JP2002246852A

JP2002246852A - スイッチングアンプ

Info

Publication number: JP2002246852A
Application number: JP2001036068A
Authority: JP
Inventors: 竜太郎 ▲高▼橋; Ryutaro Takahashi
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2001-02-13
Filing date: 2001-02-13
Publication date: 2002-08-30
Anticipated expiration: 2021-02-13
Also published as: JP3741962B2

Abstract

(57)【要約】【課題】ブリッジ回路に印加する定電圧を変化させず
に、小音量再生や再生音量が０のときにおけるスイッチ
ングアンプの背景ノイズを抑制する。【解決手段】スイッチング素子Ｑ５のＯＮ、ＯＦＦの
切替えにより、電力増幅部における複数のスイッチング
素子Ｑ１〜Ｑ４により構成されたブリッジ回路１２の構
成を、フルブリッジとハーフブリッジとに変化させるこ
とにより、増幅信号Ｓ４ａ、Ｓ４ｂの波高値を変化させ
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、パワーＭＯＳＦ
ＥＴ（metal-oxide semiconductor field effecttransi
stor ：電界効果トランジスタ）等の高速スイッチング
素子でブリッジ回路を構成し、定電圧をスイッチングし
て音声再生を行う音声再生装置に利用することができる
スイッチングアンプに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来より、複数のパワーＭＯＳＦＥＴ
等の高速スイッチング素子で構成された定電圧印加をス
イッチングしてパルス増幅したスイッチング信号を生成
する電力増幅装置としては、基本的にハーフブリッジ回
路およびフルブリッジ回路の２通りのブリッジ回路が用
いられている。

【０００３】定電圧として±Ｖｄが印加されたハーフブ
リッジ回路１０２と、スイッチング信号から高域成分を
除去するローパスフィルタ（Low Pass Filter:L.P.F.）
１０３とスピーカー１０４とを備えて構成されている音
声再生装置を図６に示す。そして、ハーフブリッジ回路
１０２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御してスイッ
チング動作を行った場合における、スイッチング動作と
スイッチング信号（パルス増幅信号）との関係を示す波
形図を図８に示す。

【０００４】定電圧として±Ｖｄ（＋Ｖｄ、−Ｖｄ）が
印加されたフルブリッジ回路１１２と、スイッチング信
号から高域成分を除去するローパスフィルタ１０３とス
ピーカー１０４とを備えて構成されている音声再生装置
を図７に示す。そして、フルブリッジ回路１１２のスイ
ッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御してスイッチング動作を
行った場合における、スイッチング動作とスイッチング
信号との関係を示す波形図を図９に示す。

【０００５】図８、図９に示した波形図より、単に量子
化された１ビット信号をスイッチング素子の制御信号と
して用いて音声再生を行う場合、定電圧として印加され
た電圧が同じならば、フルブリッジ回路１１２により、
ハーフブリッジ回路１０２よりも、スイッチング信号の
波高値が大きくなることが分かる。すなわち、フルブリ
ッジ回路１１２により、ハーフブリッジ回路１０２より
も大きな音声再生信号（パワー）が得られるため、アン
プゲイン（電力増幅）が大きくなることが分かる。

【０００６】しかし、アンプゲインが大きいと、ブリッ
ジ回路に印加された定電圧に含まれるリップル、重畳ノ
イズ、量子化ノイズ等により発生する背景ノイズの増幅
も大きくなるため、該背景ノイズのレベルも大きくなる
という問題点を招来する。すなわち、フルブリッジ回路
１１２を用いることにより、アンプゲインを大きくする
ことができると同時に、上記背景ノイズのレベルも大き
くなるという問題点を招来する。

【０００７】図１０は、基本的なデルタシグマ変調回路
を示すブロック図を示している。同図に示した、デルタ
シグマ変調回路１３０は、入力端子１３１と積分器１３
２と量子化器１３３と遅延器１３６と差分器１３８と帰
還ループ１３９とを備えて構成されている。

【０００８】デルタシグマ変調回路１３０は、入力端子
１３１に入力されたオーディオ信号等の入力信号Ｓ３１
と、帰還ループ１３９によって負帰還された帰還信号Ｓ
３６とを差分器１３８に入力してこれら二信号の差分信
号Ｓ３８を求める。この差分信号Ｓ３８を積分器１３２
において積分して得られた積分信号Ｓ３２を、量子化器
１３３において所定のサンプリング周期毎に、その積分
値が０以上であるか否かに対応して、「１」または
「０」の１ビット信号である量子化出力信号Ｓ３３（デ
ィジタル信号）に変換して出力するものである。同時
に、量子化器１３３から出力された量子化出力信号Ｓ３
３は遅延器１３６に入力され、１サンプリング周期以前
の量子化出力信号Ｓ３３に応答して、負帰還信号Ｓ３６
として、量子化出力信号Ｓ３３が「１」のときには＋
Δ、「０」のときには−Δの波高値（振幅）の信号を差
分器１３８に出力する。上記負帰還信号Ｓ３６は、差分
器１３８において入力信号Ｓ３１から減算されることと
なる。このように、デルタシグマ回路１３０は負帰還を
行うループ１３９を形成する。

【０００９】図１１に示すデルタシグマ変調回路１４０
は、デルタシグマ変調回路１３０を構成する積分器１３
２の代わりに積分器・加算器群１４２を備えているもの
である。該積分器・加算器群１４２は、積分器において
差分信号Ｓ３８を積分した後に、加算器において加算し
てノイズシェーピングを行うものである。すなわち、図
１１に示すデルタシグマ変調回路１４０は、デルタシグ
マ変調の次数を上げたデルタシグマ変調回路を示してい
る。

【００１０】図１２に示すデルタシグマ変調回路１５０
は、差動入力形態の差動積分器を入力部とした高次の積
分器・加算器群１５２を備えている高次のデルタシグマ
変調回路である。

【００１１】図１３、図１４は、スイッチングアンプの
一例を示しており、いずれも電力増幅部をデルタシグマ
変調のループに取込んだ構成となっている。これは、電
力増幅部に印加された定電圧に含まれるリップルや重畳
ノイズ、量子化ノイズ等が原因となるノイズの影響を、
負帰還によってキャンセルすることを目的とするもので
ある。さらに、上記負帰還はデルタシグマ変調の負帰還
をも兼ねるものである。

【００１２】図１３は、差動形態の±入力信号が積分器
・加算器群１５２と量子化器１５３とによりデルタシグ
マ変調され、量子化器１５３から出力された＋１ビット
／−１ビット信号である量子化出力信号Ｓ６３ａ、Ｓ６
３ｂにより、ドライバ回路１６１を介してハーブリッジ
回路１０２のスイッチングを行い、音声再生を行うスイ
ッチングアンプ１６０を示す。

【００１３】ハーフブリッジ回路１０２に定電圧として
±Ｖｄ（＋Ｖｄ、−Ｖｄ）を印加し、量子化出力信号Ｓ
６３ａ（＋１ビット）が「１」、量子化出力信号Ｓ６３
ｂ（−１ビット）が「０」のとき、スイッチング素子Ｑ
１がＯＮ、スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦとなり、量子
化出力信号Ｓ６３ａが「０」、量子化出力信号Ｓ６３ｂ
が「１」のとき、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ、スイ
ッチング素子Ｑ２がＯＮとなるようにスイッチングを行
うことにより、図８（ｂ）に示したような波形のスイッ
チング信号が得られる。

【００１４】このとき負帰還のフィードバックにおいて
は、ブリッジ側から出力される増幅信号Ｓ６４ａの波高
値が、減衰器１６３ａで±Ｖｄから±Δに減衰され、遅
延器１３６ａをとおり帰還信号Ｓ６６ａとして差分器１
６８ａに出力されて入力信号Ｓ１ａから減算される。そ
して、ＧＮＤに接続されている他端からの増幅信号Ｓ６
４ｂも、減衰器１６３ｂにおいて減衰された後に、遅延
器１３６ｂをとおり帰還信号Ｓ６６ｂとして差分器１６
８ｂに出力されて入力信号Ｓ１ｂから減算される。

【００１５】図１４は、差動形態の±入力信号が積分器
・加算器群１５２と量子化器１５３とによりデルタシグ
マ変調され、量子化器１５３から出力された＋１ビット
／−１ビット信号である量子化出力信号Ｓ６３ａ、Ｓ６
３ｂにより、ドライバ回路１７１（１７１ａ、１７１
ｂ）を介してフルブリッジ回路１１２のスイッチングを
行い、音声再生を行うスイッチングアンプ１７０を示
す。

【００１６】フルブリッジ回路１１２に定電圧として±
Ｖｄ（＋Ｖｄ、−Ｖｄ）を印加し、量子化出力信号Ｓ６
３ａが「１」、量子化出力信号Ｓ６３ｂが「０」のと
き、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がＯＮ、スイッチング
素子Ｑ２、Ｑ３がＯＦＦとなり、量子化出力信号Ｓ６３
ａが「０」、量子化出力信号Ｓ６３ｂが「１」のとき、
スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がＯＦＦ、スイッチング素
子Ｑ２、Ｑ３がＯＮとなるようスイッチングを行うこと
により、図９（ｂ）に示したような波形のスイッチング
信号が得られる。

【００１７】このとき負帰還のフィードバックにおいて
は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のハーフブリッジ側か
ら出力される増幅信号Ｓ７４ａの波高値が、減衰器１６
３ａで±Ｖｄから±Δにまで減衰され、遅延器１３６ａ
をとおり帰還信号Ｓ７６ａとして差分器１６８ａに出力
されて入力信号Ｓ１ａから減算される。スイッチング素
子Ｑ３、Ｑ４のハーフブリッジ側から出力される信号Ｓ
７４ｂも、同様に減衰器１６３ｂにおいて減衰された後
に、遅延器１３６ｂをとおり帰還信号Ｓ７６ｂとして差
分器１６８ｂに出力されて入力信号Ｓ１ｂから減算され
る。

【００１８】ここで、図１３に示したスイッチングアン
プ１６０では、±Ｖｄ（＋Ｖｄ、−Ｖｄ）の波高値のス
イッチング信号を得て、±Δ（＋Δ、−Δ）の負帰還量
をかけるのに対し、図１４のスイッチングアンプ１７０
では、±２Ｖｄ（＋２Ｖｄ、−２Ｖｄ）の波高値のスイ
ッチング信号を得るものの、差動で負帰還されるため、
±２Δ（＋２Δ、−２Δ）の負帰還量をかけることとな
る。よって、図１３、図１４のそれぞれに示したスイッ
チングアンプのアンプゲインは同じとなる。

【００１９】しかし、再生し得る最大の出力（パワー）
を比較した場合、図１４に示したフルブリッジ構成のス
イッチングアンプ１７０のほうが、図１３に示したハー
フブリッジ構成のスイッチングアンプ１６０よりも大き
い。これは、ハーフブリッジ構成はフルブリッジ構成よ
りも負帰還量が少ないために、出力を上げるために入力
信号Ｓ１ａ、Ｓ１ｂのレベルを上げていくと、スイッチ
ングアンプ１６０は、スイッチングアンプ１６０よりも
積分器・加算器群１５２と量子化器１５３とからなるデ
ルタシグマ回路の発振限界領域に、早く達してしまうか
らである。

【００２０】例えば、上記スイッチングアンプ１６０に
より再生しうる最大の出力とアンプゲインとを、上記ス
イッチングアンプ１７０と同じにするためには、スイッ
チングアンプ１６０のハーフブリッジ回路１０２への印
加電圧を±２Ｖｄとし、減衰器１６３ａからの帰還信号
Ｓ６６ａを±２Δとすること、すなわち±２Δの負帰還
量をかけなくてはならない。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】上記のように、ハーフ
ブリッジ回路１０２（図６参照）と、フルブリッジ回路
１１２（図７参照）とに印加する電圧を同じ±Ｖｄにし
てスイッチング動作を行った場合、ハーフブリッジ回路
１０２では±Ｖｄの波高値のスイッチング信号が得ら
れ、フルブリッジ回路１１２では±２Ｖｄの波高値のス
イッチング信号が得られる。このように、ハーフブリッ
ジ回路とフルブリッジ回路とに同じ電圧を印加した場合
には、フルブリッジ回路のほうが波高値の大きなスイッ
チング信号を得ることができるため、大きな出力が得ら
れる。

【００２２】しかし、スイッチングアンプでは、小音量
再生時や再生音量（ボリューム）０のときにも、大音量
再生時と同様のスイッチング動作が行われているため、
大きなパワーが得られるフルブリッジ回路を用いる場合
は、該回路に印加される定電圧に含まれるリップル、重
畳ノイズ、量子化ノイズ等によって発生する背景ノイズ
が目立って再生されてしまう。ここで、小音量再生時や
再生音量が０のときにおいて、背景ノイズが目立たない
ようにするためには、印加される定電圧を小さくすれば
よいが、定電圧の切替えには多大なコストがかかってし
まうという問題点がある。

【００２３】そして、上記ハーフブリッジ構成のスイッ
チングアンプ１６０（図１３参照）と上記フルブリッジ
構成のスイッチングアンプ１７０（図１４参照）とは、
いずれも負帰還ループを有するものであるため、同じ電
圧±Ｖｄを印加しスイッチング動作を行った場合、両者
のアンプゲインは同等となる。

【００２４】このため、両者の量子化ノイズ等により発
生する上記背景ノイズは同等となる。しかし、ハーフブ
リッジ構成のスイッチングアンプ１６０の方が、スイッ
チング信号の波高値が小さい分、輻射ノイズや前段で扱
う入力信号への影響が抑えられる。特に、扱う入力信号
のレベルが小さい小音量再生時や再生音量が０のときに
は、上記輻射ノイズや前段で扱う入力信号への影響が抑
えられる効果は大きい。しかし、ハーフブリッジ構成の
スイッチングアンプ１６０は、フルブリッジ構成のスイ
ッチングアンプ１７０に比べて、再生し得る最大の出力
が小さいという問題点がある。

【００２５】本発明は、上記の問題点を解決するために
なされたもので、その目的は、小音量再生時や再生音量
が０のときにおいて、印加する定電圧を替えることなく
背景ノイズが目立たなくすることができ、かつ、大きな
再生出力を得ることができるスイッチングアンプを提供
することにある。

【００２６】

【課題を解決するための手段】本発明のスイッチングア
ンプは、上記の課題を解決するために、入力信号を二値
のオーディオ信号に変換する変換部と、該二値のオーデ
ィオ信号に基づいて定電圧印加を複数のスイッチング素
子により構成されたブリッジ回路によりスイッチングす
ることによりパルス増幅したスイッチング信号を生成す
る電力増幅部とを有するスイッチングアンプにおいて、
上記ブリッジ回路の構成をフルブリッジとハーフブリッ
ジとに切替える切替手段が設けられていることを特徴と
している。

【００２７】上記の構成により、電力増幅部のブリッジ
回路に印加する定電圧を変えることなく、音声再生の出
力（パワー）を変えることができる。

【００２８】すなわち、電力増幅部を構成するブリッジ
回路の構成をフルブリッジとハーフブリッジとに変化さ
せることにより、該ブリッジ回路に印加する定電圧を変
えることなく、スイッチング信号の波高値を変化させる
ことができる。ここで、スイッチングアンプによる音声
再生の出力は、スイッチング信号の波高値に応じて変化
するものである。そして、スイッチング信号の波高値
は、電力増幅部のブリッジ回路の構成に応じて変化させ
ることができる。このため、印加する定電圧を変えるこ
となくブリッジ回路の構成を変化させることにより、ス
イッチングアンプによる音声再生の出力を制御すること
が可能となる。

【００２９】電力増幅部のブリッジ回路の構成がフルブ
リッジのときのスイッチング信号の波高値は、ハーフブ
リッジのときの２倍となる。すなわち、電力増幅部のブ
リッジ回路が２つの構成に切替え可能であることによ
り、ブリッジ回路に印加する定電圧を変化させることな
く、スイッチングアンプによる音声再生の出力を２段階
に制御することができる。

【００３０】これにより、ブリッジ回路の構成の切替え
によりスイッチング信号の波高値を変化させることがで
きるため、多大なコストを要する定電圧の切替えをおこ
なうことなく音声再生の出力を切替えることができる。

【００３１】したがって、小音量再生時や再生音量０の
ときにはノイズを目立たなくすることができ、かつ大き
な再生出力が得られるスイッチングアンプを低コストで
提供することができる。

【００３２】本発明のスイッチングアンプは、上記の課
題を解決するために、上記切替手段は再生音量に応じて
上記ブリッジ回路の構成を切替えることを特徴としてい
る。

【００３３】上記の構成により、再生音量に応じて上記
ブリッジ回路の構成を切替えることができるため、たと
えば、再生音量が大きいときにはスイッチング信号の波
高値が大きくなる構成とし、再生音量が小さい時にはス
イッチング信号の波高値が小さくなる構成とすることに
より、再生音量に応じて適切な再生出力を得ることがで
きる。

【００３４】本発明のスイッチングアンプは、上記の課
題を解決するために、上記切替手段は再生音量が０のと
きの上記ブリッジ回路の構成をハーフブリッジとするこ
とを特徴としている。

【００３５】上記の構成により、再生音量が０のときに
おける背景ノイズをより確実に低減させることができ
る。

【００３６】すなわち、スイッチングアンプでは、再生
音量が０のときにおいても大音量再生時と同様にスイッ
チング動作が行われているため、アンプゲインが大きい
場合には、ブリッジ回路に印加される定電圧に含まれる
リップル、重畳ノイズ、量子化ノイズ等によって発生す
る上記背景ノイズが目立つこととなる。該背景ノイズ
は、上記スイッチング信号の波高値により影響されるも
のであるため、該波高値を小さくすることにより、背景
ノイズを低減させることができる。

【００３７】このため、再生音量が０のときの背景ノイ
ズを、定電圧の切替を行うことなく、上記ブリッジ回路
の切替により低減させることができる。したがって、再
生音量が０のときにおける背景ノイズが小さいスイッチ
ングアンプを低コストで提供することができる。

【００３８】本発明のスイッチングアンプは、上記の課
題を解決するために、上記スイッチング信号を上記デル
タシグマ変調部へ帰還する帰還ループ上に、上記ブリッ
ジ回路の構成に応じて該スイッチング信号の減衰量を変
化させて帰還信号を生成する減衰部が設けられているこ
とを特徴としている。

【００３９】上記の構成により、帰還ループが設けられ
たスイッチングアンプのアンプゲインを変化させること
ができる。

【００４０】上記帰還ループが設けられたスイッチング
アンプは、電力増幅部をデルタシグマ変調のループに取
込んだ構成となっており、これにより、電力増幅部のブ
リッジ回路に印加された定電圧に含まれるリップルや重
畳ノイズ、量子化ノイズ等が原因となるノイズの影響
を、負帰還によってキャンセルすることができる。

【００４１】そして、上記減衰部における上記スイッチ
ング信号の減衰量が同じであれば、スイッチング信号の
波高値に応じて負帰還量も変化する。例えば、上記ブリ
ッジ回路の構成をハーフブリッジからフルブリッジに切
替えることにより、上記スイッチング信号の波高値は２
倍になるが、同時に負帰還量も２倍となる。なお、本発
明において、負帰還量とは負帰還信号の波高値をいう。

【００４２】ここで、上記帰還ループが設けられたスイ
ッチングアンプのアンプゲインは、スイッチング信号の
波高値と負帰還量との比によって大きく影響されるもの
である。このため、ブリッジ回路に印加される信号が同
じ場合には、上記ブリッジ回路の構成を切替えてスイッ
チング信号の波高値を変えても、同時に負帰還量も変化
するためアンプゲインは同じになる。

【００４３】したがって、帰還ループが設けられたスイ
ッチングアンプのアンプゲインを変えるためには、負帰
還量を変化させることが必要となる。たとえば、ブリッ
ジ回路に印加する電圧の大きさが同じ場合には、帰還信
号の波高値を２倍にして負帰還量を２倍にすることによ
り、アンプゲインを半分にすることができる。

【００４４】すなわち、帰還ループを設けたスイッチン
グアンプは、負帰還量を変化させることによりアンプゲ
インを変化させることができる。上記負帰還量は、負帰
還信号の波高値により決まるものであるため、例えば、
小音量再生や再生音量が０のときに、上記減衰量を小さ
くして上記帰還信号の波高値を大きくすることによりア
ンプゲインが小さくなり、上記背景ノイズのレベルを低
くすることができる。

【００４５】したがって、小音量再生や再生音量が０の
ときにおいて、帰還ループが設けられたスイッチングア
ンプの上記背景ノイズのレベルを小さくすることができ
る。

【００４６】

【発明の実施の形態】〔実施の形態１〕本発明の実施の
一形態について図１ないし図３に基づいて説明すれば、
以下のとおりである。

【００４７】本発明の本実施の形態のスイッチングアン
プ１０は、ドライバ回路（電力増幅部）１１ａ、１１ｂ
と、ドライバ回路（切替手段）１５と、ブリッジ回路
（電力増幅部）１２とを備えて構成されており、ローパ
スフィルタ（Low Pass Filter:L.P.F.）１３を介してス
ピーカー１４に接続されている。

【００４８】ブリッジ回路１２はスイッチング素子（電
力増幅部）Ｑ１〜Ｑ４により構成されており、定電圧と
して±Ｖｄ（＋Ｖｄ、−Ｖｄ）が印加されている。な
お、上記スイッチング素子としては、たとえば、パワー
ＭＯＳＦＥＴ（metal-oxidesemiconductor field eff
ect transistor ：電界効果トランジスタ）等の高速ス
イッチング素子が用いられる。

【００４９】ドライバ回路１１ａは、図示しないデルタ
シグマ変調部からの＋１ビット／−１ビット信号（量子
化出力信号Ｓ３ａ、Ｓ３ｂ）に応じてスイッチング素子
Ｑ１、Ｑ２のＯＮ、ＯＦＦを制御するものである。ドラ
イバ回路１１ｂは、ＦＢ／ＨＢ切替え信号Ｓ５に応じ
て、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のディスエイブル状態
（ＯＦＦ状態）を切替えるものであり、スイッチング素
子Ｑ３、Ｑ４がディスエイブル状態でない場合は、上記
デルタシグマ変調部からの＋１ビット／−１ビット信号
によりスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のＯＮ、ＯＦＦを制
御する。

【００５０】ドライバ回路１５は、ＦＢ／ＨＢ切替え信
号Ｓ５により、スイッチング素子（切替手段）Ｑ５のＯ
Ｎ、ＯＦＦを制御して、ブリッジ回路１２の構成を切替
えるものである。本実施の形態においては、スイッチン
グ素子Ｑ５をＯＮ状態とＯＦＦ状態とに切替えることに
より、ブリッジ回路１２の構成をハーフブリッジとフル
ブリッジとに切替えることができる。ローパスフィルタ
１３は、ブリッジ回路１２からの増幅信号Ｓ４ａ、Ｓ４
ｂから広域成分を除去するものであり、スピーカー１４
はローパスフィルタ１３からの出力信号を音声出力する
ものである。

【００５１】次に、図１と図２とを用いて、本実施の形
態のスイッチングアンプ１０の基本動作について説明す
る。スイッチング素子Ｑ５をＯＦＦ状態とすることによ
りブリッジ回路１２の構成をフルブリッジとすることが
できる。この場合には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４
を、それぞれ図２に示すようにＯＮ、ＯＦＦ制御するこ
とにより、波高値が±２Ｖｄ（＋２Ｖｄ、−２Ｖｄ）の
スイッチング信号（出力信号）を得ることができる。

【００５２】そして、スイッチング素子Ｑ５をＯＮ状態
とし、かつスイッチング素子Ｑ３およびＱ４をディスエ
イブル状態とすることにより、スイッチング素子Ｑ３、
Ｑ４の接続点がＧＮＤレベルに固定されることでスイッ
チング素子Ｑ１、Ｑ２のみが動作可能となり、ブリッジ
回路１２の構成をハーフブリッジにすることができる。
ブリッジ回路１２をハーフブリッジとして動作させる場
合には、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を、それぞれ図２
に示すようにＯＮ、ＯＦＦ制御することにより、波高値
が±Ｖｄのスイッチング信号を得ることができる。

【００５３】つまり、本発明のブリッジ回路１２は、図
３に示すように、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のハーフ
ブリッジ側とローパスフィルタ１３との接続線と、ＧＮ
Ｄとの間にスイッチング素子Ｑ５を設けて、ドライバ回
路１５によりスイッチング素子１５のＯＮ、ＯＦＦ状態
を切替えることにより、ブリッジ回路１２の構成をハー
フブリッジとフルブリッジとに切替えて動作させること
ができる。

【００５４】ブリッジ回路１２の構成を切替えるタイミ
ングとしては、スイッチング制御信号のデータが切替わ
るタイミングが好ましい。すなわち、例えば、フルブリ
ッジからハーフブリッジに切替えるタイミングとして
は、図２に示すように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２
が、それぞれ、ＯＮからＯＦＦ、ＯＦＦからＯＮとなる
時点と、スイッチング素子Ｑ３およびＱ４がディスエイ
ブル状態となる時点と、スイッチング素子Ｑ５がＯＦＦ
からＯＮとなる時点とが同時であることが好ましい。

【００５５】なお、ブリッジ回路１２の構成のフルブリ
ッジとハーフブリッジとの切替は、上記ＦＢ／ＨＢ切替
え信号Ｓ５により行われる。そして、該ＦＢ／ＨＢ切替
え信号Ｓ５は、たとえば、図示しないＦＢ／ＨＢ切替え
信号制御手段により、再生音量が特定の値になったこと
に対応してドライバ回路１１ｂ、およびドライバ回路１
５に出力することができる。

【００５６】ブリッジ回路１２の構成を、再生音量が０
でないときにフルブリッジとし、再生音量が０のときに
ハーフブリッジとする場合には、上記ＦＢ／ＨＢ切替え
信号Ｓ５を再生音量０検知信号（ボリューム０検知信
号）に置替えることができる。すなわち、再生音量０検
知信号をＦＢ／ＨＢ切替え信号Ｓ５として用いることが
できる。

【００５７】この際、再生音量０検知信号を、入力信号
（量子化出力信号Ｓ３ａ、３ｂ）の立上りエッジ、ある
いは立下りエッジで取込み、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ
４をディスエイブル状態とするディスエイブル信号、お
よびスイッチング素子Ｑ５のＯＮ状態とＯＦＦ状態とを
切替えるＯＮ／ＯＦＦ信号として取扱う。

【００５８】このようにして、ブリッジ回路１２の構成
をフルブリッジとハーフブリッジとに切替える事によ
り、図２（ｂ）に示すように、スイッチング信号の出力
波形を変化させることができる。すなわち、ブリッジ回
路１２の構成をフルブリッジからハーフブリッジへと切
替えることにより、スイッチング信号の波高値を小さく
すること、具体的には±２Ｖｄから±Ｖｄに変化させる
ことができる。スイッチング信号の波高値が小さくなる
ことに合わせてアンプゲインも小さくなるため、ブリッ
ジ回路１２に印加されている定電圧に含まれるリップ
ル、重畳ノイズ、量子化ノイズ等によって発生する背景
ノイズを減少させることができる。さらに、スイッチン
グ信号の波高値を小さくすることで、輻射ノイズや前段
で扱う入力信号への影響をも抑えることができる。

【００５９】上記のように、ブリッジ回路１２の構成を
ハーフブリッジとフルブリッジとに切替えることを可能
とすることにより、例えば、小音量再生時や再生音量が
０のときにはハーフブリッジとし、それ以外のときには
フルブリッジとすることにより、小音量再生時や再生音
量が０のときには背景ノイズ、輻射ノイズ等を小さくす
ることができ、かつ、より低い電圧により大きな出力で
再生することが可能なスイッチングアンプとすることが
できる。

【００６０】また、同じ電圧でも、より大きなパワーを
取り出すことができるフルブリッジ構成とすることがで
きるとともに、ハーフブリッジ構成に切替えたときは、
アンプゲインを下げることで、定電圧に含まれるリップ
ル、重畳ノイズ、量子化ノイズ等によって発生する背景
ノイズを減少させることができる。

【００６１】本発明のスイッチングアンプは、パワーＭ
ＯＳＦＥＴ等の高速スイッチング可能な素子でブリッ
ジ回路を構成し、定電圧をスイッチングして音声再生を
行うアンプにおいて、スイッチングする電圧を変えずに
ブリッジ構成を変え、それによるスイッチング波高値の
変化で、音声再生のパワーを制御するものとして構成さ
れていてもよい。

【００６２】そして、上記スイッチングアンプは、再生
ボリューム０時にブリッジ構成を変え、それによるスイ
ッチング波高値の変化を利用して、ボリューム０時の背
景ノイズの低減を行うものであってもよい。

【００６３】上記の構成により、より低い電圧でパワー
を出せるとともに、小音量再生時や再生音量が０のとき
に背景ノイズを抑制することができる。

【００６４】〔実施の形態２〕本発明の他の実施の形態
について、図４および図５に基づいて説明すれば、以下
のとおりである。

【００６５】なお、説明の便宜上、実施の形態１におい
て示した構成と同一の部材には同一の符号を付しその説
明を省略する。

【００６６】図４に示すように、本実施の形態のスイッ
チングアンプ２０は、ドライバ回路１１ａ、１１ｂと、
ドライバ回路１５と、ブリッジ回路１２と、デルタシグ
マ変調部（変換部）２１と、減衰器（減衰部）２３ａ、
２３ｂと、遅延器２６ａ、２６ｂと、差分器２８ａ、２
８ｂと、帰還ループ２９ａ、２９ｂとを備えて構成され
ており、ローパスフィルタ１３を介してスピーカー１４
に接続されている。

【００６７】デルタシグマ変調部２１は、図示しない積
分器・加算器群と量子化器とからなるものである。上記
積分器・加算器群は、差分器２８ａ、２８ｂからの差分
信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂを積分した後、加算してノイズシェ
ーピングを行った後、上記量子化器に出力するものであ
る。該量子化器は、所定のサンプリング周期毎に、その
積分値が０以上であるか否かに対応して、「１」または
「０」の１ビット信号（量子化出力信号Ｓ３ａ）、−１
ビット信号（量子化出力信号Ｓ３ｂ）に変換して出力す
る。

【００６８】差分器２８ａは、ブリッジ回路１２のスイ
ッチング素子Ｑ１、Ｑ２のハーフブリッジ側から出力さ
れた増幅信号Ｓ４ａが減衰器２３ａにおいて減衰され、
遅延器２６ａを介して負帰還される帰還信号Ｓ６ａと入
力信号Ｓ１ａとの二信号から差分信号Ｓ８ａを求めるも
のである。差分器２８ｂは、ブリッジ回路１２のスイッ
チング素子Ｑ３、Ｑ４のハーフブリッジ側から出力され
た増幅信号Ｓ４ｂが、減衰器２３ｂにおいて減衰され、
遅延器２６ｂを介して負帰還される帰還信号Ｓ６ｂと入
力信号Ｓ１ｂとの二信号から差分信号Ｓ８ｂを求めるも
のである。

【００６９】減衰器２３ａ、２３ｂは、それぞれ帰還ル
ープ２９ａ、２９ｂ上に設けられ、ブリッジ回路１２か
ら出力された増幅信号Ｓ４ａ、Ｓ４ｂを減衰し、遅延器
２６ａ、２６ｂを介して帰還信号Ｓ６ａ、Ｓ６ｂとして
差分器２８ａ、２８ｂに負帰還するものである。減衰器
２３ａ、２３ｂは、例えば、直列に接続された二つの抵
抗から構成することができ、該二つの抵抗の抵抗値は、
所望の減衰量に応じて適宜設定することができる。

【００７０】図５に、ブリッジ回路１２の構成をフルブ
リッジとハーフブリッジとに切替えるタイミングを説明
するタイミングチャートを示す。同図に示すように、上
記ブリッジ回路１２の構成の切替えにおいては、再生音
量０検知信号を入力信号（量子化出力信号Ｓ３ａ、Ｓ３
ｂ）の立上りエッジ、あるいは立下りエッジで取込み、
ＦＢ／ＨＢ切替え信号Ｓ５として用いている。ＦＢ／Ｈ
Ｂ切替え信号Ｓ５が”Ｌ”の時、すなわちスイッチング
素子Ｑ５がＯＦＦのときは、ブリッジ回路１２はフルブ
リッジ動作を行う（フルブリッジ動作）。そして、ＦＢ
／ＨＢ切替え信号Ｓ５が”Ｈ”のとき、すなわちスイッ
チング素子Ｑ５がＯＮのときは、ブリッジ回路１２はハ
ーフブリッジ動作を行う（ハーフブリッジ動作）。

【００７１】ブリッジ回路１２の構成をフルブリッジと
する場合には、デルタシグマ変調によって得られた＋１
ビット／−１ビット信号（量子化出力信号Ｓ３ａ、Ｓ３
ｂ）を制御信号としてスイッチング素子Ｑｌ〜Ｑ４をス
イッチングし、±２Ｖｄの波高値のスイッチング信号
（出力信号）を得る。該スイッチング信号は、図５
（ｂ）に示したフルブリッジ動作における波形となる。

【００７２】図４に示したスイッチングアンプ２０のブ
リッジ回路１２は、具体的には、量子化出力信号（二値
のオーディオ信号）Ｓ３ａ（＋１ビット信号）が
「１」、量子化出力信号（二値のオーディオ信号）Ｓ３
ｂ（−１ビット信号）が「０」のとき、スイッチング素
子Ｑ１、Ｑ４がＯＮ、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がＯ
ＦＦとなり、量子化出力信号Ｓ３ａが「０」、量子化出
力信号Ｓ３ｂが「１」のとき、スイッチング素子Ｑ１、
Ｑ４がＯＦＦ、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がＯＮとな
るようスイッチングされる。

【００７３】このとき負帰還のフィードバックは、スイ
ッチング素子Ｑ１、Ｑ２のハーフブリッジ側から出力さ
れる増幅信号Ｓ４ａは、その波高値を減衰器２３ａによ
り±Ｖｄから±Δにまで減衰された後、帰還信号（フィ
ードバック信号）Ｓ６ａとして遅延器２６ａを介して差
分器２８ａに入力され、＋入力信号である入力信号Ｓ１
ａから減算される。スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のハー
フブリッジ側から出力される増幅信号Ｓ４ｂも同様に、
その波高値を減衰器２３ｂにより±Ｖｄから±Δまで減
衰された後に、帰還信号Ｓ６ｂとして遅延器２６ｂを介
して差分器２８ｂに入力され、−入力信号である入力信
号Ｓ１ｂから減算される。

【００７４】次に、ブリッジ回路１２の構成をハーフブ
リッジとする場合について説明する。上記ＦＢ／ＨＢ切
替え信号Ｓ５により、スイッチング素子Ｑ５をＯＮ状態
とし、ドライバ回路１１ｂによりスイッチング素子Ｑ
３、Ｑ４をディスエイブル状態（ＯＦＦ状態）とするこ
とによりブリッジ回路１２の構成をハーフブリッジとす
ることができる。デルタシグマ変調によって得た＋１ビ
ット／−１ビット信号（量子化出力信号Ｓ３ａ、Ｓ３
ｂ）を制御信号として、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を
スイッチングし、±Ｖｄの波高値のスイッチング信号、
すなわち、図５（ｂ）のハーフブリッジ動作における波
形のスイッチング信号を得ることができる。

【００７５】具体的には、ブリッジ回路１２は、量子化
出力信号Ｓ３ａが「１」、量子化出力信号Ｓ３ｂが
「０」のとき、スイッチング素子Ｑ１がＯＮ、スイッチ
ング素子Ｑ２がＯＦＦとなり、量子化出力信号Ｓ３ａが
「０」、量子化出力信号Ｓ３ｂが「１」のとき、スイッ
チング素子Ｑ１がＯＦＦ、スイッチング素子Ｑ２がＯＮ
となるように、スイッチングされる。

【００７６】このときの負帰還のフィードバックにおい
ては、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のハーフブリッジ側
から出力された増幅信号Ｓ４ａの波高値を減衰器２３ａ
により減衰する際の減衰量を、上記フルブリッジ動作の
場合よりも小さくする。

【００７７】すなわち、増幅信号Ｓ４ａの波高値は、減
衰器２３ａで±Ｖｄから±２Δに減衰されて、遅延器２
６ａを介して、帰還信号Ｓ６ａとして差分器２８ａに入
力されて＋入力信号である入力信号Ｓ１ａから減算され
る。そして、他端から負帰還される増幅信号Ｓ４ｂは、
ＧＮＤ信号であるが、電源リップルや重畳ノイズをキャ
ンセルするために、増幅信号Ｓ４ａと同様に、減衰器２
３ｂで±Ｖｄから±２Δに減衰されて、遅延器２６ｂを
介して、帰還信号Ｓ６ｂとして差分器２８ｂに入力さ
れ、−入力信号である入力信号Ｓ１ｂから減算される。

【００７８】上記のように、ブリッジ回路１２の構成を
フルブリッジからハーフブリッジに切替えると同時に、
減衰器２３ａ、２３ｂにおける増幅信号Ｓ４ａ、Ｓ４ｂ
の波高値の減衰量を１／２にし、差分器２８ａ、２８ｂ
へ負帰還させることにより、帰還信号Ｓ６ａ、Ｓ６ｂの
波高値を２倍にすることができ、負帰還量のレベルを２
倍にすることができる。

【００７９】これにより、アンプゲインを下げることが
でき、電力増幅部のブリッジ回路に印加されている定電
圧に含まれるリップル、重畳ノイズ、量子化ノイズ等に
よって発生する背景ノイズを減少させることができる。
また、スイッチング信号の波高値を小さくすることで、
輻射ノイズや前段で扱う入力信号への影響を押さえるこ
とができる。

【００８０】上記のように、減衰器における減衰量を切
替えて帰還信号の波高値を変えることにより、アンプゲ
インを変化させることができる。このため、アンプゲイ
ンを大きくすることにより大きな再生音量で出力するこ
とができるとともに、小音量再生時や音量０のときにア
ンプゲインを下げることにより、定電圧に含まれるリッ
プル、重畳ノイズ、量子化ノイズ等によって発生する背
景ノイズを、減少させることができる。さらに、再生音
量が０のときには、減衰器の減衰量を小さくしてアンプ
ゲインを小さくするとともに、電力増幅部のブリッジ回
路をハーフブリッジ構成とすることにより、スイッチン
グ信号の波高値を小さくすることができるため、前段で
扱う入力信号が特に微小信号となるスイッチングの飛込
みの影響によるノイズや、輻射ノイズを抑えることがで
きる。

【００８１】なお、本発明のスイッチングアンプは、デ
ルタシグマ変調で得られた１ビット信号を制御信号とし
て、パワーＭＯＳＦＥＴ等の高速スイッチング素子で
構成されたブリッジ回路に、印加された定電圧をスイッ
チングして音声再生を行うアンブ回路において、再生ボ
リューム０時にブリッジ構成を変えると同時に、フィー
ドバックのレベルを変え、ボリューム０時の背景ノイズ
の低減を行うことを特徴としたスイッチングアンプとし
て構成されていてもよい。

【００８２】上記のようにしてスイッチング波高値を小
さくすることで、前段で扱う入力信号が特に微小信号と
なる小音量再生時や、ボリューム０時に、スイッチング
の飛込みの影響によるノイズを抑えることができ、ま
た、輻射ノイズをも抑えることができる。

【００８３】

【発明の効果】本発明のスイッチングアンプは、以上の
ように、スイッチング信号の波高値を変化させるように
上記ブリッジ回路の構成をフルブリッジとハーフブリッ
ジとに切替える切替手段が設けられている構成である。

【００８４】それゆえ、上記ブリッジ回路に印加する定
電圧を変えることなく、音声再生の出力（パワー）を変
えることができる。すなわち、多大なコストを要する定
電圧の切替えをおこなうことなく、上記ブリッジ回路の
構成の切替えによりスイッチング信号の波高値を変化さ
せることにより音声再生の出力を制御することができ
る。

【００８５】これにより、小音量再生時や再生音量０の
ときはノイズが目立たず、かつ大きな再生出力を得るこ
とができるスイッチングアンプを低コストで提供するこ
とができるという効果を奏する。

【００８６】本発明のスイッチングアンプは、以上のよ
うに、上記切替手段は再生音量に応じて上記ブリッジ回
路の構成を切替える構成である。

【００８７】このため、再生音量に応じて適切なアンプ
ゲインが得られるスイッチングアンプを低コストで提供
することができるという効果を奏する。

【００８８】本発明のスイッチングアンプは、以上のよ
うに、上記の再生音量が０のときの上記ブリッジ回路の
構成をハーフブリッジとする構成である。

【００８９】このため、再生音量が０のときに、スイッ
チング信号の波高値を小さくすることにより、ブリッジ
回路に印加される定電圧に含まれるリップル、重畳ノイ
ズ、量子化ノイズ等によって発生する背景ノイズを低減
させることができる。これにより、再生音量が０のとき
の背景ノイズが小さいスイッチングアンプを低コストで
提供することができるという効果を奏する。

【００９０】本発明のスイッチングアンプは、以上のよ
うに、上記スイッチング信号をデルタシグマ変調部へ帰
還する帰還ループ上に、上記ブリッジ回路の構成に応じ
て該スイッチング信号の減衰量を変化させて帰還信号を
生成する減衰部が設けられている構成である。

【００９１】すなわち、帰還ループが設けられたスイッ
チングアンプのアンプゲインを変化させることができ
る。例えば、小音量再生や再生音量が０のときに、上記
減衰量を小さくしてアンプゲインを小さくすることによ
り、上記背景ノイズのレベルを低くすることができる。

【００９２】このため、小音量再生や再生音量が０のと
きにおいて、帰還ループが設けられたスイッチングアン
プの背景ノイズのレベルを小さくすることができるとい
う効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態のスイッチングアンプの構
成の概略を示すブロック図である。

【図２】図１に示したスイッチングアンプにおける量子
化出力信号とスイッチング信号との関係を示す説明図で
あり、同図（ａ）は量子化出力信号の波形図、同図
（ｂ）はスイッチング信号の波形図である。

【図３】本発明の実施の形態のスイッチングアンプのブ
リッジ回路の構成の概略を示す説明図である。

【図４】本発明の実施の形態の帰還ループが設けられた
スイッチングアンプの構成の概略を示すブロック図であ
る。

【図５】図４に示した帰還ループの設けられたスイッチ
ングアンプにおける量子化出力信号とスイッチング信号
との関係を示す説明図であり、同図（ａ）は量子化出力
信号の波形図、同図（ｂ）はスイッチング信号の波形
図、同図（ｃ）は帰還信号の波形図である。

【図６】従来のスイッチングアンプの電力増幅部を構成
するハーフブリッジ回路の構成の説明図である。

【図７】従来のスイッチングアンプの電力増幅部を構成
するフルブリッジ回路の構成の説明図である。

【図８】図６に示したスイッチングアンプにおける量子
化出力信号とスイッチング信号との関係を示す説明図で
あり、同図（ａ）は量子化出力信号の波形図、同図
（ｂ）はスイッチング信号の波形図である。

【図９】図７に示したスイッチングアンプにおける量子
化出力信号とスイッチング信号との関係を示す説明図で
あり、同図（ａ）は量子化出力信号の波形図、同図
（ｂ）はスイッチング信号の波形図である。

【図１０】従来のデルタシグマ変調回路の構成の概略を
説明するブロック図である。

【図１１】従来のデルタシグマ変調の次数を上げたデル
タシグマ変調回路の構成の概略を説明するブロック図で
ある。

【図１２】従来のデルタシグマ変調の次数を上げ、＋１
ビット／−１ビットの差動出力として負帰還ループを形
成したデルタシグマ変調回路の構成の概略を説明するブ
ロック図である。

【図１３】従来の帰還ループの設けられたハーフブリッ
ジ構成のスイッチングアンプの構成の概略を示すブロッ
ク図である。

【図１４】従来の帰還ループの設けられたフルブリッジ
構成のスイッチングアンプの構成の概略を示すブロック
図である。

【符号の説明】

１０スイッチングアンプ１１ａ、１１ｂドライバ回路（電力増幅部）１２ブリッジ回路（電力増幅部）１５ドライバ回路（切替手段）２１デルタシグマ変調部（変換部）２３ａ、２３ｂ減衰器（減衰部）２９ａ、２９ｂ帰還ループＳ１ａ、Ｓ１ｂ入力信号Ｓ３ａ、Ｓ３ｂ量子化出力信号（二値のオーディオ
信号）Ｓ５ＦＢ／ＨＢ切替え信号Ｓ４ａ、Ｓ４ｂ増幅信号（スイッチング信号）Ｓ６ａ、Ｓ６ｂ帰還信号Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４スイッチング素子（電力増
幅部）Ｑ５スイッチング素子（切替手段）＋Ｖｄ、−Ｖｄ、＋２Ｖｄ、−２Ｖｄ定電圧

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5D020 AC07 5J091 AA01 AA24 AA27 AA41 AA66 CA23 CA32 CA47 CA87 FA17 FA18 HA10 HA39 KA15 KA23 KA26 KA33 KA42 KA47 KA48 KA53 KA55 KA62 MA11 MA20 MA24 SA05 TA01 TA06 UW01 UW04 UW10

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力信号を二値のオーディオ信号に変換す
る変換部と、該二値のオーディオ信号に基づいて定電圧
印加を複数のスイッチング素子により構成されたブリッ
ジ回路によりスイッチングすることによりパルス増幅し
たスイッチング信号を生成する電力増幅部とを有するス
イッチングアンプにおいて、上記ブリッジ回路の構成をフルブリッジとハーフブリッ
ジとに切替える切替手段が設けられていることを特徴と
するスイッチングアンプ。
【請求項２】上記切替手段は再生音量に応じて上記ブリ
ッジ回路の構成を切替えることを特徴とする請求項１記
載のスイッチングアンプ。
【請求項３】上記切替手段は再生音量が０のときの上記
ブリッジ回路の構成をハーフブリッジとすることを特徴
とする請求項１または２記載のスイッチングアンプ。
【請求項４】上記スイッチング信号をデルタシグマ変調
部へ帰還する帰還ループ上に、上記ブリッジ回路の構成
に応じて該スイッチング信号の減衰量を変化させて帰還
信号を生成する減衰部が設けられていることを特徴とす
る請求項１〜３のいずれか１項に記載のスイッチングア
ンプ。