JPS6042658B2 - 中間周波数補正回路 - Google Patents
中間周波数補正回路Info
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- JPS6042658B2 JPS6042658B2 JP9704678A JP9704678A JPS6042658B2 JP S6042658 B2 JPS6042658 B2 JP S6042658B2 JP 9704678 A JP9704678 A JP 9704678A JP 9704678 A JP9704678 A JP 9704678A JP S6042658 B2 JPS6042658 B2 JP S6042658B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
- H04B1/14—Automatic detuning arrangements
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、シンセサイザ型ラジオ受信機の中間周波数
のずれを補正する回路に関する。
のずれを補正する回路に関する。
電子同調受信機には、同調回路の電圧可変容量素子を
変えるのに、指令電圧に応じて漸増漸減する電圧を発生
し指令電圧がなくなるとその時の電圧を出力し続ける電
圧記憶素子を用いるアナログ方式のものの他に、シンセ
サイザ方式のものが特にＣレ受信用等に登場してきた。
変えるのに、指令電圧に応じて漸増漸減する電圧を発生
し指令電圧がなくなるとその時の電圧を出力し続ける電
圧記憶素子を用いるアナログ方式のものの他に、シンセ
サイザ方式のものが特にＣレ受信用等に登場してきた。
このシンセサイザ方式の受信機は第１図に示す構成か
らなる。この図で１はアンテナ、２は高周波増幅器、３
は局部発振器、４は混合つまり周波数変換器、５は中間
周波増幅器、６は検波回路、７、８、９はバリキャップ
などの電圧可変容量素子をコンデンサとする共振回路で
ある。これらの部分は通常のスーパーヘテロダイン型の
、電子同調型のラジオ受信機のチューナ部と同じである
。シンセサイザ型受信機の場合は、バリキャップ制御用
従つて選局用回路としてキースイッチ１０、コントロー
ラ１１、プリスケーラ１２、１／Ｎプログラム可能周波
数デバイダ１３、基準周波数発振器１４、その周波数デ
バイダ１５、ＰＬＬ（フェ・−ズ ロツクド ループ）
などで構成される位相検出器１６およびローパスフィル
タ１７が設けられる。この受信機での選局動作を、周波
数７１．０〜９０．０ＭＨｚの我国のＦＭ放送を例にと
つて以下説明する。上記のＦＭ放送周波数帯に対する局
部発振器３の出力周波数は６５．３〜７９．３ＭＨｚと
なるが、これを分周器であるプリスケーラ１２により１
１１０に落として６．５３〜７．９３ＭＨｚとする。
らなる。この図で１はアンテナ、２は高周波増幅器、３
は局部発振器、４は混合つまり周波数変換器、５は中間
周波増幅器、６は検波回路、７、８、９はバリキャップ
などの電圧可変容量素子をコンデンサとする共振回路で
ある。これらの部分は通常のスーパーヘテロダイン型の
、電子同調型のラジオ受信機のチューナ部と同じである
。シンセサイザ型受信機の場合は、バリキャップ制御用
従つて選局用回路としてキースイッチ１０、コントロー
ラ１１、プリスケーラ１２、１／Ｎプログラム可能周波
数デバイダ１３、基準周波数発振器１４、その周波数デ
バイダ１５、ＰＬＬ（フェ・−ズ ロツクド ループ）
などで構成される位相検出器１６およびローパスフィル
タ１７が設けられる。この受信機での選局動作を、周波
数７１．０〜９０．０ＭＨｚの我国のＦＭ放送を例にと
つて以下説明する。上記のＦＭ放送周波数帯に対する局
部発振器３の出力周波数は６５．３〜７９．３ＭＨｚと
なるが、これを分周器であるプリスケーラ１２により１
１１０に落として６．５３〜７．９３ＭＨｚとする。
これを更にデバイダ１３により、Ｎ＝６５３〜７９３の
間で変る値１／Ｎで分周する。ＦＭ放送のチヤンネルセ
パレーシヨンは１００ＫＨｚであり、従つて放送周波数
は７６．０，７６．１，７６，２・・・・・・の、局発
周波数で言えば６５．３，６５．４，６５．５・・・・
・・の離散的な値をとり、これ以外の値はとらないから
、Ｎ値を適当に選びかつ放送周波数と同調したときのデ
バイダ１３の出力周波数は常に１０ＫＨｚとなる。この
Ｎの値６５３，６５４・・・・７９３はコントローラ１
１に記憶させておき、キースイッチ１０によりその１つ
（これは希望の放送局を示すことになる）を読出し、デ
バイダ１３にプリセットする。一方、基準周波数発振器
１４は本例では５．７６ＭＨｚの周波数を発振するが、
デバイダ１５で１１５７６にするので該デバイダの出力
は１０ＫＨｚである。従つて受信機がキースイッチ１０
およびコントローラ１１の系路でデバイダ１３へプリセ
ットしたＮ値に対応する受信状態にあるとき、デパイダ
１３，１５の出力周波数は共に１０ＫＨｚとなり、位相
同期化後は位相検出器１６の出力はなく、同調回路の可
変容量素子の調整は行なわれず、このま）受信状態に入
るが、受信機が該Ｎ値に対応する受信状態になければそ
のずれに応じた幅および極性の出力を位相検出器１６が
生じ、これをローパスフィルタ１７で平滑化したのち共
振回路７〜９の可変容量素子に加える。従つて受信周波
数の調整が行なわれ、デバイダ１３の出力周波数が１０
ＫＨｚに収束しかつ同期化した所で該調整が終了し、Ｎ
値で指定した放送局（放送周波数）での受信状態に入る
。このシンセサイザ方式の受信機では高精度の受信が可
能である。
間で変る値１／Ｎで分周する。ＦＭ放送のチヤンネルセ
パレーシヨンは１００ＫＨｚであり、従つて放送周波数
は７６．０，７６．１，７６，２・・・・・・の、局発
周波数で言えば６５．３，６５．４，６５．５・・・・
・・の離散的な値をとり、これ以外の値はとらないから
、Ｎ値を適当に選びかつ放送周波数と同調したときのデ
バイダ１３の出力周波数は常に１０ＫＨｚとなる。この
Ｎの値６５３，６５４・・・・７９３はコントローラ１
１に記憶させておき、キースイッチ１０によりその１つ
（これは希望の放送局を示すことになる）を読出し、デ
バイダ１３にプリセットする。一方、基準周波数発振器
１４は本例では５．７６ＭＨｚの周波数を発振するが、
デバイダ１５で１１５７６にするので該デバイダの出力
は１０ＫＨｚである。従つて受信機がキースイッチ１０
およびコントローラ１１の系路でデバイダ１３へプリセ
ットしたＮ値に対応する受信状態にあるとき、デパイダ
１３，１５の出力周波数は共に１０ＫＨｚとなり、位相
同期化後は位相検出器１６の出力はなく、同調回路の可
変容量素子の調整は行なわれず、このま）受信状態に入
るが、受信機が該Ｎ値に対応する受信状態になければそ
のずれに応じた幅および極性の出力を位相検出器１６が
生じ、これをローパスフィルタ１７で平滑化したのち共
振回路７〜９の可変容量素子に加える。従つて受信周波
数の調整が行なわれ、デバイダ１３の出力周波数が１０
ＫＨｚに収束しかつ同期化した所で該調整が終了し、Ｎ
値で指定した放送局（放送周波数）での受信状態に入る
。このシンセサイザ方式の受信機では高精度の受信が可
能である。
即ち選局に用いるＮ値は勿論変動することはなく、従つ
て受信精度は基準周波数発振器１４の精度に依存するこ
とになるが、これは水晶発振器なので極めて高精度であ
る。ところでこの従来のＰＬＬシンセサイザ受信機には
ファインチューニング手段がない。
て受信精度は基準周波数発振器１４の精度に依存するこ
とになるが、これは水晶発振器なので極めて高精度であ
る。ところでこの従来のＰＬＬシンセサイザ受信機には
ファインチューニング手段がない。
これは上述の高精度にも起因しており、Ｎ値と水晶発振
器により極めて高精度な受信周波数の指定ができ、局部
発振周波数は指定された周波数に限りなく精密に収束す
るので、周波数偏差は通常は無視してよい放送周波数に
確実に同調して受信状態に入ることができることによる
。しかしながら温度変動による中間周波段の同調周波数
のずれ等があり、この温度変動は室内用ではせいぜいＯ
℃〜３０℃を考えればよいが、車載用などは外気にさら
される関係上、−２０℃〜＋８０℃を予定しなければな
らず、中間周波段の共振周波数（中間周波数）のすれは
）無視できない。また放送局から放送される電波の周波
数（放送周波数）もずれることがあり、これは国によつ
てはかなり目立つ所がある。この周波数ずれはＮ値を変
更し、または基準周波数Ｆｒを調整することでも修正で
きるが、Ｎ値はメモリに記・憶させてある数値であり、
その修正は厄介である。また基準周波数も１０ＫＨｚ等
に固定してあり、チヤンネルセパレーシヨンとの関係も
あるからその変更は難しい。本発明はこの周波数すれを
検波出力を利用して・自動修正し、シンセサイザ受信機
に自動同調微調整機能を持たせようとするものである。
器により極めて高精度な受信周波数の指定ができ、局部
発振周波数は指定された周波数に限りなく精密に収束す
るので、周波数偏差は通常は無視してよい放送周波数に
確実に同調して受信状態に入ることができることによる
。しかしながら温度変動による中間周波段の同調周波数
のずれ等があり、この温度変動は室内用ではせいぜいＯ
℃〜３０℃を考えればよいが、車載用などは外気にさら
される関係上、−２０℃〜＋８０℃を予定しなければな
らず、中間周波段の共振周波数（中間周波数）のすれは
）無視できない。また放送局から放送される電波の周波
数（放送周波数）もずれることがあり、これは国によつ
てはかなり目立つ所がある。この周波数ずれはＮ値を変
更し、または基準周波数Ｆｒを調整することでも修正で
きるが、Ｎ値はメモリに記・憶させてある数値であり、
その修正は厄介である。また基準周波数も１０ＫＨｚ等
に固定してあり、チヤンネルセパレーシヨンとの関係も
あるからその変更は難しい。本発明はこの周波数すれを
検波出力を利用して・自動修正し、シンセサイザ受信機
に自動同調微調整機能を持たせようとするものである。
次に図面に示す実施例を参照しながらこれを詳細に説明
する。第２図は検波器（周波数弁別器）の出力特性を示
し、横軸は周波数Ｆ．縦軸は出力電圧■を示し、曲線Ｃ
１はＳカーブまたはｚカーブと呼ばれる弁別器出力特性
である。
する。第２図は検波器（周波数弁別器）の出力特性を示
し、横軸は周波数Ｆ．縦軸は出力電圧■を示し、曲線Ｃ
１はＳカーブまたはｚカーブと呼ばれる弁別器出力特性
である。
中心周波数Ｆ。を中心として±ΔＦｉの範囲ＡはほＳ゛
同調が得られている範囲てあり補正は不要である。範囲
ＢおよびＣは弁別器の周波数中心より負方向および正方
向にΔＦｉ以上のずれがある領域であり、範囲Ｂは中間
周波数ｆ１を高くする。また範囲Ｃは中間周波数を低く
する補正が必要である。中間周波数Ｆｉと局部発振器出
力周波数ＦＬの関係はアッパーヘテロダインかロワーヘ
テロダインかで異なるが後者だとすると、Ｂ領域では周
波数ＦＬを下げる方向に、Ｃ領域てはこれを上げる方向
に補正する必要がある。更にＢ，Ｃ領域の外の領域は同
調がとれていないとすることができ、補正の必要はない
。この周波数弁別器のＳカーブを利用して本発明では第
３図の回路により中間周波数補正指令を得る。
同調が得られている範囲てあり補正は不要である。範囲
ＢおよびＣは弁別器の周波数中心より負方向および正方
向にΔＦｉ以上のずれがある領域であり、範囲Ｂは中間
周波数ｆ１を高くする。また範囲Ｃは中間周波数を低く
する補正が必要である。中間周波数Ｆｉと局部発振器出
力周波数ＦＬの関係はアッパーヘテロダインかロワーヘ
テロダインかで異なるが後者だとすると、Ｂ領域では周
波数ＦＬを下げる方向に、Ｃ領域てはこれを上げる方向
に補正する必要がある。更にＢ，Ｃ領域の外の領域は同
調がとれていないとすることができ、補正の必要はない
。この周波数弁別器のＳカーブを利用して本発明では第
３図の回路により中間周波数補正指令を得る。
６は中間周波段の出力を受けてＦＭ検波を行なう周波数
弁別器、１８は弁別器出力に含まれる交流分を除去する
ため挿入されたローパスフイル夕、２４ａ，２４ｂは電
圧コンパレータであり、フィルタ１８の出力電圧■Ｄと
基準電圧Ｖｒｌ，■Ｒ２を受ける。
弁別器、１８は弁別器出力に含まれる交流分を除去する
ため挿入されたローパスフイル夕、２４ａ，２４ｂは電
圧コンパレータであり、フィルタ１８の出力電圧■Ｄと
基準電圧Ｖｒｌ，■Ｒ２を受ける。
これらの基準電圧をＶｒｌ＝＋ΔＶＯ，■Ｒ２＝ーΔＶ
Ｏに選んでおけば第２図から明らかなように電圧コンパ
レータ２４ａはＢ領域でＨ（ハイ）レベルとなり、電圧
コンパレータ２４ｂはＣ領域でＨレベルとなり、Ａ領域
では共にＬレベルとなる出か。，Ｓ４を生じる。第２図
の曲線Ｃ２はこれらの出力Ｓ３，Ｓ４の合成出力を示す
。この電圧コンパレータの出力は前述の説明からも明ら
かなように中間周波数の補正指令とすることができる。
第４図に本発明の実施例を示す。
Ｏに選んでおけば第２図から明らかなように電圧コンパ
レータ２４ａはＢ領域でＨ（ハイ）レベルとなり、電圧
コンパレータ２４ｂはＣ領域でＨレベルとなり、Ａ領域
では共にＬレベルとなる出か。，Ｓ４を生じる。第２図
の曲線Ｃ２はこれらの出力Ｓ３，Ｓ４の合成出力を示す
。この電圧コンパレータの出力は前述の説明からも明ら
かなように中間周波数の補正指令とすることができる。
第４図に本発明の実施例を示す。
この図で、第１図および第３図と同じ部分には同じ符号
が付されている。鎖線枠内は第１図にも示したラジオ受
信機チューナ部であり、２０はＰＬＬシンセサイザで、
第１図の１／Ｎプログラム可能周波数デバイタ１３と基
準周波数発振器１４と位相検出器１６からなる。局発周
波数ｆしをＰＬＬシンセサイザが計数可能な周波数に落
とすプリスケーラ１２Ａは本発明では最大托進の可変進
カウンタであつて、ＥＣＬまたはショットキーＴＴＬで
構成され、常時はｗ進カウンタとして動作するがロード
信号Ｓ２が入るとそのときのみカウンタ２３の内容で定
まる５〜拓進カウンタとなる。このプリスケーラ１２Ａ
に分周比をセットするカウンタ２３はアップダウンカウ
ンタであつて、ロード信号Ｓ１により１０進カウンタと
して動作する。２１および２２はコントローラおよびス
イッチマトリックスで第１図のマイクロコンピュータ１
１およびキースイッチ１０に相当する。
が付されている。鎖線枠内は第１図にも示したラジオ受
信機チューナ部であり、２０はＰＬＬシンセサイザで、
第１図の１／Ｎプログラム可能周波数デバイタ１３と基
準周波数発振器１４と位相検出器１６からなる。局発周
波数ｆしをＰＬＬシンセサイザが計数可能な周波数に落
とすプリスケーラ１２Ａは本発明では最大托進の可変進
カウンタであつて、ＥＣＬまたはショットキーＴＴＬで
構成され、常時はｗ進カウンタとして動作するがロード
信号Ｓ２が入るとそのときのみカウンタ２３の内容で定
まる５〜拓進カウンタとなる。このプリスケーラ１２Ａ
に分周比をセットするカウンタ２３はアップダウンカウ
ンタであつて、ロード信号Ｓ１により１０進カウンタと
して動作する。２１および２２はコントローラおよびス
イッチマトリックスで第１図のマイクロコンピュータ１
１およびキースイッチ１０に相当する。
２４は中間周波数Ｆｉのずれ検出器であつて第３図の電
圧コンパレータ２４ａ，２４ｂからなる。
圧コンパレータ２４ａ，２４ｂからなる。
２５はオアゲート、２６はナンドゲート、２７はパルス
発生器、２８は増幅器である。
発生器、２８は増幅器である。
次に第５図のパルス波形図を参照しながら本回路の動作
を説明する。受信機が選局中のときはスピーカＳＰから
雑音が出るのでこれを除去するためミユーテイングをか
けるが、コントロ−ラー２１が第５図に示す波形のこの
ミユート信号Ｓ１を出力している間は該信号Ｓ１力幼ウ
ンタ２３に対するロード信号になり、該カウンタにはプ
リセット信号ＡｉＢｉＣｉＤｉが電源ＶＤＤｌ抵抗２９
、およびアースを含む結線により１０１０に固定されて
いるので、該プリセット信号１０１０（１罐数の１０）
がカウンタ２３にセットされる。
を説明する。受信機が選局中のときはスピーカＳＰから
雑音が出るのでこれを除去するためミユーテイングをか
けるが、コントロ−ラー２１が第５図に示す波形のこの
ミユート信号Ｓ１を出力している間は該信号Ｓ１力幼ウ
ンタ２３に対するロード信号になり、該カウンタにはプ
リセット信号ＡｉＢｉＣｉＤｉが電源ＶＤＤｌ抵抗２９
、およびアースを含む結線により１０１０に固定されて
いるので、該プリセット信号１０１０（１罐数の１０）
がカウンタ２３にセットされる。
一方、前述のようにスイッチマトリックス２２およびコ
ントロ−ラー２１の経路でＰＬＬシンセサイザ２０に希
望放送局を示すＮ値がセットされ、またプリスケーラ１
２ＡはＰＬＬシンセサイザ２０からのロード信号Ｓ２で
カウンタ２３の計数値（今は１０）をプリセットされ、
１雉カウンタとなつている。従つて第５図に示す局部発
振器３の出力周波数ＦＬはプリスケーラ１２Ａで１１１
０に分周されてｆし″ＰＬＬシンセサイザ２０で更に１
／Ｎに分周されたのち１０ＫＨｚの基準周波数と比較さ
れ、同調がとれていれば該１／Ｎ分周出力も１０ＫＨｚ
であるからＰＬＬシンセサイザ２０の出力はなく、従つ
て高周波段、周波数変換段２，４および局部発振器３の
可変容量素子の容量値は修正されず、そのま）受信状態
に入るが、同調がとれていなければＰＬＬシンセサイザ
２０はその周波数のずれに応じた幅および極性のパルス
を出力し、これはローパスフィルタ１７で平滑化された
のち増幅器３１を通して前記可変容量素子に加わり、そ
の容量値を変えて同調状態に収束させる。こうして受信
状態に入り、このときミユート信号Ｓ１は解除される。
ところで温度上昇により中間周波段５の共振周波数が設
計値（ＦＭでは１０．７ＭＨｚ）よりΔＦｉだけずれる
と、Ｐ比シンセサイザ２０は水晶発振器１４により得ら
れる高精度て局発周波数ＦＬを基準周波数×Ｎ（これは
放送周波数マイナス１０．７ＭＨｚに設計されている）
に収束させるから、周波数変換・段４の出力周波数は該
精度で１０．７ＫＨｚとなり、中間周波段の共振周波数
とは前記ずれΔＦｉだけずれてしまう。
ントロ−ラー２１の経路でＰＬＬシンセサイザ２０に希
望放送局を示すＮ値がセットされ、またプリスケーラ１
２ＡはＰＬＬシンセサイザ２０からのロード信号Ｓ２で
カウンタ２３の計数値（今は１０）をプリセットされ、
１雉カウンタとなつている。従つて第５図に示す局部発
振器３の出力周波数ＦＬはプリスケーラ１２Ａで１１１
０に分周されてｆし″ＰＬＬシンセサイザ２０で更に１
／Ｎに分周されたのち１０ＫＨｚの基準周波数と比較さ
れ、同調がとれていれば該１／Ｎ分周出力も１０ＫＨｚ
であるからＰＬＬシンセサイザ２０の出力はなく、従つ
て高周波段、周波数変換段２，４および局部発振器３の
可変容量素子の容量値は修正されず、そのま）受信状態
に入るが、同調がとれていなければＰＬＬシンセサイザ
２０はその周波数のずれに応じた幅および極性のパルス
を出力し、これはローパスフィルタ１７で平滑化された
のち増幅器３１を通して前記可変容量素子に加わり、そ
の容量値を変えて同調状態に収束させる。こうして受信
状態に入り、このときミユート信号Ｓ１は解除される。
ところで温度上昇により中間周波段５の共振周波数が設
計値（ＦＭでは１０．７ＭＨｚ）よりΔＦｉだけずれる
と、Ｐ比シンセサイザ２０は水晶発振器１４により得ら
れる高精度て局発周波数ＦＬを基準周波数×Ｎ（これは
放送周波数マイナス１０．７ＭＨｚに設計されている）
に収束させるから、周波数変換・段４の出力周波数は該
精度で１０．７ＫＨｚとなり、中間周波段の共振周波数
とは前記ずれΔＦｉだけずれてしまう。
本発明ではこのずれを許容値±ΔＦｉ内に補正すべく局
部発振器３従つて周波数変換段４の出力周波数をすらし
て、中間周波段で正しく同・調して予定の周波数帯に亘
つて予定の利得が得られるようにする。即ちこの楊合は
検出器２４が信号Ｓ２またはＳ４を出力し、これはオア
ゲート２５を通つてナンドゲート２６に入る。
部発振器３従つて周波数変換段４の出力周波数をすらし
て、中間周波段で正しく同・調して予定の周波数帯に亘
つて予定の利得が得られるようにする。即ちこの楊合は
検出器２４が信号Ｓ２またはＳ４を出力し、これはオア
ゲート２５を通つてナンドゲート２６に入る。
本例では第２図のＣ領域への周フ波数ずれが生じ、電圧
コンパレータ２４ｂが信号Ｓ４を生じたとする。このナ
ンドゲートにはコントローラ２１からのミユート信号Ｓ
１も入力するが受信中これはＨレベルであるから結局ナ
ンドゲート２６は開き、パルス発生器２４の出力をカウ
ンタ２３のクロック端子Ｃｐに入力する。信号Ｓ４はカ
ウンタ２３のＵ／Ｄ素子にも入力し、該カウンタをダウ
ンカウンタにセットする。従つてカウンタ２３の内容は
１パルス入る毎に９，８・・・・・・と減少して行く。
なおパルス発生器２７の出力周波数は数〜数１０Ｈｚと
、かなり低くしておく。本例では第５図に示すように先
ず１パルス、続いて１パルス、計２パルスに入つたとし
ており、従つてカウンタ２３の出力端Ｄ。ＣＯＢＯＡＯ
は最初の１０１０から１００１、更に１０００に変化す
る。但しここではＨレベルは１に、ＬレベルはＯに対応
させてある。ＰＬＬシンセサイザ２０は第１図で説明し
たように１／Ｎプログラム可能周波数デバイダを備え、
該デバイダは値Ｎをプリセットされて入力パルスをダウ
ンカウントし、値が０になるときパルスを１個出力し、
そのパルスはロード信号Ｓ２ともなつてコントローラ２
１からＮ値を取込み、再び入力パルスを計数して値が０
になるときパルスを１個出力し、ということを繰返して
１／Ｎ分周を行なうが、このパルスはプリスケーラ１２
Ａのロード信号ともなり、プリスケーラ１２Ａにカウン
タ２３の内容を取り込ませる。従つてプリスケーラ１２
Ａはロード信号Ｓ２が入力するときは９進、更に８進カ
ウンタとなり、第５図ＦＬ″に示すようにパルスを８個
数えると１パルス出力するが、次回以後は再びｗ進カウ
ンタに戻り、次のロード信号Ｓ２が入力するとまたその
回だけ再び８進カウンタに戻り、以下これを繰り返す。
つまりプリスケーラ１２ＡはＮ回中の１回だけ８進カウ
ンタとなり、残りのＮ−１回はｗ進カウンタとなる。数
値例を挙げてこの点を更に説明するに、例えば８２．５
ＭＨｚ（７）ＦＭ受信において、ΔＦｉ＝＋２０ＫＨｚ
のずれが生じたとすると、中間周波段の共振（中心）周
波数は１０．７＋０．０２＝１０．７２ｙ１Ｈｚとなり
、局部発振周波数は正常のときの８２．５−１０．７＝
７１．８ＭＨｚ．から２０ＫＨｚ低い７１．７８ＭＨｚ
になる必要がある。
コンパレータ２４ｂが信号Ｓ４を生じたとする。このナ
ンドゲートにはコントローラ２１からのミユート信号Ｓ
１も入力するが受信中これはＨレベルであるから結局ナ
ンドゲート２６は開き、パルス発生器２４の出力をカウ
ンタ２３のクロック端子Ｃｐに入力する。信号Ｓ４はカ
ウンタ２３のＵ／Ｄ素子にも入力し、該カウンタをダウ
ンカウンタにセットする。従つてカウンタ２３の内容は
１パルス入る毎に９，８・・・・・・と減少して行く。
なおパルス発生器２７の出力周波数は数〜数１０Ｈｚと
、かなり低くしておく。本例では第５図に示すように先
ず１パルス、続いて１パルス、計２パルスに入つたとし
ており、従つてカウンタ２３の出力端Ｄ。ＣＯＢＯＡＯ
は最初の１０１０から１００１、更に１０００に変化す
る。但しここではＨレベルは１に、ＬレベルはＯに対応
させてある。ＰＬＬシンセサイザ２０は第１図で説明し
たように１／Ｎプログラム可能周波数デバイダを備え、
該デバイダは値Ｎをプリセットされて入力パルスをダウ
ンカウントし、値が０になるときパルスを１個出力し、
そのパルスはロード信号Ｓ２ともなつてコントローラ２
１からＮ値を取込み、再び入力パルスを計数して値が０
になるときパルスを１個出力し、ということを繰返して
１／Ｎ分周を行なうが、このパルスはプリスケーラ１２
Ａのロード信号ともなり、プリスケーラ１２Ａにカウン
タ２３の内容を取り込ませる。従つてプリスケーラ１２
Ａはロード信号Ｓ２が入力するときは９進、更に８進カ
ウンタとなり、第５図ＦＬ″に示すようにパルスを８個
数えると１パルス出力するが、次回以後は再びｗ進カウ
ンタに戻り、次のロード信号Ｓ２が入力するとまたその
回だけ再び８進カウンタに戻り、以下これを繰り返す。
つまりプリスケーラ１２ＡはＮ回中の１回だけ８進カウ
ンタとなり、残りのＮ−１回はｗ進カウンタとなる。数
値例を挙げてこの点を更に説明するに、例えば８２．５
ＭＨｚ（７）ＦＭ受信において、ΔＦｉ＝＋２０ＫＨｚ
のずれが生じたとすると、中間周波段の共振（中心）周
波数は１０．７＋０．０２＝１０．７２ｙ１Ｈｚとなり
、局部発振周波数は正常のときの８２．５−１０．７＝
７１．８ＭＨｚ．から２０ＫＨｚ低い７１．７８ＭＨｚ
になる必要がある。
Ｎ値の指定は７１７または７１８であつて小数点以下の
値、本例ては＋０．８または−０．２は指定することが
できない。一方、前述のように検出器２４、パルス発生
器２７等の手段により中間周波数のずれがＡ領域を外れ
てＢ，Ｃ領域にある限りカウンタ２３の内容が修正され
、該カウンタの内容が例えば８になると、プリスケーラ
１２ＡはＮ回のうちの１回は１１紛周、残りのＮ−１回
は１ハ紛周するから １Ｎ−
１１局発周波薮４Ｌは平均値的にＦＬ〔−＋一〕−
８Ｎ１０ＮＮ＝１０ＫＨｚに収
束し、これは本例（Ｎ＝７１８）ではＦＬ＝７１．７７
５となり、ほＳ゛所望値となる。
値、本例ては＋０．８または−０．２は指定することが
できない。一方、前述のように検出器２４、パルス発生
器２７等の手段により中間周波数のずれがＡ領域を外れ
てＢ，Ｃ領域にある限りカウンタ２３の内容が修正され
、該カウンタの内容が例えば８になると、プリスケーラ
１２ＡはＮ回のうちの１回は１１紛周、残りのＮ−１回
は１ハ紛周するから １Ｎ−
１１局発周波薮４Ｌは平均値的にＦＬ〔−＋一〕−
８Ｎ１０ＮＮ＝１０ＫＨｚに収
束し、これは本例（Ｎ＝７１８）ではＦＬ＝７１．７７
５となり、ほＳ゛所望値となる。
従つて”こ）で検出器２４は出力を失ない、カウンタ２
３が８にセットされた状態での、従つてファインチュー
ニングがなされた状態での受信が行なわれる。上記のよ
うにして受信状態にあつたとき、放送局を変えるために
選局動作に入るとミユート信号Ｓ１が発生し、カウンタ
２３はロード信号を受けて固定入力ＡｉＢｉＣｉＤｉつ
まり数１０をプリセットされ、ｗ進カウンタに戻る。
３が８にセットされた状態での、従つてファインチュー
ニングがなされた状態での受信が行なわれる。上記のよ
うにして受信状態にあつたとき、放送局を変えるために
選局動作に入るとミユート信号Ｓ１が発生し、カウンタ
２３はロード信号を受けて固定入力ＡｉＢｉＣｉＤｉつ
まり数１０をプリセットされ、ｗ進カウンタに戻る。
従つて周波数微調は検出器２４等の経路により再び自動
的に行なわれることになる。勿論受信中でも中間周波数
のずれがＡ領域以上になれは該検出器２４等の経路によ
り自動的に行なわれる。以上詳細に説明したように本発
明によればＰＬＬシンセサイザ受信機にファインチュー
ニング機能を持たせることができ、またそのチューニン
グ操作はデイクリミネータの出力を利用して自動的に行
なわれるのて極めて簡単である。
的に行なわれることになる。勿論受信中でも中間周波数
のずれがＡ領域以上になれは該検出器２４等の経路によ
り自動的に行なわれる。以上詳細に説明したように本発
明によればＰＬＬシンセサイザ受信機にファインチュー
ニング機能を持たせることができ、またそのチューニン
グ操作はデイクリミネータの出力を利用して自動的に行
なわれるのて極めて簡単である。
第１図はシンセサイザ受信機の概要を示すブロック図、
第２図は周波数弁別器の出力特性を示す特性図、第３図
は中間周波数すれ検出回路の構成を示すブロック図、第
４図は本発明の実施例を示すブロック図第５図は動作説
明用のパルス波形図である。 図で３は局部発振器、１２Ａはプリスケーラ、２０はＰ
ＬＬシンセサイザ、２３はカウンタ、２４は中間周波数
ずれの検出器、２７はパルス発生器である。
第２図は周波数弁別器の出力特性を示す特性図、第３図
は中間周波数すれ検出回路の構成を示すブロック図、第
４図は本発明の実施例を示すブロック図第５図は動作説
明用のパルス波形図である。 図で３は局部発振器、１２Ａはプリスケーラ、２０はＰ
ＬＬシンセサイザ、２３はカウンタ、２４は中間周波数
ずれの検出器、２７はパルス発生器である。
Claims (1)
- １ 局部発振器の出力周波数を低減するプリスケーラと
、分周比を定める数値Ｎをプリセットされ、該プリスケ
ーラの出力周波数をダウンカウントして１／Ｎ分周を行
ない、その１／Ｎ分周出力を基準周波数と位相比較して
ずれを求め、該ずれが零になるように受信機チューナ部
の同調用電圧可変容量素子を制御する電圧を発生するＰ
ＬＬシンセサイザとを備え、該Ｎ値で指定された局の放
送を受信するシンセサイザ型ラジオ受信機の受信周波数
補正回路において、一定値以上の中間周波数のずれを検
出する検出器と、該検出器が出力を生じている間パルス
をアップまたはダウンカウントとしてプリセット値を変
えるカウンタと、常時はＭ進カウンタとなりそしてＰＬ
Ｌシンセサイザからロード信号が入るとき前記カウンタ
の内容Ｘを取込んで一時的にＸ進カウンタとなる可変進
カウンタとされた前記プリスケーラとを備えることを特
徴とする受信周波数補正回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9704678A JPS6042658B2 (ja) | 1978-08-09 | 1978-08-09 | 中間周波数補正回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9704678A JPS6042658B2 (ja) | 1978-08-09 | 1978-08-09 | 中間周波数補正回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5523674A JPS5523674A (en) | 1980-02-20 |
| JPS6042658B2 true JPS6042658B2 (ja) | 1985-09-24 |
Family
ID=14181683
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9704678A Expired JPS6042658B2 (ja) | 1978-08-09 | 1978-08-09 | 中間周波数補正回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6042658B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5728517U (ja) * | 1980-07-22 | 1982-02-15 | ||
| JPS60176353A (ja) * | 1984-02-22 | 1985-09-10 | Oki Electric Ind Co Ltd | 受信周波数補正方式 |
| CA1259378A (en) * | 1985-09-19 | 1989-09-12 | Noriaki Omoto | A.f.c. system for broad-band fm receiver |
| US4727591A (en) * | 1986-09-04 | 1988-02-23 | Arvin Industries, Inc. | Microprocessor controlled tuning system |
| US4955074A (en) * | 1988-05-30 | 1990-09-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | AFC apparatus with selection between average value mode and keyed mode |
-
1978
- 1978-08-09 JP JP9704678A patent/JPS6042658B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5523674A (en) | 1980-02-20 |
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