが増幅され、電圧／周波数変換器Ｖ／
Ｆのパルス数が増加する。その結果、共振の回数が増加
し、出力電圧ＶL が大きくなり、指令値Ｖref に一致す
るように制御される。
ＶL の場合、正の偏差ｅｒが発生し電圧制御補償回路Ｇ
（ｓ）の出力ｅｆが増幅され、電圧／周波数変換器Ｖ／
Ｆのパルス数が増加する。その結果、共振の回数が増加
し、出力電圧ＶL が大きくなり、指令値Ｖref に一致す
るように制御される。
【００３４】Ｖref ＞ＶL の場合、負の偏差ｅｒが発生
し、ｅｆの減少によって電圧／周波数変換器Ｖ／Ｆのパ
ルス数ｐｆが減少する。その結果、共振の回数が減少
し、出力電圧Ｖ0 が下がり、指令値Ｖref に一致するよ
うに制御される。
し、ｅｆの減少によって電圧／周波数変換器Ｖ／Ｆのパ
ルス数ｐｆが減少する。その結果、共振の回数が減少
し、出力電圧Ｖ0 が下がり、指令値Ｖref に一致するよ
うに制御される。
【００３５】以上説明のように、直列共振回路を一石式
で構成すると、その共振電圧を直接取出して平滑する回
路及び共振の回数を制御して負荷電圧を制御する制御回
路で構成することによって、回路構成が簡単、低騒音、
低損失で小型軽量な共振形ＤＣＶ／ＤＶコンバ―タを提
供できる。
で構成すると、その共振電圧を直接取出して平滑する回
路及び共振の回数を制御して負荷電圧を制御する制御回
路で構成することによって、回路構成が簡単、低騒音、
低損失で小型軽量な共振形ＤＣＶ／ＤＶコンバ―タを提
供できる。
【００３６】図３は、上記基本的構成に対して直列共振
を持続させるためのスイッチＳwとダミー抵抗Ｒdで構成
される回路ＳＣを出力端に設けた構成図である。無負荷
の場合、共振電流ＩLrは共振電圧Ｖcrが直流電圧Ｖdよ
り大きい期間内は共振コンデンサＣr→共振リアクトル
Ｌr→帰還ダイオードＤF1→直流電源Ｖdの経路で放電さ
れるが、共振電圧Ｖcrが直流電圧Ｖd以下になると、放
電経路がなくなり直列共振が止る。その結果、負荷電圧
制御が不可能になる。
を持続させるためのスイッチＳwとダミー抵抗Ｒdで構成
される回路ＳＣを出力端に設けた構成図である。無負荷
の場合、共振電流ＩLrは共振電圧Ｖcrが直流電圧Ｖdよ
り大きい期間内は共振コンデンサＣr→共振リアクトル
Ｌr→帰還ダイオードＤF1→直流電源Ｖdの経路で放電さ
れるが、共振電圧Ｖcrが直流電圧Ｖd以下になると、放
電経路がなくなり直列共振が止る。その結果、負荷電圧
制御が不可能になる。
【００３７】上記の問題を解決する手段として、回路Ｓ
ＣのスイッチＳwを無負荷または軽負荷の場合に投入
し、共振電流Ｉcrを共振コンデンサＣr→ダイオードＤF
2→リアクトルＬ0→スイッチＳw→ダミー抵抗Ｒd→共振
コンデンサＣrの経路で放電させる。その結果、共振は
持続して電圧制御が可能となる。図４は、上記基本的構
成に対して負荷電圧変動を抑えるために出力電流ＩLを
検出する電流検出器Ｃtを設けた場合の構成図を示す。
ＣのスイッチＳwを無負荷または軽負荷の場合に投入
し、共振電流Ｉcrを共振コンデンサＣr→ダイオードＤF
2→リアクトルＬ0→スイッチＳw→ダミー抵抗Ｒd→共振
コンデンサＣrの経路で放電させる。その結果、共振は
持続して電圧制御が可能となる。図４は、上記基本的構
成に対して負荷電圧変動を抑えるために出力電流ＩLを
検出する電流検出器Ｃtを設けた場合の構成図を示す。
【００３８】制御は、電圧制御補償回路Ｇ（ｓ）の出力
ｅｆと検出値Ｖi を加算器Ａで加算し、その出力ｅｆ’
＝Ｖi ＋ｅｆを電圧／周波数変換器Ｖ／Ｆに入力する。
この制御動作について説明する。
ｅｆと検出値Ｖi を加算器Ａで加算し、その出力ｅｆ’
＝Ｖi ＋ｅｆを電圧／周波数変換器Ｖ／Ｆに入力する。
この制御動作について説明する。
【００３９】負荷が軽負荷から重負荷に変化すると、出
力電流ＩL が増加し、電流検出値も増える。その検出値
Ｖi は電圧制御補償回路Ｇ（ｓ）の出力値ｅｆに加算さ
れ、信号ｅｆ’＝Ｖi ＋ｅｆとして、電圧／周波数変換
器Ｖ／Ｆに入力する。
力電流ＩL が増加し、電流検出値も増える。その検出値
Ｖi は電圧制御補償回路Ｇ（ｓ）の出力値ｅｆに加算さ
れ、信号ｅｆ’＝Ｖi ＋ｅｆとして、電圧／周波数変換
器Ｖ／Ｆに入力する。
【００４０】その結果、電圧／周波数変換器Ｖ／Ｆの出
力パルス数ｐｆが増加し、出力電圧Ｖ0 が大きくなる。
重負荷から軽負荷に変化した場合は出力電流ＩL が減少
し、検出値Ｖi も減る。その結果、ｅｆ’が小さくな
り、電圧／周波数変換器Ｖ／Ｆの出力パルス数ｐｆが減
少し、出力電圧Ｖ0 が小さくなる。
力パルス数ｐｆが増加し、出力電圧Ｖ0 が大きくなる。
重負荷から軽負荷に変化した場合は出力電流ＩL が減少
し、検出値Ｖi も減る。その結果、ｅｆ’が小さくな
り、電圧／周波数変換器Ｖ／Ｆの出力パルス数ｐｆが減
少し、出力電圧Ｖ0 が小さくなる。
【００４１】以上のように、電圧制御補償回路Ｇ（ｓ）
の出力信号ｅｆよりも応答の速い制御信号Ｖiを前向に
加算して出力電圧を制御すると、負荷が急変した場合に
起る出力電圧Ｖ0の変動を小さく抑えることができる。
図５は上記図４と同様な効果を得られる制御回路構成を
示す。出力電圧Ｖ0の検出値ＶLを１階微分を行う並列補
償回路Ｇd（ｓ）を設け、その微分値Ｖbを制御信号ｅｆ
と加算し、信号ｅｆ’＝ｅｆ＋Ｖbを電圧／周波数変換
器Ｖ／Ｆに入力する。制御動作は上記図４の場合と同じ
なので省略する。図６は直流車両の補助電源へ適用した
場合の構成図を示す。
の出力信号ｅｆよりも応答の速い制御信号Ｖiを前向に
加算して出力電圧を制御すると、負荷が急変した場合に
起る出力電圧Ｖ0の変動を小さく抑えることができる。
図５は上記図４と同様な効果を得られる制御回路構成を
示す。出力電圧Ｖ0の検出値ＶLを１階微分を行う並列補
償回路Ｇd（ｓ）を設け、その微分値Ｖbを制御信号ｅｆ
と加算し、信号ｅｆ’＝ｅｆ＋Ｖbを電圧／周波数変換
器Ｖ／Ｆに入力する。制御動作は上記図４の場合と同じ
なので省略する。図６は直流車両の補助電源へ適用した
場合の構成図を示す。
【００４２】一般に直流車両の補助電源は補機類の電源
として使われるために一定電圧を必要とする。しかし、
直流き電電圧Ｖssの電圧変動は非常に大きい。そのた
め、図１で示した制御構成だけでは、き電電圧の電圧変
動がＤＣ／ＤＣコンバ―タの出力電圧に影響を与え、単
なる電圧制御だけでは一定した負荷電圧ＶL を得ること
が困難になる。
として使われるために一定電圧を必要とする。しかし、
直流き電電圧Ｖssの電圧変動は非常に大きい。そのた
め、図１で示した制御構成だけでは、き電電圧の電圧変
動がＤＣ／ＤＣコンバ―タの出力電圧に影響を与え、単
なる電圧制御だけでは一定した負荷電圧ＶL を得ること
が困難になる。
【００４３】図中、ＢＵはき電線、ＰＮＧはパンタグラ
フ、ＭＤは車輪、Ｂr はレ―ル、Ｐtsはき電電圧を検出
する電圧検出器を示す。制御回路は、電圧／周波数変換
器Ｖ／Ｆの前に加算器Ａを設け、電圧検出器Ｐtsの検出
値Ｖccを加算する。その他の構成要素は図１と同一なの
でその説明は省略する。
フ、ＭＤは車輪、Ｂr はレ―ル、Ｐtsはき電電圧を検出
する電圧検出器を示す。制御回路は、電圧／周波数変換
器Ｖ／Ｆの前に加算器Ａを設け、電圧検出器Ｐtsの検出
値Ｖccを加算する。その他の構成要素は図１と同一なの
でその説明は省略する。
【００４４】上記の問題を解決するために、き電電圧Ｖ
ssの検出値Ｖccと電圧制御補償回路Ｇ（ｓ）の出力値ｅ
ｆを加算器Ａで加算し、その出力値ｅｆ’＝ｅｆ＋Ｖcc
を電圧／周波数変換器Ｖ／Ｆに与える。
ssの検出値Ｖccと電圧制御補償回路Ｇ（ｓ）の出力値ｅ
ｆを加算器Ａで加算し、その出力値ｅｆ’＝ｅｆ＋Ｖcc
を電圧／周波数変換器Ｖ／Ｆに与える。
【００４５】制御動作は電圧Ｖssが下った場合には加算
値ｅｆ’を小さくなるように検出値Ｖccを与える。その
結果、き電電圧Ｖssが下った場合は電圧／周波数変換器
Ｖ／Ｆの出力パルス数ｐｆが増加させて出力電圧Ｖ0 を
制御する。
値ｅｆ’を小さくなるように検出値Ｖccを与える。その
結果、き電電圧Ｖssが下った場合は電圧／周波数変換器
Ｖ／Ｆの出力パルス数ｐｆが増加させて出力電圧Ｖ0 を
制御する。
【００４６】き電電圧Ｖssが上った場合は電圧／周波数
変換器Ｖ／Ｆの出力パルス数ｐｆが減少させて出力電圧
Ｖ0 を制御する。以上のように、き電電圧Ｖssを検出し
て、その信号Ｖccを制御に取入れて電圧制御を行うと、
き電電圧Ｖssが変動した場合でも安定した出力電圧Ｖ0
が得られる。
変換器Ｖ／Ｆの出力パルス数ｐｆが減少させて出力電圧
Ｖ0 を制御する。以上のように、き電電圧Ｖssを検出し
て、その信号Ｖccを制御に取入れて電圧制御を行うと、
き電電圧Ｖssが変動した場合でも安定した出力電圧Ｖ0
が得られる。
【００４７】
【発明の効果】以上の説明のように、請求項１の発明に
よれば、一石式直列共振回路と、共振コンデンサの電圧
を整流し平滑する平滑回路と、出力電圧を制御する回路
で構成することによって、回路構成が簡単、低損失、低
騒音で小型軽量な共振形ＤＣ／ＤＣコンバータを提供で
きると共に、平滑回路の出力側に無負荷或いは軽負荷時
にスイッチを介してダミー抵抗を接続することにより無
負荷或いは軽負荷時にも直列共振を持続することが出来
る共振形ＤＣ／ＤＣコンバータを提供できる。
よれば、一石式直列共振回路と、共振コンデンサの電圧
を整流し平滑する平滑回路と、出力電圧を制御する回路
で構成することによって、回路構成が簡単、低損失、低
騒音で小型軽量な共振形ＤＣ／ＤＣコンバータを提供で
きると共に、平滑回路の出力側に無負荷或いは軽負荷時
にスイッチを介してダミー抵抗を接続することにより無
負荷或いは軽負荷時にも直列共振を持続することが出来
る共振形ＤＣ／ＤＣコンバータを提供できる。
【００４８】
【００４９】また、請求項２の発明によれば、一石式直
列共振回路と、共振コンデンサの電圧を整流し平滑する
平滑回路と、出力電圧を制御する回路で構成することに
よって、回路構成が簡単、低損失、低騒音で小型軽量な
共振形ＤＣ／ＤＣコンバータを提供できると共に、負荷
装置の電流を検出する電流検出器の検出値と制御補償回
路の出力信号とを加算する加算器を設けることによっ
て、負荷変動によって起きる電圧変動を抑えることがで
きる共振形ＤＣ／ＤＣコンバータを提供できる。
列共振回路と、共振コンデンサの電圧を整流し平滑する
平滑回路と、出力電圧を制御する回路で構成することに
よって、回路構成が簡単、低損失、低騒音で小型軽量な
共振形ＤＣ／ＤＣコンバータを提供できると共に、負荷
装置の電流を検出する電流検出器の検出値と制御補償回
路の出力信号とを加算する加算器を設けることによっ
て、負荷変動によって起きる電圧変動を抑えることがで
きる共振形ＤＣ／ＤＣコンバータを提供できる。
【００５０】さらに、請求項３の発明によれば、一石式
直列共振回路と、共振コンデンサの電圧を整流し平滑す
る平滑回路と、出力電圧を制御する回路で構成すること
によって、回路構成が簡単、低損失、低騒音で小型軽量
な共振形ＤＣ／ＤＣコンバータを提供できると共に、負
荷装置に印加される電圧の微分値と制御補償回路の出力
信号とを加算する加算器を設けることによって、負荷変
動によって起きる電圧変動を抑えることができる共振形
ＤＣ／ＤＣコンバータを提供できる。
直列共振回路と、共振コンデンサの電圧を整流し平滑す
る平滑回路と、出力電圧を制御する回路で構成すること
によって、回路構成が簡単、低損失、低騒音で小型軽量
な共振形ＤＣ／ＤＣコンバータを提供できると共に、負
荷装置に印加される電圧の微分値と制御補償回路の出力
信号とを加算する加算器を設けることによって、負荷変
動によって起きる電圧変動を抑えることができる共振形
ＤＣ／ＤＣコンバータを提供できる。
【００５１】
【図１】本発明の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータの基本的
構成図。
構成図。
【図２】［図１］の動作を説明するための動作波形図。
【図３】本発明の実施例を示す共振形ＤＣ／ＤＣコンバ
ータのブロック図。
ータのブロック図。
【図４】本発明の他の実施例を示す共振形ＤＣ／ＤＣコ
ンバータのブロック図。
ンバータのブロック図。
【図５】本発明の別の実施例を示す共振形ＤＣ／ＤＣコ
ンバータのブロック図。
ンバータのブロック図。
【図６】本発明の更に別の実施例を示す共振形ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータのブロック図。
Ｃコンバータのブロック図。
【図７】従来の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータ主回路構成
図。
図。
【図８】［図７］の従来の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータ
を制御する制御ブロック図。
を制御する制御ブロック図。
【図９】従来の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説
明するための動作波形図。
明するための動作波形図。
ＶＣ …直流電源回路 ＲＣ …
共振回路 ＬＣ …平滑回路 Ｖd1，Ｖd2 …
直流電源 ＳM1，ＳM2 …スイッチング素子 ＤF1 …
帰還ダイオード Ｃd …電源コンデンサ ＬＯＡＤ …
負荷 Ｃr …共振コンデンサ Ｌr …
共振リアクトル Ｌ0 …平滑リアクトル Ｃ0 …
平滑コンデンサ Ｐt …電圧検出器 Ｃ …
比較器 Ｇ（ｓ） …電圧制御補償回路 Ｖ／Ｆ …
電圧／周波数変換器 Ａ …加算器 Ｐwid …
パルス整形回路 Ｇat1，Ｇat2 …ゲート回路 ＴＲ …
トランス ＲECT …ダイオード整流器 ＢＵ …
き電線 ＭＤ …車輪 Ｒｒ …
レール ＰＮＧ …パンタグラフ
共振回路 ＬＣ …平滑回路 Ｖd1，Ｖd2 …
直流電源 ＳM1，ＳM2 …スイッチング素子 ＤF1 …
帰還ダイオード Ｃd …電源コンデンサ ＬＯＡＤ …
負荷 Ｃr …共振コンデンサ Ｌr …
共振リアクトル Ｌ0 …平滑リアクトル Ｃ0 …
平滑コンデンサ Ｐt …電圧検出器 Ｃ …
比較器 Ｇ（ｓ） …電圧制御補償回路 Ｖ／Ｆ …
電圧／周波数変換器 Ａ …加算器 Ｐwid …
パルス整形回路 Ｇat1，Ｇat2 …ゲート回路 ＴＲ …
トランス ＲECT …ダイオード整流器 ＢＵ …
き電線 ＭＤ …車輪 Ｒｒ …
レール ＰＮＧ …パンタグラフ
Claims (3)
- 【請求項１】 直流電源に並列接続される帰還ダイオー
ドが逆並列に接続されたスイッチング素子と共振リアク
トルと共振コンデンサから成る直列共振回路と、前記共
振コンデンサの電圧を整流し平滑する平滑回路と、該平
滑回路の出力端に接続される負荷装置と、該負荷装置に
並列接続される無負荷或いは軽負荷時にオンされるスイ
ッチとダミー抵抗の直列回路と、前記負荷装置に印加さ
れる電圧を検出する電圧検出器と、負荷電圧指令値と前
記電圧検出器の検出値とを比較しその編差を増幅する制
御補償回路と、該制御補償回路の出力信号の値に比例す
るパルス信号を発生する電圧／周波数変換器と、前記パ
ルス信号に同期したパルスを前記スイッチング素子に与
える手段を具備して成る共振形ＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 直流電源に並列接続される帰還ダイオー
ドが逆並列に接続されたスイッチング素子と共振リアク
トルと共振コンデンサから成る直列共振回路と、前記共
振コンデンサの電圧を整流し平滑する平滑回路と、該平
滑回路の出力端に接続される負荷装置と、該負荷装置に
印加される電圧を検出する電圧検出器と、負荷電圧指令
値と前記電圧検出器の検出値とを比較しその編差を増幅
する制御補償回路と、前記負荷装置の電流を検出する電
流検出器と、該電流検出器の検出値と前記制御補償回路
の出力信号とを加算する加算器と、該加算器の出力信号
の値に比例するパルス信号を発生する電圧／周波数変換
器と、前記パルス信号に同期したパルスを前記スイッチ
ング素子に与える手段を具備して成る共振形ＤＣ／ＤＣ
コンバータ。 - 【請求項３】 直流電源に並列接続される帰還ダイオー
ドが逆並列に接続されたスイッチング素子と共振リアク
トルと共振コンデンサから成る直列共振回路と、前記共
振コンデンサの電圧を整流し平滑する平滑回路と、該平
滑回路の出力端に接続される負荷装置と、該負荷装置に
印加される電圧を検出する電圧検出器と、負荷電圧指令
値と前記電圧検出器の検出値とを比較しその編差を増幅
する制御補償回路と、前記負荷装置に印加される電圧の
微分値を求める微分回路と、該微分回路の微分値と前記
制御補償回路の出力信号とを加算する加算器と、該加算
器の出力信号の値に比例するパルス信号を発生する電圧
／周波数変換器と、前記パルス信号に同期したパルスを
前記スイッチング素子に与える手段を具備して成る共振
形ＤＣ／ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16882293A JP3157359B2 (ja) | 1993-07-08 | 1993-07-08 | 共振形ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16882293A JP3157359B2 (ja) | 1993-07-08 | 1993-07-08 | 共振形ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0731138A JPH0731138A (ja) | 1995-01-31 |
| JP3157359B2 true JP3157359B2 (ja) | 2001-04-16 |
Family
ID=15875160
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16882293A Expired - Fee Related JP3157359B2 (ja) | 1993-07-08 | 1993-07-08 | 共振形ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3157359B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100495877C (zh) * | 2002-03-18 | 2009-06-03 | 英特塞尔美国公司 | 具有快速过载反馈控制的直流—直流转换器 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4370128B2 (ja) * | 2003-07-23 | 2009-11-25 | パナソニック株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2008141801A (ja) * | 2006-11-30 | 2008-06-19 | Mitsumi Electric Co Ltd | スイッチング電源回路 |
-
1993
- 1993-07-08 JP JP16882293A patent/JP3157359B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100495877C (zh) * | 2002-03-18 | 2009-06-03 | 英特塞尔美国公司 | 具有快速过载反馈控制的直流—直流转换器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0731138A (ja) | 1995-01-31 |
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|---|---|---|---|
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