JP3274469B2 - 補聴器 - Google Patents
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- JP3274469B2 JP3274469B2 JP50832196A JP50832196A JP3274469B2 JP 3274469 B2 JP3274469 B2 JP 3274469B2 JP 50832196 A JP50832196 A JP 50832196A JP 50832196 A JP50832196 A JP 50832196A JP 3274469 B2 JP3274469 B2 JP 3274469B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
- H04R25/00—Deaf-aid sets, i.e. electro-acoustic or electro-mechanical hearing aids; Electric tinnitus maskers providing an auditory perception
- H04R25/50—Customised settings for obtaining desired overall acoustical characteristics
- H04R25/505—Customised settings for obtaining desired overall acoustical characteristics using digital signal processing
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Description
この発明は、マイクロホンと、信号処理部用の伝送部
と、イヤホンに接続する出力増幅器とを備えた補聴器に
関する。
と、イヤホンに接続する出力増幅器とを備えた補聴器に
関する。
【０００１】 補聴器の出力増幅器は、歪みが少ないことの外に、出
力が大きくても電力消費が少ないことが望ましい。
力が大きくても電力消費が少ないことが望ましい。
【０００２】 Ｂ級増幅器はＡ級増幅器より効率が良い。この種の増
幅器は補聴器で今までも使用されている。
幅器は補聴器で今までも使用されている。
【０００３】 スイッチ増幅器の形の出力増幅器は、スイッチでの損
失が理論上ゼロであるから効率がもっと良い。
失が理論上ゼロであるから効率がもっと良い。
【０００４】 周知のスイッチ増幅器はパルス幅変調を使用してい
る。
る。
【０００５】 このようなＤ級増幅器の例は、例えばエクサー・コー
ポレーション社（Exar−Corporation）の欧州特許出願
公開第0 590 903号明細書とエクサー・コーポレーショ
ン社の米国特許出願第5,247,581号明細書およびインダ
ストリヤル・リサーチ・プロダクツ社（Industrial Res
earch Products Inc.）の米国特許出願第4,689,819号明
細書と米国特許出願第4,592,087号明細書に開示され詳
しく説明されている。
ポレーション社（Exar−Corporation）の欧州特許出願
公開第0 590 903号明細書とエクサー・コーポレーショ
ン社の米国特許出願第5,247,581号明細書およびインダ
ストリヤル・リサーチ・プロダクツ社（Industrial Res
earch Products Inc.）の米国特許出願第4,689,819号明
細書と米国特許出願第4,592,087号明細書に開示され詳
しく説明されている。
【０００６】 このようなＤ級増幅器は原理的に以下のように動作す
る。
る。
【０００７】 超音波領域内にある発振器の矩形波パルス列を積分器
に導入し、。更に、この積分器に低周波信号の出力電圧
を導入する。この低周波信号はマイクロホンから増幅器
列を経由して到来し、バィアス電圧として使用される。
積分器の出力信号は三角波形のパルス列であるが、積分
器に導入され、可聴周波数領域にあるバィアス電圧によ
り前記パルス列のゼロクロス点が変わる。つまり、この
低周波数のバィアス電圧により三角波形信号のゼロクロ
ス点はバィアス電圧なしで対称軸に対して対称な波形か
ら非対称な状態に変わってずれる。この場合、符号と大
きさに関する非対称性は低周波入力信号の振幅の連続可
変する関数である。
に導入し、。更に、この積分器に低周波信号の出力電圧
を導入する。この低周波信号はマイクロホンから増幅器
列を経由して到来し、バィアス電圧として使用される。
積分器の出力信号は三角波形のパルス列であるが、積分
器に導入され、可聴周波数領域にあるバィアス電圧によ
り前記パルス列のゼロクロス点が変わる。つまり、この
低周波数のバィアス電圧により三角波形信号のゼロクロ
ス点はバィアス電圧なしで対称軸に対して対称な波形か
ら非対称な状態に変わってずれる。この場合、符号と大
きさに関する非対称性は低周波入力信号の振幅の連続可
変する関数である。
【０００８】 これ等のゼロクロス点は、極性を反転させる対称CMOS
スイッチ駆動回路の出力信号の時点と極性を制御するた
めに使用され、この駆動回路は正と負のスイッチングパ
ルスの期間を積分器の出力信号のゼロクロス点の間の時
間的なずれに合わせて可変する。こうして、周波数スペ
クトルが低周波領域内にあるイヤホンにパルス変調され
た出力信号が出力され、この出力信号がマイクロホンの
出力信号を増幅した再生信号となっている。
スイッチ駆動回路の出力信号の時点と極性を制御するた
めに使用され、この駆動回路は正と負のスイッチングパ
ルスの期間を積分器の出力信号のゼロクロス点の間の時
間的なずれに合わせて可変する。こうして、周波数スペ
クトルが低周波領域内にあるイヤホンにパルス変調され
た出力信号が出力され、この出力信号がマイクロホンの
出力信号を増幅した再生信号となっている。
【０００９】 パルス幅変調で動作するこのようなＤ級増幅器は効率
が非常に良く、殆ど混信変調をしない。
が非常に良く、殆ど混信変調をしない。
【００１０】 パルス変調を用いるＤ級増幅器の欠点はSN比が大きく
なると、パルス幅を連続的または極端に小さなステップ
で可変しなければならない点にある。
なると、パルス幅を連続的または極端に小さなステップ
で可変しなければならない点にある。
【００１１】 周知のＤ級出力増幅器は、連続変調、つまりパルス幅
の連続可変を使用するので、マイクロホンの連続的な出
力信号を入力信号として必要とする。出力増幅器の前で
行う信号処理は時間離散的および／または振幅離散的に
行われるなら、このデジタル信号を先ず、例えばホール
ド回路あるいはデジタル・アナログ変換器中で変換しな
ければならない。これは殆ど軽減できない余計な経費と
なる。
の連続可変を使用するので、マイクロホンの連続的な出
力信号を入力信号として必要とする。出力増幅器の前で
行う信号処理は時間離散的および／または振幅離散的に
行われるなら、このデジタル信号を先ず、例えばホール
ド回路あるいはデジタル・アナログ変換器中で変換しな
ければならない。これは殆ど軽減できない余計な経費と
なる。
【００１２】 欧州特許出願公開第0 495 328号明細書により、例え
ば特に個別部品を有するアナログ・デジタル変換器に適
しているシグマ・デルタ変換器が知られている。しか
し、この種の回路は高集積度のデジタル回路を含む補聴
器に使用するには余り適していない。
ば特に個別部品を有するアナログ・デジタル変換器に適
しているシグマ・デルタ変換器が知られている。しか
し、この種の回路は高集積度のデジタル回路を含む補聴
器に使用するには余り適していない。
【００１３】 更に、欧州特許出願公開第0 597 523号明細書に高速
デジタル・アナログ変換器が開示されている。この変換
器はシグマ・デルタ変換器と後続する非同期シグマ・デ
ルタ変調器で構成され、この変調器がシグマ・デルタ変
換器の出力信号から非同期変調されたどっちつかずの信
号を発生し、この信号が低域通過フィルタに導入され
る。
デジタル・アナログ変換器が開示されている。この変換
器はシグマ・デルタ変換器と後続する非同期シグマ・デ
ルタ変調器で構成され、この変調器がシグマ・デルタ変
換器の出力信号から非同期変調されたどっちつかずの信
号を発生し、この信号が低域通過フィルタに導入され
る。
【００１４】 ここでも、全デジタル化された補聴器の出力増幅器に
対する経費は非常に大きい。その外、大きなSN比を得る
ことができない。
対する経費は非常に大きい。その外、大きなSN比を得る
ことができない。
【００１５】 国際特許出願WO 89/04583号明細書により、耳に付け
る部分とケーブルを介して接続され身体に付ける信号処
理部とから成る補聴器が知られている。この補聴器では
アナログ・デジタル変換器、デジタル信号処理部および
後続するデジタル・アナログ変換器により補聴器の伝達
機能を携帯者の聴覚障害に合わせている。
る部分とケーブルを介して接続され身体に付ける信号処
理部とから成る補聴器が知られている。この補聴器では
アナログ・デジタル変換器、デジタル信号処理部および
後続するデジタル・アナログ変換器により補聴器の伝達
機能を携帯者の聴覚障害に合わせている。
【００１６】 これに費やす経費、特にアナログ・デジタル変換器、
信号プロセッサおよび後続するデジタル・アナログ変換
器を使用する経費は、非常に高価であり、全デジタル化
された補聴器には利用できない。更に、そのような回路
を用いて大きいSN比を達成することはできない。
信号プロセッサおよび後続するデジタル・アナログ変換
器を使用する経費は、非常に高価であり、全デジタル化
された補聴器には利用できない。更に、そのような回路
を用いて大きいSN比を達成することはできない。
【００１７】 最後に、欧州特許出願公開第0 578 021号明細書に
は、シグマ・デルタ変換器を含まず、通常のアナログ・
デジタル変換器、信号処理部およびデジタル・アナログ
変換器を含む補聴器が開示されている。
は、シグマ・デルタ変換器を含まず、通常のアナログ・
デジタル変換器、信号処理部およびデジタル・アナログ
変換器を含む補聴器が開示されている。
【００１８】 これ等の回路部分に変調器が続き、この変調器が低域
通過フィルタを導入する必要があるPWM信号を発生す
る。ここでも、全デジタル化された補聴器で通常のアナ
ログ・デジタル変換器と信号処理部に後続するデジタル
・アナログ変換器の採用は、デジタル信号処理の可能な
全ての良好な結果を相当錯覚させることを無視しても経
費がかかり過ぎる。
通過フィルタを導入する必要があるPWM信号を発生す
る。ここでも、全デジタル化された補聴器で通常のアナ
ログ・デジタル変換器と信号処理部に後続するデジタル
・アナログ変換器の採用は、デジタル信号処理の可能な
全ての良好な結果を相当錯覚させることを無視しても経
費がかかり過ぎる。
【００１９】 それ故、この発明は全デジタル化された補聴器の出力
増幅器に通常のタイプのデジタル・アナログ変換器を採
用しない全く別な方法を模索する。
増幅器に通常のタイプのデジタル・アナログ変換器を採
用しない全く別な方法を模索する。
【００２０】 従って、この発明により、電力消費が極度に低く、出
力が大きい時、最小の歪みと混信変調のどんな誤動作が
あっても、出力増幅器をデジタル入力信号で駆動して
も、比較的大きなSN比を達成できる新規で非常に簡単な
出力増幅器を含む補聴器を提案している。その場合、出
力増幅器は全てデジタル高集積のCMOS回路で形成でき
る。
力が大きい時、最小の歪みと混信変調のどんな誤動作が
あっても、出力増幅器をデジタル入力信号で駆動して
も、比較的大きなSN比を達成できる新規で非常に簡単な
出力増幅器を含む補聴器を提案している。その場合、出
力増幅器は全てデジタル高集積のCMOS回路で形成でき
る。
【００２１】 これはこの発明により請求項１の構成によって達成さ
れている。
れている。
【００２２】 この発明の他の構成は従属請求項に開示されている。
【００２３】 ここで、添付図面を参照し実施例に基づきこの発明を
より詳しく説明する。
より詳しく説明する。
【００２４】 第１図は、例えば新規な出力増幅器を備えた補聴器を
示す。もっとも、この増幅器を使用することは補聴器へ
の応用に限定されるものでなく、大きなSN比が問題にな
るところであればデジタル増幅器に一般的に使用でき
る。
示す。もっとも、この増幅器を使用することは補聴器へ
の応用に限定されるものでなく、大きなSN比が問題にな
るところであればデジタル増幅器に一般的に使用でき
る。
【００２５】 第１図に純模式的に示す補聴器では、音響信号をマイ
クロホン１で捕捉し、耐エイリアシング・フィルタであ
る低域通過フィルタ２中でこの音響信号を補聴器にとっ
て通常の周波数範囲に制限する。次いで、この低周波信
号を信号プロセッサ３中で信号処理する。この信号処理
とは、例えば信号プロセッサの増幅器の特性曲線が必要
な全ての変数に関して携帯者のその時の聴覚障害あるい
は聴覚欠損に合うように、アナログ信号をアナログ処理
すると解すべきである。
クロホン１で捕捉し、耐エイリアシング・フィルタであ
る低域通過フィルタ２中でこの音響信号を補聴器にとっ
て通常の周波数範囲に制限する。次いで、この低周波信
号を信号プロセッサ３中で信号処理する。この信号処理
とは、例えば信号プロセッサの増幅器の特性曲線が必要
な全ての変数に関して携帯者のその時の聴覚障害あるい
は聴覚欠損に合うように、アナログ信号をアナログ処理
すると解すべきである。
【００２６】 周波数に応じて影響を受けるこの種の変数は、例えば
個々の回路の増幅率、リミターレベル、圧縮しきい値、
応答時間と休止時間を伴う自動増幅率調整、圧縮と伸長
の組み合わせ、主に個々の回路または回路全体の増幅率
の非線形変化、および出力音圧レベルである。
個々の回路の増幅率、リミターレベル、圧縮しきい値、
応答時間と休止時間を伴う自動増幅率調整、圧縮と伸長
の組み合わせ、主に個々の回路または回路全体の増幅率
の非線形変化、および出力音圧レベルである。
【００２７】 他方、主にデジタル信号処理が好ましいであろう。こ
の場合には、信号プロセッサの入力側にデジタル・アナ
ログ変換器が必要である。これには固有のクロック発生
器がクロック信号を発生させるために必要である。これ
は一般に従来の技術である。当然、上に述べた可変機能
の全てをデジタル技術で表現できる。
の場合には、信号プロセッサの入力側にデジタル・アナ
ログ変換器が必要である。これには固有のクロック発生
器がクロック信号を発生させるために必要である。これ
は一般に従来の技術である。当然、上に述べた可変機能
の全てをデジタル技術で表現できる。
【００２８】 信号プロセッサ３には新規な出力増幅器が続く。これ
は、実質上ΣΔ変換器である信号変換器４で構成されて
いる。この信号変換器には先ず二つの入力端、つまり正
の入力端と負の入力端を備えた引算回路５がある。この
場合、正の入力端は信号プロセッサ３の出力端に接続し
ている。引算回路５には低域通過フィルタ６が続く。最
も簡単な構成では、低域通過フィルタ６は積分器であ
る。この積分器６にはホールド回路のある比較回路７が
接続している。この比較回路の出力端は帰還接続部を介
して引算回路５の負の入力端に接続している。更に、周
波数が約1MHzの範囲にある高周波クロックパルスを比較
回路７に出力する高周波クロック発生器８が設けてあ
る。信号変換器４の出力端は低域通過フィルタ機能部を
介してイヤホン10に接続している。
は、実質上ΣΔ変換器である信号変換器４で構成されて
いる。この信号変換器には先ず二つの入力端、つまり正
の入力端と負の入力端を備えた引算回路５がある。この
場合、正の入力端は信号プロセッサ３の出力端に接続し
ている。引算回路５には低域通過フィルタ６が続く。最
も簡単な構成では、低域通過フィルタ６は積分器であ
る。この積分器６にはホールド回路のある比較回路７が
接続している。この比較回路の出力端は帰還接続部を介
して引算回路５の負の入力端に接続している。更に、周
波数が約1MHzの範囲にある高周波クロックパルスを比較
回路７に出力する高周波クロック発生器８が設けてあ
る。信号変換器４の出力端は低域通過フィルタ機能部を
介してイヤホン10に接続している。
【００２９】 信号プロセッサ３に必要な周波数の非常に低い他のク
ロック発生器９は、好ましくはクロック発生器８の高周
波信号と同期している。これは、例えば係数Ｍの分周器
で簡単に達成できる。信号プロセッサ３用の典型的なク
ロック周波数は約32kHzである。
ロック発生器９は、好ましくはクロック発生器８の高周
波信号と同期している。これは、例えば係数Ｍの分周器
で簡単に達成できる。信号プロセッサ３用の典型的なク
ロック周波数は約32kHzである。
【００３０】 信号変換器４の作用を第２図と第３図に基づき説明す
る。
る。
【００３１】 クロック発生器８の高周波クロック信号11は、既に説
明したように、比較回路７に導入される。第３図（非常
に単純化した図面）のデジタル入力信号12は引算回路５
の正の入力端に導入される。信号変換器４の出力信号14
は帰還接続部を介して前記引算回路５の負の入力端に達
し、そこで入力信号12により引算される。
明したように、比較回路７に導入される。第３図（非常
に単純化した図面）のデジタル入力信号12は引算回路５
の正の入力端に導入される。信号変換器４の出力信号14
は帰還接続部を介して前記引算回路５の負の入力端に達
し、そこで入力信号12により引算される。
【００３２】 そのとき生じる出力信号は積分器６（ここでは低域通
過フィルタである）に導入され、そこで積分されて出力
信号13となる。この出力信号13はホールド回路を有する
比較回路７中で高周波クロック信号のエッジと同期して
出力信号14に変換される。この出力信号は二つの可能な
値となり、ここでは簡単のため＋１と−１で示す。
過フィルタである）に導入され、そこで積分されて出力
信号13となる。この出力信号13はホールド回路を有する
比較回路７中で高周波クロック信号のエッジと同期して
出力信号14に変換される。この出力信号は二つの可能な
値となり、ここでは簡単のため＋１と−１で示す。
【００３３】 入力信号12は最初値−0.5であるとしよう。積分され
た信号13は−1.5からゼロに上昇する。これは出力信号1
4のパルスを−１から＋１へ移行させることなる。次に
積分された信号13は再び−1.5に低下する。その後、出
力信号14は再び値−１となる。
た信号13は−1.5からゼロに上昇する。これは出力信号1
4のパルスを−１から＋１へ移行させることなる。次に
積分された信号13は再び−1.5に低下する。その後、出
力信号14は再び値−１となる。
【００３４】 次に入力信号12が値ゼロに上昇すると、積分された信
号13は値0.5へ急激に上昇する。入力信号レベルが０の
期間では、積分により−１と＋１の間の出力信号14の対
応する信号値が得られる。この場合、値−１が積分され
た信号13の下端値に、また値＋１が積分された信号13の
上端値にそれぞれ相当する。
号13は値0.5へ急激に上昇する。入力信号レベルが０の
期間では、積分により−１と＋１の間の出力信号14の対
応する信号値が得られる。この場合、値−１が積分され
た信号13の下端値に、また値＋１が積分された信号13の
上端値にそれぞれ相当する。
【００３５】 同じように入力信号12の他の値0.3,0.6と1.0は積分に
より出力信号14の対応するパルスに変換される。即ち、
出力信号14では入力信号12に応じて単位時間毎に負値に
対する正値の比が変わる。
より出力信号14の対応するパルスに変換される。即ち、
出力信号14では入力信号12に応じて単位時間毎に負値に
対する正値の比が変わる。
【００３６】 これは非常に単純化され、非常に引き延ばした表現で
あることが直ぐに分かる。約1MHzのクロック周波数は図
示できない。その外、振幅の変化は粗いステップで極度
に単純に示してある。
あることが直ぐに分かる。約1MHzのクロック周波数は図
示できない。その外、振幅の変化は粗いステップで極度
に単純に示してある。
【００３７】 時間離散的および／または振幅離散的な変換により低
周波のアナログ信号をデジタル信号に変換する場合、ア
ナログ信号は量子化される。第３図に示す入力信号12の
ステップは量子化されたアナログ信号の対応する振幅ス
テップを表している。
周波のアナログ信号をデジタル信号に変換する場合、ア
ナログ信号は量子化される。第３図に示す入力信号12の
ステップは量子化されたアナログ信号の対応する振幅ス
テップを表している。
【００３８】 通常のタイプのパルス幅変調では、例えば100kHzのク
ロックパルス周波数を普通用いているが、本件の場合に
は、大きなSN比を得るため、例えばMHzの範囲内にある
非常に高いクロックパルス周波数が必要である。
ロックパルス周波数を普通用いているが、本件の場合に
は、大きなSN比を得るため、例えばMHzの範囲内にある
非常に高いクロックパルス周波数が必要である。
【００３９】 信号変換器４の出力信号14は、望ましい増幅された低
周波成分の外に、周波数の非常に高い信号成分を含み、
この信号成分は当然望ましくない擾乱信号であり、例え
ば受動的な低域通過フィルタで除去する必要がある。
周波成分の外に、周波数の非常に高い信号成分を含み、
この信号成分は当然望ましくない擾乱信号であり、例え
ば受動的な低域通過フィルタで除去する必要がある。
【００４０】 この出力増幅器を補聴器に使用すると、イヤホンの発
振コイルのインダクタンスおよび補聴器や人間の耳の機
械・音響系の低域通過特性が完全に上記の低域通路機能
を受け持っているので、別個の低域通過フィルタは不要
となる。
振コイルのインダクタンスおよび補聴器や人間の耳の機
械・音響系の低域通過特性が完全に上記の低域通路機能
を受け持っているので、別個の低域通過フィルタは不要
となる。
【００４１】 特に補聴器に適したこの新規な出力増幅器には一連の
利点がある。全てのパルスのエッジは既知のクロックパ
ルス周波数と同期し、この周波数は前置接続された信号
プロセッサに必要であり、非常に低いクロック周波数で
動作するクロックパルス発生器を同期させるために使用
される。 図面の簡単な説明
利点がある。全てのパルスのエッジは既知のクロックパ
ルス周波数と同期し、この周波数は前置接続された信号
プロセッサに必要であり、非常に低いクロック周波数で
動作するクロックパルス発生器を同期させるために使用
される。 図面の簡単な説明
【図１】この発明の出力増幅器を備えた補聴器の原理回
路図、
路図、
【図２】補聴器の出力増幅器中に使用する信号変換器、
【図３】補聴器の出力増幅器の動作を説明するパルス波
形図である。
形図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−235773（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−29857（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−21731（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−232755（ＪＰ，Ａ) 特表 平２−502151（ＪＰ，Ａ)
Claims (5)
- 【請求項１】マイクロホン（１）と、マイクロホンの出
力信号を処理する伝送部分（2,3）と、高周波クロック
信号を発生するクロック発生器（８）が接続し、低域通
過フィルタ機能部（15）が後続し、ΣΔ変換器で形成さ
れている信号変換器（４）から成り、イヤホン（10）に
接続している出力増幅器と、電源用の電池とを備えた補
聴器において、信号変換器の入力信号は量子化されたア
ナログ信号の振幅に対応するステップになっていて、こ
の入力信号が信号変換器（４）内でただ二つの可能な値
のみ示す出力信号（14）に変換され、この出力信号（1
4）が低域通過フィルタ機能部を通過した後、増幅され
た入力信号が再生されることを特徴とする補聴器。 - 【請求項２】伝送部（2,3）に接続する信号変換器
（４）は正の入力端および負の入力端のある引算回路
（５）と、低域通過フィルタ（６）と、クロックパルス
発生器（８）により高周波クロックパルス（11）で制御
されるホールド回路網のある比較回路（７）とで形成さ
れ、引算回路（５）の正の入力端が伝送部分（2,3）
に、また引算回路の負の入力端が帰還結合部を介して比
較回路（７）の出力端に接続していることを特徴とする
請求項１に記載の補聴器。 - 【請求項３】クロック発生器（８）により発生するクロ
ックパルス信号のクロック周波数は1MHzの範囲内にある
ことを特徴とする請求項１に記載の補聴器。 - 【請求項４】信号処理部（３）を制御するクロックパル
ス信号を出力するため、クロック発生器（８）の高周波
クロックパルス信号（11）に同期している他のクロック
発生器（９）が設けてあることを特徴とする請求項１に
記載の補聴器。 - 【請求項５】低域通過フィルタ機能部はイヤホン（10）
と人の耳の電気的、音響的および機械的な特性に基づき
設計されていることを特徴とする請求項１に記載の補聴
器。
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