JP3335886B2 - プログラマブル・インピーダンス回路 - Google Patents
プログラマブル・インピーダンス回路Info
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Description
ンス値のいずれかを選択信号の論理に応じて選択可能な
プログラマブル・インピーダンス回路に関する。
半導体集積回路間の信号伝送も高速化する必要性が生じ
てきた。高速で信号伝送を行うには、出力バッファと伝
送線路の各インピーダンス値を一致させるインピーダン
スマッチングが重要な条件の一つとなる。
バッファのインピーダンス値をZsとし、終端処理(タ
ーミネーション)を行わないとすると、伝送線路の終端
で反射率ρ=(Zs−Z0)/(Zs+Z0)の反射が起きる。
伝送線路の立ち上がり時間や立ち下がり時間を早くする
ためには、Zsを小さくする必要があるが、上述した反
射率の式から明らかなように、Zsを極端に小さくする
と、逆相のデータが反射されてしまい、伝送線路の電位
が振動するリンギングが発生する。
形、図11(b)はリンギングの起きた波形を示してお
り、強いリンギングが発生すると、もはや正常なデータ
伝送は不可能になる。リンギングを起こさずに最高速で
信号を伝送するためには、伝送線路のインピーダンス値
と出力バッファのインピーダンス値を一致させる必要が
ある。
積回路が実装されるプリント基板の材質等により異なる
ため、半導体集積回路の出力バッファのインピーダンス
値と伝送線路のインピーダンス値とを、常に一致させる
のは困難である。また、仮に両インピーダンス値が一致
したとしても、MOSトランジスタのみで出力バッファを
構成すると、半導体集積回路の動作条件(例えば、外気
温や電源電圧等)の違いによって半導体集積回路の出力
バッファのインピーダンス値が変化してしまい、インピ
ーダンスマッチングが取れなくなる。
ファのインピーダンス値をプログラマブルに変更可能な
プログラマブル・インピーダンス回路が提案されてい
る。この種のプログラマブル・インピーダンス回路は、
外付けしたダミー抵抗のインピーダンス値を周期的にモ
ニターし、オンするMOSトランジスタの種類と数を変え
ることにより、出力バッファのインピーダンス値をダミ
ー抵抗のインピーダンス値rに比例したインピーダンス
値R(例えばR=r×1/5)に設定するものである。こ
れにより、出力バッファのインピーダンス値を、外部か
らの設定により可変制御することが可能となる。
ダンス回路の回路図である。図11の回路は、MOSトラ
ンジスタQ1〜Q6と、NANDゲートG1〜G4と、イン
バータINV1〜INV4とで構成される。図12の回路に
は、外部から、相補入力データup,downと、選択信号S
1,S2とが入力され、選択信号S1,S2によって選
択されたインピーダンス値で、相補入力データの一方up
と同論理のデータが出力される。
B3に分かれており、このうちの2つのバッファ部B
2,B3には2ビットの選択信号S1,S2が入力さ
れ、バッファ部B1は常に活性化(オン)している。選
択信号S1,S2の論理を切り換えることにより、4種
類の出力インピーダンス値のいずれかが選択される。ま
た、選択信号S1,S2が入力されないバッファ部B1
により、出力インピーダンス値の最大値が設定される。
プログラマブル・インピーダンス回路は、選択信号S
1,S2の論理によって出力インピーダンス値を可変制
御することができるが、出力バッファの特性に依存した
以下の問題が生じる。
バイアス条件下で、外付けしたダミー抵抗の抵抗値に応
じた値に調整されているので、過渡状態では、必ずしも
所望のインピーダンス値が得られない。例えば、図13
は、NMOSトランジスタを用いて図11の回路を構成した
場合において、ハイレベルからローレベルに信号電圧が
変化した場合の、出力電圧−出力電流の特性を示す図で
ある。図中の実線は出力電圧−出力電流の実測曲線、点
線はインピーダンス値が変化しないと仮定した場合の理
想直線である。図13から明らかなように、出力電圧が
高いときほど、理想直線とのずれが大きくなる。
状態では、インピーダンス値も大きく変化するため、反
射によってリンギングが起きてしまう。
ものであり、その目的は、出力バッファの過渡状態にお
いても、インピーダンス値が変動することがないプログ
ラマブル・インピーダンス回路を提供することにある。
め、本発明は、選択信号の論理に応じて、互いに異なる
複数のインピーダンス値のいずれかを設定可能で複数の
バッファ部を有する出力バッファと、前記複数のバッフ
ァ部のそれぞれに対応して設けられ、互いに異なるイン
ピーダンス値を有する複数のダミーバッファ部と、前記
ダミーバッファ部の中から、外付けされたダミー抵抗と
略等しいインピーダンス値を有するダミーバッファ部を
検出し、検出されたダミーバッファ部に応じた論理の前
記選択信号を出力する選択信号出力回路と、を備え、前
記複数のバッファ部のそれぞれには、論理が相反する相
補入力データが入力され、前記複数のバッファ部の各出
力は、互いに接続され、前記複数のバッファ部の少なく
とも一つは、前記相補入力データの一方に対応して、第
1のMOSトランジスタと、この第1のMOSトランジスタの
ドレイン端子またはソース端子に接続された抵抗素子と
を有し、かつ、前記相補入力データの他方に対応して、
第2のMOSトランジスタと、この第2のMOSトランジスタ
のドレイン端子またはソース端子に接続された抵抗素子
とを有し、前記相補入力データおよび前記選択信号の論
理に応じて、前記第1および第2のMOSトランジスタの
いずれか一方がオンし、オンした第1または第2のMOS
トランジスタのオン抵抗と、このMOSトランジスタに接
続された前記抵抗素子の抵抗値とに応じて、対応する前
記バッファ部のインピーダンス値を設定する。また、本
発明は、選択信号の論理に応じて、互いに異なる複数の
インピーダンス値のいずれかを設定可能で複数のバッフ
ァ部を有する出力バッファと、前記複数のバッファ部の
それぞれに対応して設けられ、互いに異なるインピーダ
ンス値を有する複数のダミーバッファ部と、前記ダミー
バッファ部の中から、外付けされたダミー抵抗と略等し
いインピーダンス値を有するダミーバッファ部を検出
し、検出されたダミーバッファ部に応じた論理の前記選
択信号を出力する選択信号出力回路と、を備え、前記複
数のバッファ部のそれぞれには、単入力データが入力さ
れ、前記複数のバッファ部の各出力は、互いに接続さ
れ、前記複数のバッファ部の少なくとも一つは、第1の
トランジスタと、この第1のトランジスタのドレイン端
子またはソース端子に接続された抵抗素子と、第2のト
ランジスタと、この第2のトランジスタのドレイン端子
またはソース端子に接続された抵抗素子とを有し、前記
単入力データの論理および前記選択信号の論理に応じ
て、第1のトランジスタと第2のトランジスタとのいず
れか一方がオンし、オンしたMOSトランジスタのオン抵
抗と、このMOSトランジスタに接続された前記抵抗素子
の抵抗値とに応じて、対応する前記バッファ部のインピ
ーダンス値を設定する。
プログラマブル・インピーダンス回路において、前記複
数のバッファ部のそれぞれには、単入力データが入力さ
れ、前記複数のバッファ部の各出力は、互いに接続さ
れ、前記複数のバッファ部の少なくとも一つは、PMOSト
ランジスタと、このPMOSトランジスタのドレイン端子ま
たはソース端子に接続された抵抗素子と、NMOSトランジ
スタと、このNMOSトランジスタのドレイン端子またはソ
ース端子に接続された抵抗素子とを有し、前記単入力デ
ータの論理および前記選択信号の論理に応じて、PMOSト
ランジスタとNMOSトランジスタとのいずれか一方がオン
し、オンしたMOSトランジスタのオン抵抗と、このMOSト
ランジスタに接続された前記抵抗素子の抵抗値とに応じ
て、対応する前記バッファ部のインピーダンス値を設定
する。
のプログラマブル・インピーダンス回路において、前記
複数のバッファ部のそれぞれに対応して設けられ、互い
に異なるインピーダンス値を有する複数のダミーバッフ
ァ部と、前記ダミーバッファ部の中から、外付けされた
ダミー抵抗と略等しいインピーダンス値を有するダミー
バッファ部を検出し、検出されたダミーバッファ部に応
じた論理の前記選択信号を出力する選択信号出力回路
と、を備える。
マブル・インピーダンス回路について、図面を参照しな
がら具体的に説明する。本実施形態のプログラマブル・
インピーダンス回路は、半導体基板上に形成されるもの
である。
ピーダンス回路の一実施形態のブロック図である。図1
の回路は、ダミー抵抗素子Rdと、基準電流検出回路1
と、A/Dコンバータ2と、クロック発生回路3と、出
力バッファ4とを備える。
基板の特性インピーダンス値に応じて、予め所定の値
(例えば、250〜500オーム)に設定される。基準電流検
出回路1は、ダミー抵抗素子Rdに流れる電流を検出し
て、その電流をA/Dコンバータ2に転送する。A/D
コンバータ2は、図2に詳細構成を示すように、出力バ
ッファ4のインピーダンス値の切り換え制御を行う。な
お、A/Dコンバータ2の構成および動作は後述する。
る基準クロックCLKに基づいて、A/Dコンバータ2の
動作タイミング信号CLK1を生成してA/Dコンバータ2
に供給する。出力バッファ4は、図3に詳細構成を示す
ように、A/Dコンバータ2からの選択信号S1,S2
に応じて、出力インピーダンスが変更可能とされ、出力
バッファ4の出力端子outは、I/Oデータ端子に接続
されている。なお、出力バッファ4の構成および動作は
後述する。
でのデコード結果に応じてメモリセルアレイ7から読み
出されたセルデータがカラムセレクタ8を介して入力さ
れる。センスアンプ5は、入力されたセルデータを増幅
して相補出力し、センスアンプ5から出力された相補デ
ータup信号,down信号は、出力バッファ4に入力され
る。
す図である。A/Dコンバータ2の内部には、複数のダ
ミーバッファ部DB1〜DB3と、電流比較器9と、カ
ウンタ&クロック10とが設けられている。
れたトランジスタQ11と抵抗素子R11とを有し、ト
ランジスタQ11のドレイン端子は電源端子Vccに、そ
のソース端子は抵抗素子R11の一端に接続され、抵抗
素子R11の他端は接地されている。また、トランジス
タQ11のゲート端子は、常時ハイレベルに設定され、
トランジスタQ11は常に活性状態(オン状態)にあ
る。
ーバッファ部DB1と同様に構成されるが、トランジス
タQ12のゲート端子には、カウンタ&レジスタ10か
ら出力された選択信号S1が入力され、トランジスタQ
13のゲート端子には、カウンタ&レジスタ10から出
力された選択信号S2が入力される。また、各ダミーバ
ッファ部DB1〜DB3のインピーダンス値は互いに異
なっている。
〜DB3に流れる電流の総和と、ダミー抵抗素子Rdに
流れる電流とを比較し、両者の電流差に応じた信号をカ
ウンタ&レジスタ10に供給する。
の出力に応じて、ダミーバッファ部DB2,DB3と出
力バッファ4とに供給する選択信号S1,S2の論理を
切り換える。すなわち、カウンタ&レジスタ10は、選
択信号S1,S2の論理を切り換えて、ダミーバッファ
部DB1〜DB3に流れる電流の総和と、ダミー抵抗素
子Rdに流れる電流と、が等しくなるように制御する。
両電流が等しくなると、インピーダンスが整合したとみ
なされ、そのときの選択信号S1,S2の論理に応じ
て、出力バッファ4は出力インピーダンスの設定を行
う。
ロック図である。図3では、図12に示す従来の出力バ
ッファと共通する構成部分には同一符号を付している。
図3の出力バッファ4は、3つのバッファ部B1〜B3
を有する点では図12の出力バッファと共通するが、各
バッファ部B1〜B3内のMOSトランジスタQ1〜Q6
のドレイン端子に抵抗素子R1〜R6が接続されている
点で図12と異なる。バッファ部B1は、NMOSトランジ
スタQ1,Q2と、抵抗素子R1,R2とを有し、抵抗
素子R1の一端は電源端子Vccに、抵抗素子R1の他端
はトランジスタQ1のドレイン端子に、そのソース端子
は抵抗素子R2の一端に、抵抗素子R2の他端はトラン
ジスタQ2のドレイン端子にそれぞれ接続され、トラン
ジスタQ2のソース端子は接地されている。また、トラ
ンジスタQ1のゲート端子には、図1に示したセンスア
ンプ5から出力されたUP信号が、トランジスタQ2のゲ
ート端子には、センスアンプ5から出力されたdown信号
が入力される。
と同様に接続されたNMOSトランジスタQ3,Q4と、抵
抗素子R3,R4とを有する他に、NANDゲートG1,G
2と、インバータINV1,INV2とを有する。NAND
ゲートG1の一方の入力端子にはup信号が入力され、他
方の入力端子には選択信号S1が入力される。NANDゲー
トG1の出力は、インバータINV1を介してNMOSトラ
ンジスタQ3のゲート端子に入力される。また、NANDゲ
ートG2の一方の入力端子にはdown信号が入力され、他
方の入力端子には選択信号S1が入力される。NANDゲー
トG2の出力は、インバータINV2を介してNMOSトラ
ンジスタQ4のゲート端子に入力される。
と同様に接続されたNMOSトランジスタQ5,Q6と、抵
抗素子R5,R6とを有する他に、NANDゲートG3,G
4と、インバータINV3,INV4とを有する。NAND
ゲートG3の一方の入力端子にはup信号が入力され、他
方の入力端子には選択信号S2が入力される。NANDゲー
トG3の出力は、インバータINV3を介してNMOSトラ
ンジスタQ5のゲート端子に入力される。また、NANDゲ
ートG4の一方の入力端子にはdown信号が入力され、他
方の入力端子には選択信号S2が入力される。NANDゲー
トG4の出力は、インバータINV4を介してNMOSトラ
ンジスタQ6のゲート端子に入力される。
部B1〜B3は、図2に示したダミーバッファ部DB1
〜DB3に対応して設けられ、ダミーバッファ部DB2
とバッファ部B2、ダミーバッファ部DB3とバッファ
部B3は、選択信号S1,S2の論理に応じて、それぞ
れ組にして選択される。一方、ダミーバッファ部DB1
とバッファ部B1は、選択信号の論理に関係なく選択さ
れる。また、ダミーバッファ部DB1〜DB3のインピ
ーダンス値は、バッファ部B1〜B3のインピーダンス
値の整数倍(例えば5倍)に設定される。
のMOSトランジスタQ1,Q3,Q5のオン抵抗の比
と、抵抗素子R1,R3,R5の比は略等しくされ、同
様に、MOSトランジスタQ2,Q4,Q6のオン抵抗の
比と、抵抗素子R2,R4,R6の比は略等しくされ
る。
に流れる電流とダミーバッファDB1に流れる電流とが
略等しい場合には、選択信号S1,S2は(0,0)にな
り、出力バッファ4のインピーダンス値は、バッファ部
B1のインピーダンス値により設定される。
0)で、センスアンプ5から出力されるup信号がハイレベ
ルであれば、図3のMOSトランジスタQ1がオンし、出
力バッファ4のインピーダンス値は、MOSトランジスタ
Q1のオン抵抗と抵抗素子R1の抵抗値により設定され
る。また、センスアンプ5から出力されるdown信号がハ
イレベルであればMOSトランジスタQ2がオンし、出力
バッファ4のインピーダンス値は、MOSトランジスタQ
2のオン抵抗と抵抗素子R2の抵抗値とにより設定され
る。
れる電流の和と、図2に示したダミー抵抗素子Rdに流
れる電流とが略等しい場合には、選択信号S1,S2は
(1,0)になり、出力バッファ4のインピーダンス値は、
バッファ部B1,B2のインピーダンス値の和により設
定される。
0)で、センスアンプ5から出力されるup信号がハイレベ
ルであれば、図3のMOSトランジスタQ1,Q3がオン
し、出力バッファ4のインピーダンス値は、MOSトラン
ジスタQ1,Q3のオン抵抗と、抵抗素子R1,R3の
抵抗値とにより設定される。また、センスアンプ5から
出力されるdown信号がハイレベルであれば、MOSトラン
ジスタQ2,Q4がオンし、出力バッファ4のインピー
ダンス値は、MOSトランジスタQ2,Q4のオン抵抗
と、抵抗素子R2,R4の抵抗値とにより設定される。
れる電流の和と、図2に示したダミー抵抗素子Rdに流
れる電流とが略等しい場合には、選択信号S1,S2は
(0,1)になり、出力バッファ4のインピーダンス値は、
バッファ部B1,B3のインピーダンス値により設定さ
れる。
1)で、センスアンプ5から出力されるup信号がハイレベ
ルであれば、図3のMOSトランジスタQ1,Q5がオン
し、出力バッファ4のインピーダンス値は、MOSトラン
ジスタQ1,Q5のオン抵抗と、抵抗素子R1,R5の
抵抗値とにより設定される。また、センスアンプ5から
出力されるdown信号がハイレベルであれば、図3のMOS
トランジスタQ2,Q6がオンし、出力バッファ4のイ
ンピーダンス値は、MOSトランジスタQ2,Q6のオン
抵抗と、抵抗素子R2,R6の抵抗値とにより設定され
る。
電流との関係を示す図である。図4では、バッファ部B
1〜B3内のMOSトランジスタQ1等のオン抵抗と抵抗
素子R1等の総和を一定にして、この総和に占める抵抗
素子R1等の抵抗値の比率を変えた場合の特性変化の様
子を示している。
抵抗値の比率を高くするほど、出力電圧と出力電流は線
形的に変化し、過渡状態におけるインピーダンス値の変
動が少なくなる。ただし、抵抗素子R1〜R6の抵抗値
の比率を高めるには、MOSトランジスタのゲート幅を大
きくしてオン抵抗を下げる必要がある。
率と、MOSトランジスタQ1〜Q6のゲート幅との関係
を示す図である。図5の縦線は、抵抗素子R1〜R6を
設けない場合のMOSトランジスタQ1〜Q4のゲート幅
を1として、MOSトランジスタQ1〜Q4のゲート幅の
比率を表している。
R6の抵抗値の比率を例えば70%以上にするには、MOS
トランジスタQ1〜Q6のゲート幅を3倍以上にする必
要がある。ところが、MOSトランジスタQ1〜Q6のゲ
ート幅を大きくすると、チップが大型化するという問題
があり、実用的には50〜70%程度に設定するのが望まし
い。
ブル・インピーダンス回路は、出力バッファ4を構成す
る各バッファ部B1〜B3の内部にMOSトランジスタQ
1〜Q6と抵抗素子R1〜R6とを設け、MOSトランジ
スタQ1〜Q6のオン抵抗と抵抗素子R1〜R6の抵抗
値とにより各バッファ部B1〜B3のインピーダンス値
を設定するため、出力電圧が過渡的に変化する状態であ
っても、各バッファ部B1〜B3のインピーダンス変動
が少なくなり、プリント基板等に実装した場合のインピ
ーダンス整合が取りやすくなる。
半導体基板上に形成する場合には、イオン注入する不純
物イオン量や、抵抗素子の幅や長さなどが製造工程でば
らつくことから、抵抗素子R1〜R6のインピーダンス
値もばらついてしまうが、本実施形態では、外付けした
ダミー抵抗素子Rdのインピーダンス値に応じて出力バ
ッファ4のインピーダンス値を合わせ込むため、個々の
抵抗素子の抵抗値のばらつきに左右されることなく、出
力バッファ4のインピーダンス値を設定できる。
は、MOSトランジスタQ1〜Q6の各ドレイン端子にそ
れぞれ抵抗素子R1〜R6を接続しているが、ソース端
子に接続してもよい。
ス端子にそれぞれ抵抗素子R1〜R6を接続した出力バ
ッファ4′の一例を示す図である。この場合も、各バッ
ファ部B1〜B3のインピーダンス値は、MOSトランジ
スタQ1〜Q6のオン抵抗と、抵抗素子R1〜R6の抵
抗値で定まり、図3の出力バッファ3と同様に、インピ
ーダンス変動を抑制できる。
も、MOSトランジスタQ1〜Q6にそれぞれ抵抗素子R
1〜R6を接続しているため、ドレイン−ソース間電圧
VDSを小さくできることから、ホットキャリアの発生を
防止することができる。
と、図6の抵抗素子R1,R3,R5は、出力バッファ
4′の出力端子outに外部から静電気による高電圧が印
加された場合の保護回路としても作用し、これら抵抗を
設けることにより、静電破壊が起きにくくなる。
Q1〜Q6のソース端子に抵抗素子R1〜R6を接続し
た場合には、ドレイン端子に接続する場合に比べて、ゲ
ート−ソース間電圧VGSが小さくなるため、MOSトラン
ジスタQ1〜Q6のオン抵抗が上がるおそれがある。
出力バッファ4を構成する各バッファ部の内部に、抵抗
素子を設ける例を説明したが、一部のバッファ部のみ
に、抵抗素子を設けてもよい。
ァ4″の内部構成を示す回路図である。図7の出力バッ
ファ4″は、3つのバッファ部B1′,B2′,B3′
を備える。
1と、NMOSトランジスタQ2と、抵抗素子R7,R8と
を有し、NMOSトランジスタQ1のソース端子は電源端子
Vccに、そのドレイン端子は抵抗素子R7の一端に、抵
抗素子R7の他端は抵抗素子R8の一端に、抵抗素子R
8の他端はNMOSトランジスタQ2のドレイン端子にそれ
ぞれ接続され、NMOSトランジスタQ2のソース端子は接
地されている。また、トランジスタQ1′のゲート端子
には、図1に示したセンスアンプ5からのUP信号が、ト
ランジスタQ2のゲート端子には、センスアンプ5から
のdown信号が入力される。
スタQ3′と、NMOSトランジスタQ4と、NANDゲートG
1,G2と、インバータINV2とを有する。NANDゲー
トG1の一方の入力端子にはup信号が入力され、他方の
入力端子には選択信号S1が入力される。NANDゲートG
1の出力は、PMOSトランジスタQ3′のゲート端子に入
力される。また、NANDゲートG2の一方の入力端子には
down信号が入力され、他方の入力端子には選択信号S1
が入力される。NANDゲートG2の出力は、インバータI
NV2を介してNMOSトランジスタQ4のゲート端子に入
力される。
と同様に接続されたPMOSトランジスタQ5′と、NMOSト
ランジスタQ6と、NANDゲートG3,G4と、インバー
タINV4とを有する。
選択信号S1,S2が(0,0)の場合には、センスアンプ
5から出力されるup信号がハイレベルであれば、NMOSト
ランジスタQ1がオンし、出力バッファ4のインピーダ
ンス値は、NMOSトランジスタQ1のオン抵抗と抵抗素子
R7の抵抗値とにより設定される。また、down信号がハ
イレベルであれば、出力バッファ4のインピーダンス値
は、NMOSトランジスタQ2のオン抵抗と抵抗素子R8の
抵抗値とにより設定される。
には、up信号がハイレベルであれば、NMOSトランジスタ
Q1とPMOSトランジスタQ3′がオンし、出力バッファ
4のインピーダンス値は、トランジスタQ1,Q3′の
オン抵抗と、抵抗素子R7の抵抗値とにより設定され
る。また、down信号がハイレベルであれば、NMOSトラン
ジスタQ2,Q4がオンし、出力バッファ4のインピー
ダンス値は、NMOSトランジスタQ2,Q4のオン抵抗
と、抵抗素子R8の抵抗値とにより設定される。
には、up信号がハイレベルであれば、NMOSトランジスタ
Q1とPMOSトランジスタQ5′がオンし、出力バッファ
4のインピーダンス値は、トランジスタQ1,Q5′の
オン抵抗と、抵抗素子R7の抵抗値により設定される。
また、down信号がハイレベルであれば、NMOSトランジス
タQ2,Q6がオンし、出力バッファ4のインピーダン
ス値は、NMOSトランジスタQ2,Q6のオン抵抗と、抵
抗素子R8の抵抗値とにより設定される。
がローレベルからハイレベルに変化する場合の、出力電
圧と出力電流との関係を示す実測曲線であり、点線は、
インピーダンス値が一定の場合の理想直線である。図示
のように、図7の出力バッファ4″は、出力電圧が変化
する過渡状態でも、インピーダンス値をほぼ一定に制御
できる。
ッファ部B1〜B3のうち、1つのバッファ部B1のみ
が抵抗素子R7,R8を有するが、選択信号S1,S2
をどのように切り換えても、出力バッファ4のインピー
ダンス値は、抵抗素子R7,R8の抵抗値に依存した値
になる。したがって、出力バッファ4のインピーダンス
値に対する抵抗素子R7,R8の抵抗値の比率が、例え
ば50%になるように、予め抵抗素子R7,R8のインピ
ーダンス値を設定すれば、過渡状態におけるインピーダ
ンス値の変動は小さくなる。
バッファ4′の出力端子outに外部から静電気による高
電圧が印加された場合の保護回路としても作用し、これ
ら抵抗を設けることにより、静電破壊が起きにくくな
る。
は、出力バッファ4に相補入力データを入力する例を説
明したが、本発明は、単入力データが入力される出力バ
ッファ4にも適用可能である。
ァ4aの内部構成を示す回路図である。図9の出力バッ
ファ4aは、バッファ部B1″,B2″を備える。
7,Q8と、NMOSトランジスタQ9,Q10と、インバ
ータINV5と、抵抗素子R9,R10とを有する。PM
OSトランジスタQ7のソース端子は電源Vccに、そのド
レイン端子はPMOSトランジスタQ8のソース端子に、そ
のドレイン端子は抵抗素子R9の一端に、抵抗素子R9
の他端は抵抗素子R10の一端に、抵抗素子R10の他
端はNMOSトランジスタQ9のドレイン端子に、そのソー
ス端子はNMOSトランジスタQ10のドレイン端子にそれ
ぞれ接続され、NMOSトランジスタQ10のソース端子は
接地されている。また、PMOSトランジスタQ7とNMOSト
ランジスタQ10のゲート端子には、同一信号(up信号
またはdown信号)が入力され、NMOSトランジスタQ9の
ゲート端子には選択信号S1が、PMOSトランジスタQ8
のゲート端子には、選択信号S1の反転信号が入力され
る。
スタQ11,Q12と、NMOSトランジスタQ13,Q1
4と、インバータINV6と、抵抗素子R11,R12
とを有する。PMOSトランジスタQ11のソース端子は電
源Vccに、そのドレイン端子はPMOSトランジスタQ12
のソース端子に、そのドレイン端子は抵抗素子R11の
一端に、抵抗素子R11の他端は抵抗素子R12の一端
に、抵抗素子R12の他端はNMOSトランジスタQ13の
ドレイン端子に、そのソース端子はNMOSトランジスタQ
14のドレイン端子にそれぞれ接続され、NMOSトランジ
スタQ14のソース端子は接地されている。また、PMOS
トランジスタQ11とNMOSトランジスタQ14のゲート
端子には、PMOSトランジスタQ7のゲート端子に入力さ
れる信号と同じ信号が入力され、NMOSトランジスタQ1
3のゲート端子には選択信号S2が、PMOSトランジスタ
Q12のゲート端子には、選択信号S2の反転信号が入
力される。
2が(1,0)の場合には、PMOSトランジスタQ8とNMOSト
ランジスタQ9がともにオンする。このとき、単入力デ
ータがローレベルであればPMOSトランジスタQ7がオン
し、出力バッファ4aのインピーダンス値は、PMOSトラ
ンジスタQ7,Q8のオン抵抗と抵抗素子R9の抵抗値
とにより設定される。また、単入力データがハイレベル
であればNMOSトランジスタQ10がオンし、出力バッフ
ァ4のインピーダンス値は、NMOSトランジスタQ9,Q
10のオン抵抗と抵抗素子R10の抵抗値とにより設定
される。
には、PMOSトランジスタQ12とNMOSトランジスタQ1
3がともにオンする。このとき、単入力データがローレ
ベルであればPMOSトランジスタQ11がオンし、出力バ
ッファ4のインピーダンス値は、PMOSトランジスタQ1
1,Q12のオン抵抗と抵抗素子R11の抵抗値とによ
り設定される。また、単入力データがハイレベルであれ
ばNMOSトランジスタQ14がオンし、出力バッファ4の
インピーダンス値は、NMOSトランジスタQ13,Q14
のオン抵抗と抵抗素子R12の抵抗値とにより設定され
る。
力バッファの場合であっても、選択信号S1,S2の論
理に応じたインピーダンス値を設定することができる。
3つのバッファ部B1〜B3により出力バッファ4を構
成する例を説明したが、バッファ部やダミーバッファ部
の数は3つに限定されない。同様に、第3の実施形態に
おいても、3つ以上のバッファ部を設けてもよい。
バッファ部B1〜B3を構成する回路素子は、各図に示
したものに限定されない。例えば、NANDゲートの代わり
にANDゲートを設けたり、インバータを削除してNMOSト
ランジスタの代わりにPMOSトランジスタを接続してもよ
い。
のみに抵抗素子R7,R8を設けたが、バッファ部B
2,B3の内部のみに抵抗素子を設けてもよい。
素子を設けない代わりに、バッファ部B2,B3に抵抗
素子を設けた例を示す回路図である。この場合、選択信
号S1,S2が(0,0)の場合には、抵抗素子によるイン
ピーダンスの設定を行うことができないが、選択信号S
1,S2が(1,0)あるいは(0,1)の場合には、図7と同様
の効果が得られる。
Q1〜Q6の一部のみに抵抗素子を入れる場合には、な
るべくコンダクタンスの大きいMOSトランジスタに抵抗
素子を接続するのが望ましい。その理由は、回路全体の
インピーダンスは、コンダクタンスの大きいMOSトラン
ジスタのオン抵抗に大きく影響されるためである。
れば、出力バッファ内に、直列接続されたスイッチング
素子と抵抗素子を設け、スイッチング素子のオン抵抗と
抵抗素子の抵抗値とに応じて、出力バッファのインピー
ダンス値を設定するため、スイッチング素子のオン抵抗
だけで出力バッファのインピーダンス値を設定する場合
に比べて、出力バッファの過渡状態におけるインピーダ
ンス変動を抑制できる。
形態のブロック図。
示す図。
のゲート幅との関係を示す図。
続した出力バッファの一例を示す図。
成を示す回路図。
電圧と出力電流との関係を示す図。
成を示す回路図。
抗素子を設けた例を示す図。
ンギングの起きた波形図。
の回路図。
力電圧と出力電流との関係を示す図。
力電圧と出力電流との関係を示す図。
Claims (8)
- 【請求項1】選択信号の論理に応じて、互いに異なる複
数のインピーダンス値のいずれかを設定可能で複数のバ
ッファ部を有する出力バッファと、 前記複数のバッファ部のそれぞれに対応して設けられ、
互いに異なるインピーダンス値を有する複数のダミーバ
ッファ部と、 前記ダミーバッファ部の中から、外付けされるダミー抵
抗と略等しいインピーダンス値を有するダミーバッファ
部を検出し、検出されたダミーバッファ部に応じた論理
の前記選択信号を出力する選択信号出力回路と、を備
え、 前記複数のバッファ部のそれぞれには、論理が相反する
相補入力データが入力され、 前記複数のバッファ部の各出力は、互いに接続され、 前記複数のバッファ部の少なくとも一つは、前記相補入
力データの一方に対応して、第1のMOSトランジスタ
と、この第1のMOSトランジスタのドレイン端子または
ソース端子に接続された抵抗素子とを有し、かつ、前記
相補入力データの他方に対応して、第2のMOSトランジ
スタと、この第2のMOSトランジスタのドレイン端子ま
たはソース端子に接続された抵抗素子とを有し、前記相
補入力データおよび前記選択信号の論理に応じて、前記
第1および第2のMOSトランジスタのいずれか一方がオ
ンし、オンした第1または第2のMOSトランジスタのオ
ン抵抗と、このMOSトランジスタに接続された前記抵抗
素子の抵抗値とに応じて、対応する前記バッファ部のイ
ンピーダンス値を設定することを特徴とするプログラマ
ブル・インピーダンス回路。 - 【請求項2】選択信号の論理に応じて、互いに異なる複
数のインピーダンス値のいずれかを設定可能で複数のバ
ッファ部を有する出力バッファと、 前記複数のバッファ部のそれぞれに対応して設けられ、
互いに異なるインピーダンス値を有する複数のダミーバ
ッファ部と、 前記ダミーバッファ部の中から、外付けされるダミー抵
抗と略等しいインピーダンス値を有するダミーバッファ
部を検出し、検出されたダミーバッファ部に応じた論理
の前記選択信号を出力する選択信号出力回路と、を備
え、 前記複数のバッファ部のそれぞれには、単入力データが
入力され、 前記複数のバッファ部の各出力は、互いに接続され、 前記複数のバッファ部の少なくとも一つは、第1のトラ
ンジスタと、この第1のトランジスタのドレイン端子ま
たはソース端子に接続された抵抗素子と、第2のトラン
ジスタと、この第2のトランジスタのドレイン端子また
はソース端子に接続された抵抗素子とを有し、 前記単入力データの論理および前記選択信号の論理に応
じて、第1のトランジスタと第2のトランジスタとのい
ずれか一方がオンし、オンしたMOSトランジスタのオン
抵抗と、このMOSトランジスタに接続された前記抵抗素
子の抵抗値とに応じて、対応する前記バッファ部のイン
ピーダンス値を設定することを特徴とするプログラマブ
ル・インピーダンス回路。 - 【請求項3】前記複数のバッファ部は互いにインピーダ
ンス値が異なっていることを特徴とする請求項1または
2に記載のプログラマブル・インピーダンス回路。 - 【請求項4】前記抵抗素子は、半導体基板に不純物イオ
ンを拡散して形成される拡散抵抗、または多結晶シリコ
ンによるポリ抵抗であることを特徴とする請求項1及至
3のいずれかに記載のプログラマブル・インピーダンス
回路。 - 【請求項5】前記第1及び第2のMOSトランジスタのオ
ン抵抗と前記抵抗素子の抵抗値との合計値により、対応
する前記バッファ部のインピーダンス値を設定すること
を特徴とする請求項1及至4のいずれかに記載のプログ
ラマブル・インピーダンス回路。 - 【請求項6】前記バッファ部のそれぞれは、前記第1及
び第2のMOSトランジスタと、これら第1及び第2のMOS
トランジスタのドレイン端子またはソース端子に接続さ
れた抵抗素子とを有し、 前記第1及び第2のMOSトランジスタのオン抵抗と前記
抵抗素子の抵抗値とは、前記バッファ部のそれぞれごと
に異なっており、前記バッファ部それぞれの前記第1及
び第2のMOSトランジスタのオン抵抗の比率と、前記抵
抗素子それぞれの抵抗値の比率とを略等しくしたことを
特徴とする請求項5に記載のプログラマブル・インピー
ダンス回路。 - 【請求項7】前記バッファ部の少なくとも一つは、ドレ
イン端子およびソース端子のいずれにも前記抵抗素子が
接続されない第3のMOSトランジスタを有し、このバッ
ファ部のインピーダンス値は、前記第3のMOSトランジ
スタのオン抵抗により設定されることを特徴とする請求
項5に記載のプログラマブル・インピーダンス回路。 - 【請求項8】前記相補入力データは、メモリセルから読
み出したセルデータを増幅するセンスアンプの出力であ
ることを特徴とする請求項1に記載のプログラマブル・
インピーダンス回路。
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