JP3345114B2 - 高周波信号受信機 - Google Patents
高周波信号受信機Info
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Description
めの受信機に関するものである。この受信機は第1の周
波数ループと、検出器と、同調用発信器とを含む受信部
を備えている。
る、高周波で変調された信号を低周波被変調信号に周波
数変換する周波数変換器を備えている。検出器は低周波
被変調信号に含まれる情報信号を検出するものである。
そして同調用発信器は周波数変換回路に接続され、その
発信周波数は、検出器に接続される第1の同調制御信号
発信器により供給される第1の同調制御信号により調整
される。
ョン、ビデオレコーダや、コードレス又は移動電話に適
用されるものである。
行のフィリップス・データブックIC01の1047〜
1060頁の”Radio,audio and as
sociated systems Bipolar,
MOS”に記載されている集積化された”AM/FM
Radio Receiver Circuit”T
EA5592として知られている。
ックの1057頁に、到来する信号から低周波又は音声
信号を得るAM/FMラジオ受信機として示されてい
る。このAM/FMラジオ受信機の同調は手動、又は2
つの共働するコンデンサを用いて行う。
示されているように、FM復調器に接続される同調制御
信号発信器FM−AFCが備えられている。このFM−
AFCは、周波数変換器に接続されるFM同調用発信器
に同調制御信号を供給するものである。この場合、周波
数変換器はFM混合器であって、これには高周波被変調
信号が供給される。この同調制御信号により発信周波数
が所定の範囲で調整され、そしてラジオ局に対して不完
全な同調を招くことがある手動同調の後に微調整が行わ
れる。そこで、聴取したいラジオ局に対して微調整を行
うための第1の周波数ループが備えられている。
quency Control”はいわゆるFM信号弁
別特性又はS曲線を採用しており、温度や電圧変化等に
起因するドリフト現象に関わらず、いわゆる発信器の周
波数を、スーパヘテロダイン受信機における固定周波数
での中間周波数段等のさらなる信号処理手段の望ましい
動作を可能にする値に維持するものである。
化も、周波数変動の方向によって決定される極性を有す
る弁別器出力のDC電圧変動の原因となる。
が、局部発信周波数が平均中間周波数の誤差を修正する
方向に変化するように局部発信器に供給された後、ロー
パスフィルタによりその弁別器出力信号から分離される
ものである。
に起因する誤差を高程度に除去でき、正確に同調をとる
ことができ、さらにラジオのいかなる中間周波増幅器も
最も望ましい状態で信号処理動作をさせることができ
る。
同調時にヒステリシスが生ずるという問題がある。特に
混雑している周波数帯では希望の局に同調することは困
難である。なぜならば、ある周波数帯の中でのサーチ方
向に依存して、AFCは希望の局に最も近い局に対して
動作するからである。
信信号の一時的な強度の減衰時に起きる。これはAFC
の影響で起きる、近傍の局やラジオチャネルへのいわゆ
る“引込み”であり、特にコードレス電話や自動車電話
に備えられている携帯用放送受信機、ラジオ受信機等の
携帯用ラジオ受信機で問題になる。
同調ラジオ受信機が開示されている。その同調は、AF
Cと複雑な態様で共働するフェーズロックループ・シン
セサイザにより行われ、各々のループパラメータ間で適
切な妥協を図ることを不可能にする。適度な強度の信号
が受信された時のみAFCがオンし、これはミュート制
御機能を介して検出される。PLL同調によりある周波
数帯中のラジオ局が次々とサーチされる。PLLに備え
られるプログラムブル分周器により周波数ステップが調
整される。示されてはいないが、そのような電子同調ラ
ジオ受信機における同調用制御信号は通常マイクロプロ
セッサにより供給される。
ある。まず分周器によって分周された電圧制御同調用発
信器からの信号の位相が水晶発信器の発生する基準クロ
ック信号と比較される。次に位相比較器からの一連の狭
パルス幅の誤差信号が、局部発信器に制御信号を供給す
るループフィルタで積分される。そして異なる被除数の
調整により異なる同調周波数が選択される。
意の被除数を導入するのに必要な分周器におけるフィー
ドバックのためにプログラムブル分周器は比較的電力消
費が大きいということである。
比が同調システムによって規制されないようにするため
に、ノイズの振舞いに関して注意深く設計しなければな
らないという問題がある。
キップされると、ループ中にチャージポンプにデッドゾ
ーンが生じて局部発信器の出力信号がドリフトする。こ
のデッドゾーンに起因するPLLの残存誤差は比較的帯
域幅が広いのでフィルタの時定数は結果として障害とな
る信号を分離するために大きくなければならない。その
結果、同調システムの応答速度が遅くなる。
つけなければならない。受信部を備えた同調システムを
1つの集積回路に集積するのは同調システムと受信部と
の間に生じる障害のために、さらに大きな問題が生じ
る。ステップ同調であるため、得られた同調の精度は、
TEA5592のような手動同調とAFCによるラジオ
受信機より劣る。
れはRDSカーラジオやコードレス電話、携帯電話への
応用で問題となる。
的多くの外部素子が必要になる。
うアナログ受信機の有用な点と従来の電子同調受信機に
より得られる可能性とが組合わされ、両受信機の問題が
生じることがなく、高速で正確な同調が可能となり、さ
らに比較的構成が簡単で安価なデジタル同調手段を備え
た受信機を提供するものである。
は、高周波被変調信号を低周波被変調信号に周波数変換
する周波数変換器と、前記低周波被変調信号に含まれて
いる音声情報信号を検出する検出器と、前記周波数変換
器に接続された同調用発信器であって、その発信周波数
が、前記検出器に接続された第1の同調制御信号発生器
により供給される第1の同調制御信号により調整される
同調用発信器とを備えた第1の周波数ループを含む受信
部を備え、該受信部には前記高周波被変調信号が供給さ
れる、高周波信号受信機であって、該受信機は、前記同
調用発信器の発信周波数を測定する周波数測定器と、前
記周波数測定器に接続することができ、前記同調用発信
器に供給される第2の同調制御信号を発生する第2の同
調制御信号発生器とを備えた第2の周波数ループを含む
同調部と、前記受信部と前記同調部を制御する制御部と
を備え、前記周波数測定器が所望のチャネルでプリセッ
トされるプリセットモードにおいて、前記周波数測定器
が前記第2の同調制御信号発生器に接続され、前記周波
数測定器より前記制御部に供給される、前記発信周波数
がある周波数帯において前記所望のチャネル近傍の第1
の周波数ウインドウ内にあることを示す第2の制御信号
の基に、前記制御部により、前記第2の周波数ループが
閉回路となり、前記第1の周波数ウインドウの外側で、
前記第2の同調制御信号が実質的に能動的となって前記
第1の周波数ループによる粗同調を行い、前記第1の周
波数ループが調整されたことを示す第1の制御信号が前
記受信部により出力されると前記第1の周波数ループが
閉回路となり、前記第1の周波数ウインドウ内で前記第
1の同調制御信号が実質的に能動的となって前記第2の
周波数ループによる密同調を行うことを特徴とする。
られた同調精度に関する情報を、段階的ではなく連続的
に取扱うことができるデジタル同調機構が得られる。
された制御信号の使用により、AFCによる精度の高い
手同調が行える第1の同調システムが得られる。さらに
この同調システムでは、検出された又はされない局の周
波数の自動蓄積と組合わさった、例えば手同調、プリセ
ット、オートサーチを適用することにより異なったモー
ドで動作させることができる。
より与えられ、粗同調は第2の周波数ループにより与え
られる。そして少なくともプリセットモードでは、制御
部により2つのループ間で必要な動作が行われる。
て、周波数測定器は簡単に集積化でき、そして非常に消
費電力が少ない。
ナログ受信機に対する操作者の振舞いを、その動作の基
本としている。この同調システムでは最初に所望の局に
対し荒く発信周波数を調整し、その後正確に受信する。
発信周波数は所望の局が受信されるまでの周波数の距離
に対応した速度で変化するのがよい。
955、075に開示されているが、PLLに関して
は、本発明では、内部動作ではなく、高周波被変調信号
の信号強度の測定により得られた制御信号を基としてA
FCとPLL間の変移が行われる。
波数帯において前記所望のチャネル近傍の前記第1の周
波数ウインドウの外側の第2、第3の周波数ウインドウ
内で、前記第2の制御信号が実質的に能動的であり、密
同調では、前記第1の周波数ウインドウ内で、前記第1
の制御信号が実質的に能動的であることを特徴としてい
る。
い粗同調とその後緩やかな密同調が達成できる。第1の
同調制御信号とAFC信号の振幅は周波数の関数として
直線的に変化する。上記周波数範囲の外側では、第2の
同調制御信号は一定で正負の振幅を有し、上記周波数範
囲内ではその値は零であることがよい。
を上げるもので、前記第1の周波数ウインドウの外側の
第2、第3の周波数ウインドウ内に前記同調用発信器の
発信周波数が存在する時に、前記第2の同調制御信号が
粗同調でさらに能動的であることを特徴とする。
所望の周波数から離れるに従い速い粗同調が達成でき
る。
数ウインドウの外側の前記第2、第3の周波数ウインド
ウが前記周波数帯を通じてある幾何学的分布をなし、前
記第2の同調制御信号の前記第1の周波数ウインドウ内
の電流値と前記第2又は第3の周波数ウインドウ内の電
流値との比が、前記第1、第2、第3の周波数ウインド
ウを通じて、前記周波数帯と前記第1の周波数ウインド
ウとの比である前記幾何学的分布の重み係数の比と同じ
であることを特徴とする。
り、速度に関して望ましい粗同調が達成できる。2つの
周波数範囲が適用された場合、上記1つの周波数範囲の
場合と比べ、粗同調の速度が上がるが、3つの周波数範
囲の場合よりは速度は緩やかである。
度が向上する。すなわち、所望のチャネルが未だ現在の
チャネルから離れている場合には、ユーザは最初に同調
ノブをすばやく回し、そしてその所望のチャネルからの
周波数が小さくなるに従い緩やかに回す。つまりこの同
調システムはユーザの行動に見合った動作をする。
器の発信周波数を測定するための、前記周波数測定器の
周波数測定期間は前記第1、第2の周波数ウインドウに
比例して適用されることを特徴とする。
は、内側の第1の周波数範囲での測定時間により一定し
た測定を行うと、必要以上に測定に時間がかかるという
考えによるものである。
波数範囲の比は1000となる。幾何学的周波数範囲の
場合に3つの周波数範囲を使用した時は、1つの周波数
範囲に対する速度比は33となる。さらに上記周波数測
定期間を採用した場合は速度比は200となる。
器の発信周波数が前記第1の周波数ウインドウ内であり
さらに前記第1の同調制御信号発信器の捕獲範囲内であ
ることが、前記第1及び第2の制御信号により前記制御
部に通知された時に、前記同調部への電力供給が断たれ
ることを特徴とする。
送制御信号回路は、受信部に比べ比較的少電流を伝送す
るという事実により、同調状態において、AFCを備え
たアナログ手同調システムとほぼ同じ消費電力の同調シ
ステムが得られる。さらに同調部と受信部間の障害がな
くなる。
電力供給が断たれる前に、測定された最後のチャネル周
波数がラストチャネル・メモリにストアされることを特
徴とする。
引込み等の不要な現象や第1の制御信号の消失のために
同調部に再度電流が供給されるということに対し、この
同調システムは、ラストチャネル・メモリにストアされ
たラストチャネルの測定周波数を用いて、それらの現象
に直接対応することができる。これにより安定した制御
ができる。
器の発信周波数が前記第1の周波数ウインドウの外側に
ある場合に、前記第1の同調制御信号発信器と前記同調
用発信器との接続が解除され、前記第2の周波数ループ
は実質的に能動的であることを特徴とる。
“引込み”を防止できる。
号を低周波被変調信号に周波数変換する周波数変換器
と、前記低周波被変調信号に含まれている音声情報信号
を検出する検出器と、前記周波数変換器に接続された同
調用発信器であって、その発信周波数が、前記検出器に
接続された第1の同調制御信号発生器により供給される
第1の同調制御信号により調整される同調用発信器とを
備えた第1の周波数ループを含む受信部を備え、該受信
部には前記高周波被変調信号が供給される、高周波信号
受信機であって、該受信機は、前記同調用発信器の発信
周波数を測定する周波数測定器と、前記周波数測定器に
接続することができ、前記同調用発信器に供給される第
2の同調制御信号を発生する第2の同調制御信号発生器
とを備えた第2の周波数ループを含む同調部と、前記受
信部と前記同調部を制御する制御部とを備え、少なくと
も、前記受信部により供給される第1の制御信号に応じ
て、前記第1の周波数ループが閉回路となり、ある周波
数帯内で任意の局がサーチされるサーチモードにおいて
は、前記周波数測定器への電力供給が断たれ、前記周波
数測定器と前記第2の同調制御信号発信器との接続が解
除され、前記周波数帯をスキャンするために、前記第2
の同調制御信号発信器により直接前記同調用発信器を制
御し、ある信号を含んだ局に同調した時に、前記第1の
同調制御信号発信器により供給される制御信号の基に前
記制御部により前記サーチモードを断ち、そして、信号
を含むチャネルが受信された時、前記同調用発信器の発
信周波数を測定するために前記周波数測定器を作動さ
せ、そして測定された周波数をラストチャネル・メモリ
にストア し、その後制御部により前記同調部への電力
供給が断たれることを特徴とする。
ては電力供給が断たれ、受信部との接続が解除されるの
で、受信部との間で障害が生じない。その結果、上記周
波数帯内で誤った位置に周波数がセットされることがな
い。
が終了すると、同調システムはスタンバイモードに入
る。その結果受信機は全体として消費電力が非常に少な
くなる。
ているため、フェーディングや引込みに対し再度迅速に
応答することができる。その結果、サーチモードにおい
ても安定した同調が行われる。従って、受信機にマイク
ロプロセッサ等が備えられていても、それは基本的には
制御パネルをスキャンしたり、LCDスクリーン等のデ
ィスプレイパネルの制御以外には用いられない。
は、同調ソフトウエアがより少なく、そのため、従来の
電子同調システムにおけるマイクロプロセッサとシンセ
サイザ間の通信プロセスと同様なプロセスが非常に少な
くなるからである。
ムを示す。受信機1は、第1の周波数ループL1を含む
受信部2を備える。第1の周波数ループL1は、アンテ
ナ4を介して受信部2に供給される高周波被変調信号R
Fを低周波被変調信号IFに周波数変換する周波数変換
器3を備える。
被変調信号IFに含まれる情報信号、例えばラジオ、テ
レビ放送信号や電話信号を検出する検出器5と、検出器
5に接続される第1の同調制御信号発信器7により供給
される第1の同調制御信号Iafcにより調整される周
波数を発信し、周波数変換器3に接続される同調用発信
器6とを備える。
8に同調制御信号Iafcを電流として供給する制御型
電流源10を備えてもよい。ループフィルタは好ましく
は積分器であり電流Iafcを積分するコンデンサによ
り構成される。そして制御電圧
に供給される。本実施例では同調用発信器はVCO(V
oltage Controlled Osillat
or)である。
フィルタ11が備えられる。これは、検出器5(例えば
FM信号弁別器)の出力信号から不要成分を除去し、そ
の出力信号を制御信号として制御型電流源10に供給す
るものである。
波数変換器3は、高周波被変調信号RFを混合して低周
波被変調信号IF、例えばFM放送では10.7MHz
の中間周波数に変換する従来の混合段でもよい。
備えた従来の中間周波増幅器が、説明簡略化のため検出
器5に含まれているものとする。
ための同調用発信器6に適切な制御信号が供給されれ
ば、その他の構成も受信部2に適用することができる。
の他の変調形態も可能である。
集積構造に非常に良く適する、いわゆる直接変換構成を
基にした受信部2も本発明に適用できる。
流に起因する、受信部2自体の同調誤差を減らすため
に、電流源10の出力インピーダンスを非常に高くする
必要があるが、これはいわゆるウイルソン・カレントミ
ラー回路により得られる。このカレントミラー回路で
は、入力電流は従来のカレントミラー回路に供給される
が、出力電流はミラートランジスタとカスケードに接続
される出力トランジスタを介して供給される。ローパス
フィルタ11を介して供給された電流源10の入力電流
は、検出器5の対称な出力に接続された(図示しない)
電圧・電流変換器により分配することができる。
調制御信号発信器14とを備える。同調部12は、同調
用発信器6の発信周波数を測定するための周波数測定器
13を備えた第2の周波数ループL2を含んでいる。ま
た第2の同調制御信号発信器14は周波数測定器13に
接続され、同調用発信器6に供給される第2の同調制御
信号Isを発生する。測定された同調用発信器6の周波
数はラストチャネル・メモリ15にストアされる。
を制御する制御部16を備える。受信機1がプリセット
モード(プリセットチューニング)のときは制御部16
により、後述する態様で、第1及び/又は第2の周波数
ループが制御され、そして/又は開回路となり又は閉回
路となる。すなわちこのモードでは両周波数ループL
1,L2は作動状態にある。
グ)で受信機1が作動中の時、与えられた条件下で第1
の周波数ループL1のみが作動状態になり、ある局がサ
ーチされると周波数測定器13により関係する局の周波
数が測定される。少なくとも受信部2から供給される第
1の制御信号in−1(in−lock信号)に応じ
て、制御部16により第1の周波数ループL1を閉回路
とすることができる。
より、周波数測定器13から供給される第2の制御信号
in−w(in−window信号)の基においても、
第1及び/又は第2の周波数ループL1、L2を制御す
ることができる。
11により不要成分が除去されたAFC信号がin−l
ock検出器17に供給されてin−lock信号in
−lが生成される。in−lock検出器17は本特許
出願と同時に出願されたヨーロッパ特許出願に記載され
ており、いわゆるS曲線の正確な分析により第1の周波
数ループが正確に調整されていることを示す安定したi
n−lock信号を出力する。
tl1そして周波数測定器13には制御信号ctl2が
供給され制御並びにオン/オフ・スイッチングが行なわ
れる。制御部16によりさらに、オートサーチモード
で、数種の制御入力を有する制御可能なチャージポンプ
と成り得る第2の同調制御信号発信器14を制御するこ
ともできる。
号preを受取るプリセット入力を有するプログラマブ
ルカウンタであってもよい。このデジタルプリセット信
号preは、(図示しない)マイクロプロセッサ又は簡
単で安価な本発明の受信機1において、多数のフリップ
プロップレジスタのハードウエアから成るプリセット素
子を用いて生成することができる。そのような簡単な構
成の装置は比較的安価な携帯用放送受信機に適用するこ
とができる。
に、またはキーボードにより入力されデジタル化された
後プリセットレジスタにセットされた周波数を用いて調
整することができる。
数fの関数である制御電流Iafc、Isを示してい
る。
て、周波数fの関数として非直線的に変化するもので、
粗同調W1のためのチャネルスペースの半分以下である
周波数ウインドウ(範囲)又は同調ウインドウの外側
で、正の値+Is又は負の値−Isを有している。
獲領域AFCーCとこの領域内にあるAFC動作領域A
FCーOで、AFC領域AFCーC内ではIafcは直
線的に変化し、この領域を越えるとIafcは零とな
る。実際の極性はループL1,L2中の信号反転に依存
する。すなわち正しい制御効果を考慮すると、極性は逆
となる。
調動作及びL2の密同調動作は、図1を参照すると以下
のようになる。
高周波被変調信号RFと比較しそして相関させて、制御
電流Iafcを発生する。誤差が比較的小さいときはi
n−lock信号in−lがin−lock検出器17
で発生する。
ット信号preに関して行われる。同調部12はin−
window信号in−wにより粗同調が行われたこと
を確認する。この信号in−wは同調用発信器6の発信
周波数が周波数ウインドウW1内にあることを示す。プ
リセットモードでは、同調ウインドウW1よりin−l
ockウインドウを広くすることが望ましく、これに対
しオートサーチモードではチャネルが検出されなくなる
ことがないようにin−lockウインドウを狭くす
る。
合は、同調部12から一定電流を流して同調用発信器を
正しい周波数に粗同調させ、そしてAFCループにより
密同調が行われる。
図2に見られるように重なり合わず、in−lock信
号、in−window信号によりループ間の変移が行
われる。
で受信部が”in−lock”状態のときに所望の信号
が正しく受信される。同調動作が終了すると同調部への
電力供給が断たれ、これにより電力が削減される。
要である。なぜならば、受信部2と同調部12間の障害
が避けられるので、受信部2を同調部12とそして制御
部16と共に1つのICに問題なく集積することがで
き、そして多くの外付け素子を減らすことができるから
である。
合、受信した高周波信号RFの電界強度は、実際、関係
する周波数帯に大きく依存して変化する。これにより、
フェーディングや隣接チャネルへの引込み等の望ましく
ない現象が生ずる。
同調がなされた後そして同調部12への電力供給が遮断
される前に、受信信号の周波数がラストチャネル・メモ
リ15に書込まれる。そのようなメモリ15は低電力消
費のSRAMでもよい。フェーディングや引込みが生じ
た場合は、in−lock信号が一時的に発生しなくな
る。同調部12への電力を回復することにより制御部が
直ちにこれに反応する。ラストチャネル・メモリ15に
ストアされた情報を用いて同調部12により同調用発信
器6の発信周波数が再び測定され、上述したような態様
で必要な修正が行われる。
の受信機1における制御電流Iafc,Isの状態ダイ
アグラムSTDを示している。この状態ダイアグラムS
TDを基にした開示により安定性と同調速度に関して2
ループ構造の設計が簡略化される。図3は、制御電流源
Isが電流を供給し制御電流源Iafcは電流を供給し
ない受信前状態S1と、電流Isが”in−windo
w”W1ではなく電流Iafcが”in−windo
w”W1である受信又はフェーディング状態S2と、電
流源Isは電流を供給せず電流源Iafcが電流を供給
する信号無し状態S3と、電流源Isは電流を供給せず
電流源Iafcが電流を供給する受信後状態又は所望同
調状態S4とを示している。
る。状態変化はそれぞれ矢印、制御信号in−w,in
−l,0そして1で示され、隣接する各々の矢印は所望
の周波数が”in−lock”及び/又は”in−wi
ndow”であることを示している。
定器13の測定サイクルを示す。ここで、例えばプログ
ラムブルカウンタである周波数測定器13の初期値cn
tが時間tの関数としてプロットされている。計数値は
周波数を表し、Pはプリセット信号preのプリセット
値の2進数表示を意味している。
する同調用発信器6の発信周波数f0が測定される。最
初にプリセット信号preがカウンタ13に供給され
て、所定の基準期間τmカウントダウンが行なわれる
(ダウンカウント)。
規定された同調周波数ウインドウ+W1から−W1と比
較される。計数残りCrの極性によって電流源14から
修正電流+Is又は−Isが出力され、ループフィルタ
8により積分されて同調用発信器6を制御するための電
圧が生成される。そして同調用発信器の利得の合計がK
0となる。
ジポンプ14が非直線性であるために同調用発信器の発
信周波数が同調サイクルの間連続して変化する。しかし
周波数カウンタ13によって、周波数が”in−win
dow”であるか否かの判断のために同調用発信器6の
発信周波数を連続的に計測しなければならない。
6の周波数スウィープの時間が測定期間τmを越えた場
合は、同調システムは不安定となる。
延τmがループ遅延τl以下でなければならない。従っ
て安定なシステムとするためにはτm≦2.Wl.C/
K0.Isであればよい。ここでCはループフィルタ8
の静電容量である。
周波数fxである場合は、カウンタ13が、測定期間τ
mの間、確実に零までカウントダウンする。従ってダウ
ンカウントの勾配が実際の周波数fxの測定値となる。
カウンタ13はクロック信号によって制御される。
τmにおけるこの勾配を含むクロック信号を積分するこ
とにより予測される。または、直線性の関係の代わり
に、実際には不連続な関係にある。カウンタ13の語長
が十分長い場合は直線性が大体次のように得られる。
は、測定期間τmの終了時点でPに等しくなる。しか
し、所望の周波数fxに関して正確に調整されていない
場合は、例えば期間τlの後カウンタが零位置に到達す
ると、予測値はP.τm/τlとなる。P.((τm/
τl)ー1の絶対値がW1以下の場合は同調用発信器6
の発信周波数f0は”in−window”となる。
雑であるが、測定期間τmの間の同調用発信器6の発信
周波数の直線的周波数スウィープ時に表すことができ
る。上述したように、静的な状態においても同様な安定
性基準が維持される。
プリセット値から他のプリセット値へ同調ががシフトす
る最大同調速度が限定される。1つの同調ウインドウW
1を有する同調システムの場合は、与えられた条件下で
は、例えば多くのチャネルを有する周波数帯では同調速
度は非常に遅くなる。しかし2つ以上の周波数ウインド
ウを使用することにより、同調速度は非常に速くなる。
数としての周波数ウインドウの幾何学的分布を示してい
る。ここでBは周波数帯端B1、B2を有する受信周波
数帯であり、fxは所望の周波数であり、W1、W2、
W3は、2つ以上の周波数ウインドウを有する本発明の
同調システムにおける周波数ウインドウである。最大周
波数距離を考えると現在の周波数fpが周波数帯端B1
に位置し、所望の周波数fxが他の周波数帯端B2に位
置する。
容同調電流は同調ウインドウに直線的に比例するという
ことが簡単に説明できる。従って、2番目に広い周波数
ウインドウを用いると、最大周波数距離間のある部分で
より大きな同調電流が許容され、安定性が依然維持され
る。
状態、すなわち同調回数がB1からW2への同調そして
W2からW1への同調のための状態はB.W1=W2.
W2の場合に確立される。周波数ウインドウがさらに広
がった場合は、同様な考慮がなされる。すなわち、周波
数ウインドウが受信周波数帯を通じて幾何学的に分布し
た場合、すなわち の場合は同調速度に関して相互に望ましい周波数ウイン
ドウの状態が確立される。
めの望ましい同調システムのために同じ重み係数が同調
ウインドウの状態に対して維持される。
の周波数ウインドウW1,W2,W3を有しており、望
ましい周波数ウインドウと同調電流を選択した時に、1
つの周波数ウインドウを有する同調システムに関して、
係数33の同調速度での利得が得られる。
発信周波数の測定のための周波数測定器又はカウンタ1
3により要求される測定時間に無関係と考えられてき
た。
周波数ウインドウ内の同調電流は、カウンタ13がもは
や関係する周波数ウインドウ内のある測定点を有しない
ほどに広くないこともある。すなわちもしカウンタがあ
る周波数ウインドウ内で不適当な分解能を有すると測定
時間が無駄になるということである。なぜならば、周波
数ウインドウの効果的な幅が狭まり、従ってシステム全
体の応答が遅くなるからである。ところが過度に分解能
が高いと測定時間が過度になる。
であることが簡単にわかる。そのような分解能の基に調
整された同調電流が安定性を考慮した許容最大電流より
小さくても、用いられる周波数ウインドウの数及び受信
周波数帯に依存して、同調速度は比例ではなくより小さ
い程度に減少する。
ドウ内でのカウンタ13の測定期間を一定にせず、多数
の同調ウインドウを有する本発明の同調システムのウイ
ンドウ間で変化させることで達成できる。
は、内側のウインドウに対して測定期間はτm1=1/
W1が選ばれ、外側のウインドウではτm2が選ばれ
る。この選択はウインドウが多くなるほど同様になる。
ウを有する同調システムの同調期間は、1つのウインド
ウを有する同調システムの1/200にしかならないこ
とがわかる。
でなくいわゆるオートサーチモードでも動作する。オー
トサーチモードでの同調プロセスの第1段階では、周波
数カウンタ13はループL2の1部分を形成せず、周波
数スウィープを同調用発信器6に与える制御部16によ
って直接に同調電流が調整される。
ある局が検出されると、in−lock検出器17がi
n−lock信号in−lを発生する。制御部16によ
り、直ちに同調電流を遮断してin−lock信号in
−lを確認し、ループL1が関係する局が同調可能であ
ることを確立する。
信器6の発信周波数を測定し、その測定された周波数が
ラストチャネル・メモリに書込まれる。同調プロイセス
が終了すると制御部16により同調部12への電力供給
が遮断され、プリセットモードについて説明した態様で
ループL1、L2がモニタされる。
捕捉することができ、それらはプレセット局としてスト
アされる。
プロセッサを有する従来のデジタル受信機よりサーチプ
ロセスが速い。なぜならば、デジタル受信機で必要なマ
イクロプロセッサとシンセサイザ間の長い通信プロセス
が不要となるからである。
n−lock検出器17の前段に置かれる受信部12で
のオートフィルタリングによって決定されるin−lo
ck遅延によって同調プロセスの速度が決定される。
は音声信号抑圧に必要であり、AM受信機では増幅度安
定に必要である。
応答にオーバシュートが生じ、このオーバシュートは、
車両の制動距離と同様に、in−lock遅延と周波数
スウィープ速度に依存する。このオーバシュートは同調
ウインドウW1の幅より狭くなりえる。なぜならば、そ
うでなければ同調電流はあまりにも遅く遮断され、従っ
て局が検出されなくなるからである。
のためのそしてループL1に対してAFCフィルタとし
て用いることができ、簡単にコンデンサに代えられるル
ープフィルタ8と共に受信部2と完全に集積化すること
ができる。
2の実施例を示している。
付ける入力シフトレジスタ20と、信号preを計数す
るためにクロック信号clを同調部12に供給する制御
部16とを備えている。
が少ない非同期カウンタ21の入力に接続されている。
プリセット信号preは2進法で表すことができ、その
場合は非同期カウンタ21はいわゆる2進リップル・ダ
ウンカウンタで構成される。さらにそのようなカウンタ
の場合、上位ビットになるほど重みが少なくなる。カウ
ンタ21はプリセット入力とイネーブル入力enaを有
するプログラマブルカウンタである。
介して、チャージポンプ回路22に供給される。ゲート
回路gcは周波数ウインドウ信号W1,W2,...,
Wn(nは正の整数)を出力する。チャージポンプ回路
は第2の周波数ループL2の制御信号Isを出力する。
の出力信号が、場合によってはスケール係数Nを有する
プレ・スケーラ23を介して、プログラマブルカウンタ
21に供給される。図4を参照してカウンタ21の動作
を説明すると、同調用発信器6の発信周波数が非常に低
い場合は、計数残りCrが正となり、所望の周波数fx
に正しく等しい場合は、計数残りCrは零となる。
出簡単である。測定期間τmの終了時点で、カウンタの
すべてのビットがウインドウビットW1,W
2,...,Wnより小さく零である場合のみ同調用発
信器6は”インーウインドウ”状態となる。ところが、
同調用発信器6の発信周波数が非常に高い場合は計数残
りCrは負となる。カウンタ出力が反転した後、そのよ
うな態様でウインドウ検出が行われる。
発信器6の発信周波数f0又はプレ・スケーラ23によ
る分周の結果であるf0/Nのいずれかであり、カウン
タ21の最下位ビットLSBを制御する。カウンタ21
の最上位ビットMSBの直前の極性ビットSBにより、
カウンタ21が零をクロスしたか否かが検出される。カ
ウンタ21の計数期間τmは制御部16により供給され
るイネーブル信号enaにより決定される。カウンタビ
ットは、極性ビットSBに応じて、ゲート回路gcの第
1のゲート列gc1により反転され、第2のゲート列g
c2によりウインドウが検出される。
ウが検出されないオートサーチモードでは、ゲート回路
gcとチャージポンプ回路22との接続が解除され、カ
ウンタ21により同調用発信器6の発信周波数が測定さ
れる。
れると、出力シフトレジスタとして動作するシフトレジ
スタ20とインバータ24を介して、周波数f0が2進
表示でラストチャネル・メモリ15に供給される。
により、すべての周波数ウインドウに対して”in−w
indow”信号が供給される。
ようにして行われる。最初にカウンタはすべて論理値”
1”にセットされ、そして1連のカウント・ダウンが行
われる。カウント・ダウンが終了すると、カウンタ21
に2進表示が補数表示で保持され、極性ビットSBは上
位ではなくなる。
とにより得られるが、この場合はインバータ24の直列
反転による。測定された周波数をラストチャネル・メモ
リ15にストアするには並列反転がよい。
るために、チャージポンプ回路22は、周波数帯端信号
を制御部16に供給するに周波数帯端検出器を備える。
1つの又は他の方向で周波数帯Bをスキャンするため
に、チャージポンプ回路22からアップ/ダウン信号u
dが出力される。
ィルタ8接続用の出力30を有するチャージポンプ回路
22を示している。
電流検出機能を有する出力30へ電流を供給する制御入
力up,dnと、チャージポンプ回路22が2ーウイン
ドウ同調システムとして示されるウインドウ入力not
−(W1),not−(W2)とを備える。
端信号beを出力する出力31を備える。”in−wi
ndow”信号W1,W2が共に論理値”1”を有する
場合はチャージポンプ回路22は出力信号を発生しな
い。
W1,W2の各々におけるチャージポンプ回路22の電
流密度が決定される。
極性ビットSB,反転極性ビットであり、オートサーチ
モードでは、それらの信号は(図示しない)キーボード
から直接発生される。
プ回路22は、図示されている低周波数帯端B1検出の
ためだけにトランジスタT1,T2の組合わせであるト
リガ素子32を備え、図示されている高周波数帯端B2
検出のために同様なサブ回路を備える。それらは周波数
帯端の荒い検出に関するものである。精密な検出は(図
示しない)マイクロプロセッサにより行われる。
れば手動で同調を行うアナログ受信機の有用な点と従来
の電子同調受信機により得られる可能性とが組合わさ
れ、両受信機の問題が生じることがなく、高速で正確な
同調が可能となる。
図。
数として示す図。
グラムを示す図。
イクルを示す図。
学的分布を示す図。
示す図。
Claims (10)
- 【請求項1】高周波被変調信号を低周波被変調信号に周
波数変換する周波数変換器と、 前記低周波被変調信号に含まれている音声情報信号を検
出する検出器と、 前記周波数変換器に接続された同調用発信器であって、
その発信周波数が、前記検出器に接続された第1の同調
制御信号発生器により供給される第1の同調制御信号に
より調整される同調用発信器とを備えた第1の周波数ル
ープを含む受信部を備え、該受信部には前記高周波被変
調信号が供給される、高周波信号受信機であって、該受
信機は、 前記同調用発信器の発信周波数を測定する周波数測定器
と、 前記周波数測定器に接続することができ、前記同調用発
信器に供給される第2の同調制御信号を発生する第2の
同調制御信号発生器とを備えた第2の周波数ループを含
む同調部と、 前記受信部と前記同調部を制御する制御部とを備え、 前記制御部により、前記周波数測定器が所望のチャネル
でプリセットされるプリセットモードにおいて、前記周
波数測定器が前記第2の同調制御信号発生器に接続さ
れ、前記周波数測定器より前記制御部に供給される、前
記発信周波数がある周波数帯において前記所望のチャネ
ル近傍の第1の周波数ウインドウ内にあることを示す第
2の制御信号の基に、前記第2の周波数ループが閉回路
となり、前記第1の周波数ウインドウの外側で、前記第
2の同調制御信号が実質的に能動的となって前記第1の
周波数ループによる粗同調を行い、前記第1の周波数ル
ープが調整されたことを示す第1の制御信号が前記受信
部により出力されると前記第1の周波数ループが閉回路
となり、前記第1の周波数ウインドウ内で前記第1の同
調制御信号が実質的に能動的となって前記第2の周波数
ループによる密同調を行うことを特徴とした受信機。 - 【請求項2】粗同調では、前記周波数帯において前記所
望のチャネル近傍の前記第1の周波数ウインドウの外側
の第2、第3の周波数ウインドウ内で、前記第2の制御
信号が実質的に能動的であり、密同調では、前記第1の
周波数ウインドウ内で、前記第1の制御信号が実質的に
能動的であることを特徴とした請求項1に記載の受信
機。 - 【請求項3】前記第2、第3の周波数ウインドウ内に前
記同調用発信器の発信周波数が存在する時に、前記第2
の同調制御信号が粗同調でさらに能動的であることを特
徴とした請求項2に記載の受信機。 - 【請求項4】前記第1の周波数ウインドウの外側の前記
第2、第3の周波数ウインドウが前記周波数帯を通じて
ある幾何学的分布をなし、前記第2の同調制御信号の前
記第1の周波数ウインドウ内の電流値と前記第2又は第
3の周波数ウインドウ内の電流値との比が、前記第1、
第2、第3の周波数ウインドウを通じて、前記周波数帯
と前記第1の周波数ウインドウとの比である前記幾何学
的分布の重み係数の比と同じであることを特徴とした請
求項3に記載の受信機。 - 【請求項5】前記同調用発信器の発信周波数を測定する
ための、前記周波数測定器の周波数測定期間は前記第
1、第2の周波数ウインドウに比例して適用されること
を特徴とした請求項3又は4に記載の受信機。 - 【請求項6】前記同調用発信器の発信周波数が前記第1
の周波数ウインドウ内でありさらに前記第1の同調制御
信号発信器の捕獲範囲内であることが、前記第1及び第
2の制御信号により前記制御部に通知された時に、前記
同調部への電力供給が断たれることを特徴とした請求項
2、3、4又は5に記載の受信機。 - 【請求項7】前記同調部への電力供給が断たれる前に、
測定された最後のチャネル周波数がラストチャネル・メ
モリにストアされることを特徴とした請求項6に記載の
受信機。 - 【請求項8】前記同調用発信器の発信周波数が前記第1
の周波数ウインドウの外側にある場合に、前記第1の同
調制御信号発信器と前記同調用発信器との接続が解除さ
れ、前記第2の周波数ループは実質的に能動的であるこ
とを特徴とした請求項2から7までのいずれかに記載の
受信機。 - 【請求項9】前記第1の周波数ウインドウは前記周波数
帯内のチャネルスペースの半分より狭いことを特徴とし
た請求項2から8までのいずれかに記載の受信機。 - 【請求項10】高周波被変調信号を低周波被変調信号に
周波数変換する周波数変換器と、 前記低周波被変調信号に含まれている音声情報信号を検
出する検出器と、 前記周波数変換器に接続された同調用発信器であって、
その発信周波数が、前記検出器に接続された第1の同調
制御信号発生器により供給される第1の同調制御信号に
より調整される同調用発信器とを備えた第1の周波数ル
ープを含む受信部を備え、該受信部には前記高周波被変
調信号が供給される、高周波信号受信機であって、該受
信機は、 前記同調用発信器の発信周波数を測定する周波数測定器
と、 前記周波数測定器に接続することができ、前記同調用発
信器に供給される第2の同調制御信号を発生する第2の
同調制御信号発生器とを備えた第2の周波数ループを含
む同調部と、 前記受信部と前記同調部を制御する制御部とを備え、 少なくとも、前記受信部により供給される第1の制御信
号に応じて、前記第1の周波数ループが閉回路となり、
ある周波数帯内で任意の局がサーチされるサーチモード
においては、前記周波数測定器への電力供給が断たれ、
前記周波数測定器と前記第2の同調制御信号発信器との
接続が解除され、前記周波数帯をスキャンするために、
前記第2の同調制御信号発信器により直接前記同調用発
信器を制御し、ある信号を含んだ局に同調した時に、前
記第1の同調制御信号発信器により供給される制御信号
の基に前記制御部により前記サーチモードを断ち、そし
て、信号を含むチャネルが受信された時、前記同調用発
信器の発信周波数を測定するために前記周波数測定器を
作動させ、そして測定された周波数をラストチャネル・
メモリにストア し、その後制御部により前記同調部へ
の電力供給が断たれることを特徴とした受信機。
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