JP3295999B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
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るものであり、特に車輌用前照灯に好適なHIDランプ
の点灯装置の点滅制御に関するものである。
の電子式点灯装置として、例えば、図11に示すような
インバータ回路INVが知られている。直流電源の正極
を端子Pに、負極を端子Gに接続し、トランスTの1次
側に接続されたMOSトランジスタQ1 、Q2 を高速度
で交互にON/OFFすることで、トランスTの2次側
に高周波電圧を発生させる。この高周波電圧をインダク
タLとコンデンサCを含むLC共振回路で略正弦波と
し、HIDランプBLに高周波電力を印加する。HID
ランプBLは一般に放電開始のために高電圧を印加する
必要があるので、高電圧発生装置IGも有している。こ
れは、インバータ回路INVの発振出力をダイオードD
gと抵抗Rgを介してコンデンサCgに充電し、所定電
圧で2端子サイリスタQgがONすると、パルストラン
スPTの2次側に高電圧パルスが発生し、HIDランプ
BLを始動する。HIDランプBLが点灯し、ランプ電
流が流れると、ランプ電流検出回路DTは抵抗Rdtに
よりランプ電流を検出し、ダイオードDtにより整流
し、抵抗RtとコンデンサCtにより点灯信号を検出端
子Vxに発生させる。
CTRの構成を示している。上述のランプ電流検出回路
DTの検出信号は、検出端子Vxを介して制御回路CT
R内のコンパレータCPの正入力端子に入力されてい
る。コンパレータCPの負入力端子には、基準電圧Vt
が入力されている。コンパレータCPの出力端子は、論
理和回路ORの一方の入力端子に接続されている。制御
回路CTRの起動命令端子Vstに入力された起動命令
信号は、マルチバイブレータMVのトリガー入力端子に
印加されると共に、論理積回路A1、A2の第1の入力
端子にも入力されている。マルチバイブレータMVの出
力端子は、論理和回路ORの他方の入力端子に接続され
ている。論理和回路ORの出力端子は、論理積回路A
1、A2の第2の入力端子に入力されている。論理積回
路A1の第3の入力端子には、発振回路FGの発振出力
が入力されると共に、これを否定回路N1で反転させた
信号が、論理積回路A2の第3の入力に接続されてい
る。論理積回路A1の出力端子は、NPNトランジスタ
Q11のベースと、PNPトランジスタQ12のベースに接
続されている。また、論理積回路A2の出力端子は、N
PNトランジスタQ21のベースと、PNPトランジスタ
Q22のベースに接続されている。NPNトランジスタQ
11、Q21の各コレクタは、電源端子Vccに接続されて
おり、PNPトランジスタQ12、Q22の各エミッタは、
グランド端子Gに接続されている。NPNトランジスタ
Q11とPNPトランジスタQ12の各エミッタは駆動端子
DR1を介してインバータ回路INVのMOSトランジ
スタQ1 のゲートに接続されている。NPNトランジス
タQ21とPNPトランジスタQ22の各エミッタは駆動端
子DR2を介してインバータ回路INVのMOSトラン
ジスタQ2 のゲートに接続されている。
時間のパルスを発生するマルチバイブレータMVがトリ
ガーされ、論理和回路ORがHighレベルとなる。発
振回路FGはインバータ回路INVの駆動周波数の発振
器であり、論理積回路A1、A2の出力は交互に発振回
路FGの出力に応じてHighレベルとLowレベルに
切り替わり、トランジスタQ11、Q12及びQ21、Q22か
らなるドライブ回路が交互にON/OFFし、駆動端子
DR1,DR2に駆動信号が出力され、これによりイン
バータ回路INVのトランジスタQ1 、Q2 を動作させ
る。
パルストランスPTが高電圧を発生し、HIDランプB
Lが点灯すると、ランプ電流検出回路DTの出力端子V
xがHighレベルとなるので、制御回路CTRのコン
パレータCPが基準電圧Vtと比較判定し、論理和回路
ORの出力はHighレベルを維持する。単安定マルチ
バイブレータMVの出力がLowレベルとなっても、H
IDランプBLは点灯を維持する。もし、パルストラン
スPTの高電圧によりHIDランプBLが点灯しないと
きは、単安定マルチバイブレータMVの出力がLowレ
ベルとなったときに起動動作を停止し、インバータ回路
INVは動作しない。ただし、起動命令信号Vstが再
びLowレベルからHighレベルに変化すると、起動
動作を繰り返す。
路CTRを用いて、図13に示すような点灯装置があっ
た。PWは電源電圧監視回路であり、電源電圧V1 が図
14に示す所定値Vc以上になると、起動命令信号Vs
tをHighレベルにしてインバータ回路INVを動作
させ、電源電圧V1 が別の所定値Vd以下になると、起
動命令信号VstをLowレベルにしてインバータ回路
INVを停止させる。ここで、Vc>Vdである。この
従来例では、車輌用として直流電源(バッテリー)Eを
用いている。ダイオードD1 はバッテリーが逆極性に接
続されたときに、インバータ回路INVを破壊させない
ために挿入されている。コンデンサC1はインバータ回
路INVの電圧を安定化するためのものである。
末期等でHIDランプBLを取り換えることがあるの
で、インバータ回路INVとHIDランプBLの間には
コネクタK1 ,K2 等が介在している。車輌に用いる場
合、HIDランプBLの点灯中に、車輌の振動によって
コネクタK1 ,K2 が瞬間的に外れることがある。この
ようなルーズコンタクト(緩い接触)の状態では、ラン
プ電流検出回路DTの検出端子VxがLowレベルとな
るので、HIDランプBLは消灯したままになる。車輌
においては、このとき、運転者がスイッチを再投入し、
再起動させようとすることがある。ところが、インバー
タ回路INVが停止しているので、負荷が軽くなり、電
源電圧V1 は、電源スイッチSをオフしてもコンデンサ
C1 の放電に時間が掛かり、電源スイッチSの素早いO
N/OFFでは再起動しない。例えば、インバータ回路
INVの動作時に、12V、5Aの入力が必要であるも
のとすると、概ね10000μFのコンデンサC1 がリ
ップル電流等の面で必要となる。ところが、インバータ
回路INVを非動作とすると、10000μFの放電は
制御回路CTR(消費電流0.1A程度)により行われ
るので、電源電圧V1が基準電圧Vd以下になるために
は、数10秒〜数分程度必要である。これにより、図1
5に示すように、運転者の安全が確保されなくなること
がある。
従来例がある。この従来例では、直流電源Eと電源スイ
ッチSの直列回路に、ダイオードD2 を介してコンデン
サC 2 を接続しており、制御回路CTRへの電源入力部
をインバータ回路INVと分離している。コンデンサC
2 の容量は、制御回路CTRの動作を維持する程度のも
のである。上記のように、ルーズコンタクトの状態で、
インバータ回路INVの出力が瞬間的に外れ、HIDラ
ンプBLが消灯しても、電源スイッチSを一度オフにす
ると、電源電圧V2 が早く抜けるので、すぐに電源スイ
ッチSを再度ONにすると、図17に示すように、起動
命令信号Vstがリセットされ、再起動する。
が用いられるので、振動により電源側コネクタがルーズ
コンタクトになることがあり、電源瞬断が発生する。こ
のとき、コンデンサC2 の容量が小さいと、HIDラン
プBLが一度消灯し、再び点灯するため、図18に示す
ように、ちらつきが発生するという問題がある。これも
運転者の予知し得ない動作であり、運転者の安全を損な
う恐れがある。ところで、コンデンサC2 の容量を大き
くすると、このようなちらつきが発生しないが、図13
の従来例と同様の問題が起こり得る。すなわち、電源ス
イッチSのON/OFFを素早く行うと、図16の従来
例でコンデンサC2 の容量が大きいときにも図13の従
来例と同じ不都合となる。一般に瞬断は数m〜100m
sec程度であり、素早い電源スイッチSのON/OF
Fは200m〜500msec程度であり、両者を満足
するようにコンデンサC2 の容量を設定することは、ば
らつき等を考慮すると不可能と言える。また、車輌にお
いては、パッシングを行うために前照灯を点滅させる場
合があり、ルーズコンタクトの場合と区別する必要があ
る。
点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところ
は、放電灯点灯用のインバータ回路の電源入力が瞬断し
た場合にも、ちらつき等を発生させずに動作させ、操作
者が素早く電源スイッチをON/OFFした場合にも速
やかな再点灯を可能とすることにある。
にあっては、上記の課題を解決するために、図1に示す
ように、直流電源Eと電源スイッチSの直列回路に第1
の整流素子D1 を介して第1のコンデンサC1 を接続
し、第1のコンデンサC1 に得られる直流電圧V1 をイ
ンバータINVにより交流電力に変換して放電灯BLに
供給する点灯装置において、前記直流電源Eと前記電源
スイッチSの直列回路に第2の整流素子D2 を介して第
2のコンデンサC2 を接続すると共に、第3の整流素子
D3 を介して第3のコンデンサC3 を接続し、第2のコ
ンデンサC2 に得られる直流電圧V2 が基準電圧以下で
あれば前記インバータINVを停止させ、第3のコンデ
ンサC3 に得られる直流電圧V3 が別の基準電圧以上で
あれば前記インバータINVを動作開始させる電源電圧
監視回路PW2 を備え、第1、第2、第3のコンデンサ
C 1 、C 2 、C 3 の容量と各コンデンサの負荷としての
抵抗により決定される時定数をそれぞれτ 1 、τ 2 、τ
3 とすると、τ1 >τ2 >τ3 としたことを特徴とする
ものである。
として、図5の実施例に示すように、制御回路CTRの
電源用のコンデンサC2 の時定数を直流電源Eの電圧範
囲に応じて切り換えたり、あるいは、図7の実施例に示
すように、インバータINVの点灯信号により制御回路
CTRの電源用のコンデンサC3 にコンデンサC2 を並
列接続するように構成しても良い。
電源入力端に接続された第1のコンデンサC1 よりも時
定数の小さい第2のコンデンサC2 の電圧V2 が基準電
圧以下になると、インバータINVを停止させると共
に、この第2のコンデンサC2 よりも時定数の小さい第
3のコンデンサC3 を設けて、その電圧V3 が別の基準
電圧以上になると、インバータINVを動作開始させる
ように構成したので、電源瞬断時に放電灯BLが消灯し
にくく、また、たとえ消灯した場合でも電源の再投入に
より速やかに放電灯BLを再点灯させることができるも
のである。
電源スイッチSと直流電源Eの直列回路には、ダイオー
ドD1 を介してコンデンサC1 が接続されており、ま
た、ダイオードD2 を介してコンデンサC2 が接続され
ており、さらに、ダイオードD3 を介してコンデンサC
3 が接続されている。コンデンサC1 の電圧V1 は、イ
ンバータINVの電源電圧となる。インバータINVの
出力には、コネクタK 1 ,K2 を介してHIDランプB
Lが接続されている。コンデンサC2 の電圧V 2 とコン
デンサC3 の電圧V3 は、電源電圧監視回路PW2 に入
力されている。コンデンサC2 の電圧V2 はインバータ
INVのOFFを決定し、コンデンサC 3 の電圧V3 は
インバータINVのONを決定する。
図である。各コンデンサC1 ,C2,C3 には、負荷と
しての抵抗がそれぞれ接続されており、その時定数をτ
1 ,τ2 ,τ3 とすると、τ3 <τ2 <τ1 となるよう
に設計されている。主電源の時定数τ1 は最も大きく、
インバータINVのOFFを決定する時定数τ2 はイン
バータINVのONを決定する時定数τ3 よりも大き
い。このように、本発明では、インバータINVの制御
回路CTRの電源系統を2系統に分割している。
路構成を図3に示す。コンデンサC 2 の電圧V2 はコン
パレータCP2 の負入力端子に入力されており、コンデ
ンサC3 の電圧V3 はコンパレータCP3 の正入力端子
に入力されている。コンパレータCP2 の正入力端子に
は、インバータINVのOFFを決定するための基準電
圧V21が入力されており、コンパレータCP3 の負入力
端子には、インバータINVのONを決定するための基
準電圧V31が入力されている。コンパレータCP2 の出
力信号は、フリップフロップFFのリセット端子Rに入
力されており、コンパレータCP3 の出力信号は、フリ
ップフロップFFのセット端子Sに入力されている。フ
リップフロップFFのQ出力は、インバータINVの起
動命令信号Vstとなる。
中、Taは初始動時の動作を示しており、Tbは出力側
の瞬断時の動作を示しており、Tcは電源の瞬断時の動
作を示しており、Tdはパッシング時の動作を示してい
る。まず、初始動時の動作期間Taにおいては、電源ス
イッチSがONされて、コンデンサC3 の電圧V3 が基
準電圧V31を越えた時点で、起動命令信号VstがHi
ghレベルとなり、インバータINVが起動されて、H
IDランプBLが点灯される。次に、出力側の瞬断時の
動作期間Tbでは、HIDランプBLが消灯すると、点
灯信号VxがLowレベルとなる。電源スイッチSがO
FFすると、コンデンサC2 の電圧V2 が低下し、V2
<V21となると、起動命令信号VstがLowレベルと
なり、電源スイッチSがONすると、電圧V3 が上昇
し、V3 >V31となると、起動命令信号VstがHig
hレベルとなる。次に、電源の瞬断時の動作期間Tcで
は、インバータINVの入力電圧V1 の低下が少なく、
コンデンサC2 の電圧V2 がV 2 >V21であり、HID
ランプBLの点灯が維持されている。次に、パッシング
の期間Tdでは、電源スイッチSがOFFされると、コ
ンデンサC2 の電圧V2が低下し、V2 <V21となる
と、起動命令信号VstがLowレベルとなり、HID
ランプBLが消灯する。また、電源スイッチSがONと
なり、コンデンサC 3 の電圧V3 が上昇し、V3 >V31
となると、起動命令信号VstがHighレベルとな
る。
の双方が瞬断した場合には、HIDランプBLが消灯す
る。このような場合、従来の電圧V2 の検出だけでは、
V2>V21とならないので、電源スイッチSのON/O
FF操作が必要であるが、本発明では、コンデンサC3
の電圧V3 が直流電源Eの電圧にほぼ即応するので、例
えば図9のように構成することで、すぐに自動再点灯さ
せることができる。これにより、従来例の欠点を大巾に
改善できる。
ロップFFのセット入力SをマルチバイブレータMVに
入力し、フリップフロップFFのQ出力を論理積回路A
1 ,A2 に入力するように構成すれば、図10に示すよ
うに、フリップフロップFFのセット入力Sが立ち上が
った時点でマルチバイブレータMVがトリガーされる。
したがって、コンデンサC2 の時定数が大きくても、コ
ンデンサC3 の時定数を小さく設定すれば、速やかに再
起動することができる。
る。本実施例は、図16の従来例において、電源スイッ
チSと直流電源Eの直列回路にリレーRyを接続し、そ
の常閉型の接点S2 と抵抗R5 の直列回路はコンデンサ
C2 の両端に接続されている。電源電圧監視回路PW
は、図16の従来例と同じものである。図6は本実施例
の動作説明のための回路図である。図6(a)は電源ス
イッチSがONで、且つ、直流電源Eが正常である場合
の回路図であり、リレーRyが励磁されて、接点S 2 は
OFF状態となっている。このとき、コンデンサC2 の
時定数τ2 は、電源電圧監視回路PWの入力抵抗とコン
デンサC2 の容量により決定され、インバータINVの
電源入力端に接続されたコンデンサC1 の時定数τ1 よ
りも小さく設定されている。次に、図6(b)は電源ス
イッチSがOFFであるか、又は、直流電源Eが瞬断し
た場合の回路図であり、接点S2 がON状態となってい
る。このため、コンデンサC2 は抵抗R5 を介して放電
される。このとき、コンデンサC2 の時定数τ3 は、電
源電圧監視回路PWの入力抵抗及び抵抗R5 の値とコン
デンサC2 の容量により決まり、τ1 >τ2 >τ3 とい
う関係がある。つまり、この実施例では、電源瞬断や電
源スイッチSのON/OFFに応じて電源電圧監視回路
PWの入力時定数を変化させている。これにより、電源
スイッチSの素早い操作に対応出来る。
る。検出端子Vxに得られる点灯検出信号によりトラン
ジスタQxをON/OFFする。すなわち、HIDラン
プBLの点灯中はトランジスタQxがON、HIDラン
プBLの消灯中はトランジスタQxがOFFとなる。図
8は本実施例の動作説明のための回路図である。図8
(a)はHIDランプBLが消灯中の回路図であり、コ
ンデンサC3 の時定数τ3は電源電圧監視回路PWの入
力抵抗とコンデンサC3 の容量により決定される小さい
値となっている。次に、図8(b)はHIDランプBL
が点灯中の回路図であり、コンデンサC3 の時定数τ2
は電源電圧監視回路PWの入力抵抗とコンデンサC3 及
びC2 の容量により決定される大きい値となる。したが
って、インバータINVの出力瞬断で、HIDランプB
Lが消灯すると、コンデンサC3 の時定数はτ3 となる
ので、電源スイッチSの素早いON/OFFによって再
始動出来る。また、電源瞬断のときは、コンデンサC3
の時定数はτ2 となるので、放電灯BLは消灯しない。
により交流電力に変換して放電灯に供給する点灯装置に
おいて、インバータの電源入力の瞬断に対して放電灯が
消灯しにくく、たとえ消灯しても電源スイッチの素早い
再投入で速やかに放電灯を再点灯させることができると
いう効果がある。したがって、例えば車輌の前照灯装置
に用いると、運転者の安全を損なうことがなく、パッシ
ングも可能となるという効果がある。
路図である。
の回路図である。
路図である。
路図である。
波形図である。
波形図である。
図である。
Claims (3)
- 【請求項1】 直流電源と電源スイッチの直列回路に
第1の整流素子を介して第1のコンデンサを接続し、第
1のコンデンサに得られる直流電圧をインバータにより
交流電力に変換して放電灯に供給する点灯装置におい
て、前記直流電源と前記電源スイッチの直列回路に第2
の整流素子を介して第2のコンデンサを接続すると共
に、第3の整流素子を介して第3のコンデンサを接続
し、第2のコンデンサに得られる直流電圧が基準電圧以
下であれば前記インバータを停止させ、第3のコンデン
サに得られる直流電圧が別の基準電圧以上であれば前記
インバータを動作開始させる電源電圧監視回路を備え、
第1、第2、第3のコンデンサの容量と各コンデンサの
負荷としての抵抗により決定される時定数をそれぞれτ
1 、τ 2 、τ3 とすると、τ1 >τ2 >τ3 としたこと
を特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項2】 直流電源と電源スイッチの直列回路に
第1の整流素子を介して第1のコンデンサを接続し、第
1のコンデンサに得られる直流電圧をインバータにより
交流電力に変換して放電灯に供給する点灯装置におい
て、前記直流電源と前記電源スイッチの直列回路に第2
の整流素子を介して第2のコンデンサを接続し、第2の
コンデンサに得られる直流電圧が基準電圧以下であれば
前記インバータを停止させ、前記基準電圧よりも高い別
の基準電圧以上であれば前記インバータを動作開始させ
る電源電圧監視回路を備え、第1、第2のコンデンサの
容量と各コンデンサの負荷としての抵抗により決定され
る時定数をそれぞれτ 1 、τ 2 とすると、τ 2 はτ 1 よ
りも小さく、且つ、直流電源の電圧が正常値範囲外のと
きは正常値範囲内のときよりも小さく設定されることを
特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項3】 直流電源と電源スイッチの直列回路に
第1の整流素子を介して第1のコンデンサを接続し、第
1のコンデンサに得られる直流電圧をインバータにより
交流電力に変換して放電灯に供給する点灯装置におい
て、前記直流電源と前記電源スイッチの直列回路に第2
の整流素子を介して第2のコンデンサを接続し、第2の
コンデンサに得られる直流電圧が基準電圧以下であれば
前記インバータを停止させ、前記基準電圧よりも高い別
の基準電圧以上であれば前記インバータを動作開始させ
る電源電圧監視回路を備え、第1、第2のコンデンサの
容量と各コンデンサの負荷としての抵抗により決定され
る時定数をそれぞれτ 1 、τ 2 とすると、τ 2 はτ 1 よ
りも小さく、且つ、放電灯の消灯時には点灯時よりも小
さく設定されることを特徴とする放電灯点灯装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1112293A JP3295999B2 (ja) | 1993-01-26 | 1993-01-26 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1112293A JP3295999B2 (ja) | 1993-01-26 | 1993-01-26 | 放電灯点灯装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06223986A JPH06223986A (ja) | 1994-08-12 |
JP3295999B2 true JP3295999B2 (ja) | 2002-06-24 |
Family
ID=11769216
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1112293A Expired - Lifetime JP3295999B2 (ja) | 1993-01-26 | 1993-01-26 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
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JP (1) | JP3295999B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP5379644B2 (ja) * | 2009-10-26 | 2013-12-25 | パナソニック株式会社 | 放電灯点灯装置及びそれを用いた車両用前照灯装置 |
-
1993
- 1993-01-26 JP JP1112293A patent/JP3295999B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH06223986A (ja) | 1994-08-12 |
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