JP3218113B2 - タイミング再生回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は無線通信分野における
復調装置に用いるタイミング再生回路に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】従来の復調装置に用いられるタイミング
再生回路として、例えば、“π／４シフトＱＰＳＫ遅延
検波復調器用タイミング再生方式の検討”，電子情報通
信学会秋季大会論文集Ｂ−２３６（1991.8）に記載され
たものがある。図１７は、上記の文献に示されたタイミ
ング再生回路を示す構成ブロック図である。図におい
て、１００は受信信号を遅延検波し、Ｉチャネル，Ｑチ
ャネルの検波後データを出力する遅延検波回路、２００
はタイミング再生回路、２１０は位相比較回路、２１１
はＩチャネル，Ｑチャネルのデータのゼロクロスを検出
するゼロクロス検出回路、２１２はＩチャネル，Ｑチャ
ネルのデータの位相と再生クロックの位相とを比較し
て、再生クロックの位相の進み遅れを判定する位相判定
回路、２２０はループフィルタ、２３０はハングアップ
を回避するキックオフ回路、２４０は分周回路、２５０
は発振器、３００はリタイミング回路である。

【０００３】次に動作について説明する。通常、復調装
置においては、タイミング再生回路を用いて受信信号の
ナイキスト点を検出し、ナイキスト点を立上がりでたた
く再生クロックを生成する。図１７において、π／４シ
フトＱＰＳＫ変調信号である受信信号は遅延検波回路１
００に入力される。遅延検波回路１００において、受信
信号は遅延検波され、Ｉチャネル，Ｑチャネルの検波後
２倍オーバーサンプリングデータが出力される。Ｉチャ
ネル，Ｑチャネルデータはタイミング再生回路２００に
入力される。タイミング再生回路２００において、Ｉチ
ャネル，Ｑチャネルのデータは位相比較回路２１０とキ
ックオフ回路２３０に入力される。位相比較回路２１０
において、Ｉチャネル，Ｑチャネルのデータはゼロクロ
ス検出回路２１１と、位相判定回路２１２に入力され
る。

【０００４】図１８は図１７の位相比較回路２１０の動
作を説明する図である。位相比較回路２１０内のゼロク
ロス検出回路２１１では、再生クロックの立上がりエッ
ジで、Ｉチャネル，Ｑチャネルのデータが検出される。
Ｉチャネル，Ｑチャネルデータを（１，−１）の２値と
し、現在検出されたＩチャネル，Ｑチャネルの値をそれ
ぞれＮ_I ，Ｎ_Q 、１クロック過去に検出されたＩチャネ
ル，Ｑチャネルの値をそれぞれＮ_I ′，Ｎ_Q ′とする
と、図１８に示すように、Ｎ_I ×Ｎ_I ′＜０あるいはＮ
_Q ×Ｎ_Q ′＜０が成立した場合に、信号にゼロクロスが
生じたと判定し、ゼロクロス検出回路２１１からゼロク
ロス検出信号が出力される。

【０００５】位相判定回路２１２では、再生クロックの
立上がりエッジと立下がりエッジで、Ｉチャネル，Ｑチ
ャネルのデータが検出される。Ｉチャネル，Ｑチャネル
データを（１，−１）の２値とし、立上がりエッジで現
在検出されたＩチャネル，Ｑチャネルの値を、Ｎ_I ，Ｎ
_Q とし、１／２クロック過去の立下がりエッジで検出さ
れたＩチャネル，Ｑチャネルの値をＺ_I ，Ｚ_Q とする
と、図１８に示すように、Ｎ_I ×Ｚ_I ＞０、あるいはＮ
_Q ×Ｚ_Q ＞０であれば、信号のナイキスト点に対してク
ロックの立上がりが進んでおり、Ｎ_I ×Ｚ_I ＜０、ある
いはＮ_Q ×Ｚ_Q ＜０であれば、信号のナイキスト点に対
してクロックの立上がりが遅れている。位相判定回路２
１２からは、このクロックの位相の進み遅れを表わす位
相判定信号が出力される。

【０００６】ループフィルタ２２０では、ゼロクロス検
出回路２１１の出力であるゼロクロス検出信号と、位相
判定回路２１２の出力である位相判定信号によって、ク
ロックの位相を制御するＵＰ信号、ＤＯＷＮ信号が出力
される。ループフィルタ２２０には、アップダウンカウ
ンタが内蔵されている。位相の制御はゼロクロスが検出
され、かつクロックの立上がりが進んでいる場合は、カ
ウンタはダウンカウントされる。またゼロクロスが検出
され、かつクロックの立上がりが遅れている場合は、カ
ウンタはアップカウントされていく。カウンタの初期値
をフィルタ定数Ｎと称すると、カウンタの値が０になっ
たらクロックの立上がりを遅らせるＤＯＷＮ信号が出力
され、カウンタの値が２Ｎになったらクロックの立上が
りを進ませるＵＰ信号が出力される。その後カウンタは
初期値Ｎにリセットされる。フィルタ定数Ｎは同期引込
み時には同期引込み特性を向上させるため小さな値と
し、定常時にはジッタを抑制するため大きな値としてい
る。

【０００７】キックオフ回路２３０では、ハングアップ
が生じる条件が数回検出された場合に、位相反転信号が
出力される。ハングアップとは、プリアブルパターンの
入力時に再生クロックの立上がりが、信号のナイキスト
点に対して１８０°ずれた点をたたいている場合に、ゼ
ロクロスが検出されず再生クロックの位相制御が不能と
なる状態であり、図１９に示すように、Ｎ_I ×Ｎ_I ′＞
０で、且つＮ_I ×Ｚ_I＜０の状態と、Ｎ_Q ×Ｎ_Q ′＞０
で、且つＮ_Q ×Ｚ_Q ＜０の状態が交互に数回成立した場
合に、ハングアップが生じたと判定される。

【０００８】分周回路２４０は、カウンタで構成されて
おり、発振器２５０から供給される原振クロックで動作
する。分周回路２４０では、カウンタ出力の最上位ビッ
トが再生クロックとして、その次の上位ビットが２倍再
生クロックとしてそれぞれ出力される。ループフィルタ
２２０の出力であるＵＰ信号が入力された場合は、カウ
ンタを１カウント多く進め、ループフィルタ２２０の出
力であるＤＯＷＮ信号が入力された場合は、カウンタを
１カウント停止させる。またキックオフ回路２３０の出
力である位相反転信号が入力された場合は、カウンタの
値を再生クロックの位相が１８０°反転するような値に
変換する。

【０００９】リタイミング回路３００では、分周回路２
４０から出力される再生クロックによって、遅延検波回
路１００から出力されるＩチャネル，Ｑチャネルデータ
のナイキスト点がたたかれ、それぞれＩチャネル，Ｑチ
ャネル復調データとして出力される。

【００１０】また、分周回路２４０から出力される２倍
再生クロックは遅延検波回路１００に入力され、遅延検
波のタイミングに用いられる。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】従来のタイミング再生
回路は以上のように構成されていて、再生クロックの位
相制御に、信号のナイキスト点に対して再生クロックの
立上がりが進んでいるか遅れているかを示す２値の位相
判定信号とゼロクロス検出信号を１シンボル毎に使用す
るため情報量が少なく、同期の引込み時、特にゼロクロ
スが１シンボル毎にあるとは限らないランダムパターン
受信時では、再生クロックの同期制御は緩やかに行われ
て、同期引込み時間が長くかかり、それが原因で受信特
性の劣化を招く可能性があり、また、ハングアップを回
避するためのキックオフ回路など付加回路を設ける必要
があるという課題があった。

【００１２】この発明は上記のような課題を解消するた
めになされたもので、同期引込み時に、プリアンブルパ
ターンであっても、ランダムパターンであっても、同期
の引込み時間を短縮できるとともに、定常時のジッタも
抑制することができ、また、ハングアップが生じている
ことを判定するまでの時間を省くことができるタイミン
グ再生回路を得ることを目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、この発明の請求項１に係るタイミング再生回路は、
１シンボルｍサンプリングして得られる入力信号の振幅
情報より、上記ｍサンプル点でそれぞれ上記入力信号の
１／２シンボル前との変化から得られるゼロクロスの有
無をゼロクロス信号として出力し、かつ１／２シンボル
前の上記各サンプル点と上記ゼロクロスした点までの推
定距離を算出するゼロクロス距離算出手段と、上記ゼロ
クロス距離算出手段が出力する推定距離信号を任意の平
均化数をＫとするＫシンボル分、時系列に並べて、かつ
該Ｋ個の上記時系列推定距離信号から平均値を得て、開
始サンプリングタイミングを変えて該平均値を複数個得
る平均値算出手段と、上記平均値算出手段が出力する複
数の平均値から再生クロックのゼロクロス点と、上記入
力信号のゼロクロス点との位相差とを求める位相差算出
手段と、 上記位相差算出手段が出力する上記位相差を打
ち消すよう再生クロックを位相制御して出力する分周回
路とを備えた。

【００１４】また更に、位相差算出手段に換えて、平均
値算出手段が出力する複数の平均値からゼロクロス点ま
での推定最小絶対値情報を検出出力する比較手段を備え
て、 分周回路は、上記比較手段が出力する最小絶対値情
報をゼロクロス点として、再生タイミングと位相を制御
して再生クロックを出力する分周回路とした。

【００１５】または、１シンボルｍサンプリングして得
られる入力信号の振幅情報より、上記ｍサンプル点で上
記入力信号の１／２シンボル前との変化から得られるゼ
ロクロスの有無をゼロクロス信号として出力し、かつ１
／２シンボル前の上記各サンプル点と上記ゼロクロスし
た点までの所定合成振幅値を得るゼロクロス振幅算出手
段と、 上記ゼロクロス振幅算出手段が出力する上記所定
合成振幅値を任意の平均化数をＫとしてＫシンボル分、
時系列に並べて、かつ該Ｋ個の上記所定合成振幅値から
平均値を得て、開始サンプリングタイミングを変えて該
平均値を複数個得る平均値算出手段と、上記平均値算出
手段が出力する複数の平均値と、各平均値の有効性情報
の組み合せで、再生クロックのゼロクロス点と上記入力
信号のゼロクロス点との推定位相差情報を求める簡易判
定変換手段と、 上記簡易判定変換手段が出力する上記推
定位相差情報に基づいて再生クロックを位相制御して出
力する位相制御手段とを備えた。

【００１６】または、１シンボルｍサンプリングして得
られる入力信号の振幅情報より、上記ｍサンプル点で上
記入力信号の１／２シンボル前との変化から得られるゼ
ロクロスの有無をゼロクロス信号として出力し、かつ１
／２シンボル前の上記各サンプル点と上記ゼロクロスし
た点までの推定距離を算出するゼロクロス距離算出手段
と、上記ゼロクロス距離算出手段が出力するｍサンプル
分から得られる推定距離信号を、任意の平均化数Ｋシン
ボル分、時系列に並べて逐次平均化処理、または移動平
均化処理をして距離の平均値を得て、該得た距離の平均
値により目標ゼロクロス点との位相差を求める平均位相
差算出手段と、上記平均位相差算出手段が出力する上記
位相差を打ち消すよう再生クロックを制御する分周回路
とを備えた。

【００１７】

【作用】以上のように構成されたこの発明の請求項１に
係るタイミング再生回路では、１シンボルｍサンプリン
グして得られる入力信号の振幅情報より、上記ｍサンプ
ル点でそれぞれゼロクロス点までの推定距離を算出し、
算出した上記推定距離の平均値をシンボル数Ｋを平均回
数として求め、算出した上記平均値を再生クロックの立
上がり点から次に生じるゼロクロス点までの平均距離に
変換してゼロクロス点の位置を算出して、再生クロック
の立下がり点と信号のゼロクロス点との位相差を求め、
同期引込み時の再生クロックの位相を制御することによ
り、同期引込み時に、プリアンブルパターンであって
も、ランダムパターンであっても、同期の引込み時間を
短縮できるとともに、ハングアップが生じていることを
判定するまでの時間を省くことができるとともに、上記
１シンボルｍサンプリングして得られる入力信号の振幅
情報より、上記ｍサンプル点でそれぞれゼロクロス点ま
での推定距離の最上位ビットとゼロクロス検出信号をも
とに、アップダウンカウンタを制御して、定常時の受信
信号のゼロクロス点と再生クロックの立下がり点を一致
させるように、再生クロックの位相を制御することによ
り、定常時のジッタを抑制することができる。

【００１８】また、この発明の請求項２に係るタイミン
グ再生回路では、１シンボルｍサンプリングして得られ
る入力信号の振幅情報より、上記ｍサンプル点でそれぞ
れゼロクロス点までの推定距離を算出し、算出した上記
推定距離の平均値をシンボル数Ｋを平均回数として求
め、ｍ個の上記平均値の絶対値のうち最小値を検出し、
上記最小値を示すサンプル点をゼロクロス点に最も近い
点と判定し、上記最小値を示すサンプル点を再生クロッ
クの立下がり点となるように同期引込み時の再生クロッ
クの位相を制御することにより、同期引込み時に、プリ
アンブルパターンであっても、ランダムパターンであっ
ても、同期の引込み時間を短縮できるとともに、ハング
アップが生じていることを判定するまでの時間を省くこ
とができるとともに、上記１シンボルｍサンプリングし
て得られる入力信号の振幅情報より、上記ｍサンプル点
でそれぞれゼロクロス点までの推定距離の最上位ビット
とゼロクロス検出信号をもとに、アップダウンカウンタ
を制御して、定常時の受信信号のゼロクロス点と再生ク
ロックの立下がり点を一致させるように、再生クロック
の位相を制御することにより、定常時のジッタを抑制す
ることができる。

【００１９】また、この発明の請求項３に係るタイミン
グ再生回路では、検波出力のＩチャネル，Ｑチャネルの
軟判定データを１シンボルｍサンプリングし、各サンプ
ル点で１シンボル前と２分の１シンボル前と現在の３つ
のサンプル点のサンプル値を参照して２分の１シンボル
前のサンプル点とゼロクロス点との位相差に対応する合
成振幅値を求め、各シンボル毎に得られた上記ｍサンプ
ル点での上記合成振幅値を直列並列変換してｍ列のデー
タ系列とし、各データ系列についてシンボル数Ｋを平均
回数として平均化処理し、得られた各データ系列のｍ個
の平均値の最上位ビットと上記の各平均値の有効性を示
すゼロクロス検出信号とを入力として、３値判定変換し
た３値情報をもとに再生クロックの立下がりとゼロクロ
ス点との推定位相差を出力し、同期引込み時の再生クロ
ックの位相を制御することにより、同期引込み時に、プ
リアンブルパターンであっても、ランダムパターンであ
っても、同期の引込み時間を短縮できるとともに、ハン
グアップが生じていることを判定するまでの時間を省く
ことができるとともに、上記１シンボルｍサンプリング
して得られる入力信号の振幅情報より、上記の２分の１
シンボル前のサンプル点とゼロクロス点との位相差に対
応する合成振幅値の最上位ビットとゼロクロス検出信号
をもとに、アップダウンカウンタを制御して、定常時の
受信信号のゼロクロス点と再生クロックの立下がり点を
一致させるよう再生クロックの位相を制御することによ
り、定常時のジッタを抑制することができる。

【００２０】また、この発明の請求項４に係るタイミン
グ再生回路では、１シンボルｍサンプリングして得られ
る入力信号の振幅情報より、上記ｍサンプル点でそれぞ
れゼロクロス点までの推定距離を算出し、各シンボル毎
に得られた上記ｍサンプル点からゼロクロス点までの推
定距離を直列並列変換してｍ列のデータ系列とし、上記
ｍ列のデータ系列について１シンボル毎にサンプル点か
らゼロクロス点までの推定距離を再生クロックの立上が
り点からゼロクロス点までの距離に変換し、１シンボル
毎に上記のｍ個の変換値の平均を算出して再生クロック
の立上がり点からゼロクロス点まで推定距離を求め、得
られた推定距離の数Ｎを平均回数として１シンボ毎に上
記平均回数ＮがＫ以下の同期引込み時の場合は逐次平均
化処理を行い、上記平均回数ＮがＫより大きい定常時の
場合は平均回数Ｋで移動平均化処理を行い、１シンボル
毎に上記平均化処理で算出される距離の平均値を求め
て、再生クロックの位相制御量を１シンボル毎に算出
し、信号のナイキスト点と再生クロックの立上がり点を
一致させるように再生クロックの位相を制御することに
より、同期引込み時に、プリアンブルパターンであって
も、ランダムパターンであっても、同期の引込み時間を
短縮でき、且つハングアップが生じていることを判定す
るまでの時間を省くことができるとともに、定常時に、
ジッタを抑制することができる。

【００２１】

【実施例】実施例１．以下、図を参照して実施例１につ
いて説明する。図１は、この発明のタイミング再生回路
の実施例１を示す構成ブロック図である。図において、
２２０はループフィルタ、２４０ａは分周回路、２６０
はゼロクロス距離算出手段を構成するゼロクロス距離算
出回路であり、１シンボルｍサンプリングされた入力信
号の振幅情報より、上記ｍサンプル点からゼロクロス点
までの推定距離をそれぞれ求める。２７０は平均値算出
手段を構成する平均値算出回路であり、各シンボルにつ
いてそれぞれ上記ｍサンプル点から信号のゼロクロス点
までの推定距離の平均距離を求める。２８０は各サンプ
ル点からゼロクロス点までの推定距離の平均値から、再
生クロックの立上がりとゼロクロス点との位相差を算出
する位相差算出回路である。２８５は上記位相差算出回
路２８０と分周回路２４０ａとを有する同期引込み時の
ゼロクロス点位相制御手段、２６５ａはループフィルタ
２２０と分周回路２４０ａとを有する定常時の定常時位
相制御手段である。なお、従来の図１７と同一部分には
同一符号を付してその説明を省略する。

【００２２】次に動作について説明する。以下、本実施
例ではｍ＝４の場合を例に説明する。受信信号は遅延検
波回路１００により、再生クロックの４倍の周期である
４倍再生クロックで検波され、検波後の位相データθか
ら同相（Ｉｃｈ）軟判定データ、直交（Ｑｃｈ）軟判定
データが出力される。このＩｃｈ，Ｑｃｈの４倍オーバ
ーサンプリングデータは、各信号の振幅情報を２の補数
で表現したものであり、タイミング再生回路２００内の
ゼロクロス距離算出回路２６０に入力される。

【００２３】図２は、ゼロクロス距離算出回路２６０に
おけるベースバンド波形（曲線）と４倍オーバーサンプ
リングデータの一例を示す図である。ゼロクロス距離算
出回路２６０では、４倍再生クロックでＩｃｈ，Ｑｃｈ
の軟判定データを１／２シンボル間隔で３点続けてモニ
タする。図に示すように、Ｉｃｈ，Ｑｃｈの現在の軟判
定データをＹ_i ，Ｙ_q とし、１シンボル前の軟判定デー
タをＸ_i ，Ｘ_q とし、１／２シンボル前の軟判定データ
をＺ_i ，Ｚ_q とすると、ゼロクロス距離算出回路２６０
では、それぞれ以下のような各条件に対応して、
Ｚ_DATA，ＣＲ信号が求まる。

【００２４】（ａ）Ｉｃｈ，Ｑｃｈの一方だけがゼロク
ロスしている場合。 Ｘ_i ×Ｙ_i ＜０，Ｘ_q ×Ｙ_q ＞０，Ｘ_i ＞０の場合、 ＣＲ＝１，Ｚ_DATA＝−２×Ｚ_i Ｘ_i ×Ｙ_i ＜０，Ｘ_q ×Ｙ_q ＞０，Ｘ_i ＜０の場合、 ＣＲ＝１，Ｚ_DATA＝２×Ｚ_i Ｘ_i ×Ｙ_i ＞０，Ｘ_q ×Ｙ_q ＜０，Ｘ_q ＞０の場合、 ＣＲ＝１，Ｚ_DATA＝−２×Ｚ_q Ｘ_i ×Ｙ_i ＞０，Ｘ_q ×Ｙ_q ＜０，Ｘ_q ＜０の場合、 ＣＲ＝１，Ｚ_DATA＝２×Ｚ_q （ｂ）Ｉｃｈ，Ｑｃｈの両方がゼロクロスしている場
合。 Ｘ_i ×Ｙ_i ＜０，Ｘ_q ×Ｙ_q ＜０， 且つ、Ｘ_i ＞０，Ｘ_q ＞０の場合、 ＣＲ＝１，Ｚ_DATA＝−Ｚ_i −Ｚ_q Ｘ_i ×Ｙ_i ＜０，Ｘ_q ×Ｙ_q ＜０， 且つ、Ｘ_i ＞０，Ｘ_q ＜０の場合、 ＣＲ＝１，Ｚ_DATA＝−Ｚ_i ＋Ｚ_q Ｘ_i ×Ｙ_i ＜０，Ｘ_q ×Ｙ_q ＜０， 且つ、Ｘ_i ＜０，Ｘ_q ＜０の場合、 ＣＲ＝１，Ｚ_DATA＝Ｚ_i ＋Ｚ_q Ｘ_i ×Ｙ_i ＜０，Ｘ_q ×Ｙ_q ＜０， 且つ、Ｘ_i ＜０，Ｘ_q ＞０の場合、 ＣＲ＝１，Ｚ_DATA＝Ｚ_i −Ｚ_ｑ （ｃ）Ｉｃｈ，Ｑｃｈの両方がゼロクロスしていない場
合。 Ｘ_ｉ ×Ｙ_i ＞０，Ｘ_q ×Ｙ_q ＞０の場合、 ＣＲ＝０，Ｚ_DATA＝０ ここで、ＣＲ信号は、前後１シンボルの振幅をモニタ
し、振幅値が負から正、または正から負に変化した場合
は論理“１”とし、ゼロクロスが発生しない場合は論理
“０”とするゼロクロス発生信号である（以下、ゼロク
ロス発生信号をＣＲ信号と呼ぶ）。そして、Ｚ_DATAは１
シンボル前のサンプル値Ｘ_i ，Ｘ_q 、１／２シンボル前
のサンプル値Ｚ_i ，Ｚ_q 、現在のサンプル値Ｙ_i ，
Ｙ_q 、及びゼロクロス検出信号に関する、上記（ａ）
（ｂ）（ｃ）の各条件のもとで算出される１／２シンボ
ル前のサンプル点とゼロクロス点との位相差に対応する
Ｚ_i ，Ｚ_q の合成振幅値である。以上のような動作を、
４倍オーバーサンプル間隔で繰り返すことにより、Ｚ
_DATA，ＣＲ信号が４倍オーバーサンプリングデータとし
て出力される。

【００２５】図３は、ランダムパターン入力時のゼロク
ロス距離算出回路２６０の動作を説明するタイミングチ
ャートである。Ｉｃｈ，Ｑｃｈの曲線はベースバンド波
形、●印はナイキスト点、○印はゼロクロス点を示し、
各棒グラフはＩｃｈ，Ｑｃｈの４倍オーバーサンプリン
グデータを示している。図３に示すように、各サンプル
点で得られるＺ_DATAの値は、○印のゼロクロス点の位置
から、前後１／２シンボル内にある各サンプル点までの
距離と一定の関係にある。

【００２６】図４は各サンプル点で得られるＺ_DATAと各
サンプル点からゼロクロス点までの距離Ｚθとの関係を
示す図である。各サンプル点で算出されたＺ_DATAは、図
４に示す関係に基づいて、各サンプル点からゼロクロス
点までの距離Ｚθに変換される。

【００２７】以上のようにして、ゼロクロス距離算出回
路２６０から１シンボル毎に４サンプル点について出力
されるＺθと、ゼロクロス発生信号（ＣＲ信号）は平均
値算出回路２７０に入力される。また、後述の当該タイ
ミング再生回路出力の再生クロックと、４倍再生クロッ
クも平均値算出回路２７０に入力される。平均値算出回
路２７０では、各サンプル点からゼロクロス点までの距
離Ｚθは直列並列変換され、４列のデータ系列になり、
各データ系列について平均回数Ｋでそれぞれ平均化処理
が行なわれ、平均値θ₁ ，θ₂ ，θ₃ ，θ₄ を出力す
る。

【００２８】Ｚθを、ｉ（ｉ＝１〜Ｋ）シンボル目の再
生クロックの立上がり点から順に、Ｚθ_1i，Ｚθ_2i，Ｚ
θ_3i，Ｚθ_4iとし、同様に、ゼロクロス発生信号（ＣＲ
信号）をｉシンボル目の再生クロックの立上がり点から
順に、ＣＲ_1i，ＣＲ_2i，ＣＲ_3i，ＣＲ_4iとすると、平均
値算出回路２７０から出力される４つの平均値θ₁ ，θ
₂ ，θ₃ ，θ₄ は、それぞれ以下の式で表される。

【００２９】

【数１】

【００３０】ここで、上記の各データ系列の中の特定の
系列ｊで、ゼロクロス発生を示すＣＲ_jiが全て０である
場合は、その系列ｊの平均値θ_j を無効とする。平均値
算出回路２７０からは、各データ系列の有効性を示すＣ
θ₁ ，Ｃθ₂ ，Ｃθ₃ ，Ｃθ₄ が出力される。特定の系
列ｊでＣＲ_ijが全て０である場合は、Ｃθ_j は論理
“０”を、それ以外の場合は論理“１”を出力する。以
上のようにして、平均値算出回路２７０から出力される
各データ系列の平均値θ₁ ，θ₂ ，θ₃ ，θ₄ と、平均
値の有効性を示すＣθ₁ ，Ｃθ₂ ，Ｃθ₃ ，Ｃθ₄ は、
位相差算出回路２８０に入力される。

【００３１】図５は位相差算出回路２８０の動作を説明
する図である。位相差算出回路２８０では、各サンプル
点からゼロクロス点までの平均距離θ₁ ，θ₂ ，θ₃ ，
θ₄ を、再生クロックの立上がり点から次に生じるゼロ
クロス点までの平均距離θ₁ ′，θ₂ ′，θ₃ ′，
θ₄ ′に変換する。４つの平均値θ₁ ，θ₂ ，θ₃ ，θ
₄ は、１シンボル内における●印のナイキスト点、○印
のゼロクロス点に対して、図５に示すような４通りの位
置関係が考えられる。図５の４通りの位置関係に対応し
て、変換式は以下のよう表せる。

【００３２】θ₁ ′＝（Ｔ＋θ₁ ）mod Ｔ θ₂ ′＝（５Ｔ／４＋θ₂ ）mod Ｔ θ₃ ′＝（Ｔ／２＋θ₃ ） θ₄ ′＝（３Ｔ／４＋θ₄ ）mod Ｔ ここで、シンボル周期をｔ_S （ｓ）、再生クロックの最
小位相制御量をｔ_P （ｓ）として、ｔ_S ／ｔ_P で表す整
数Ｔを、１シンボル分の距離と呼ぶ。

【００３３】次に、上記の式で得られた再生クロックの
立上がり点から次のゼロクロス点までの各平均距離
θ₁ ′，θ₂ ′，θ₃ ′，θ₄ ′と、上記の各平均値の
有効性を示すＣθ₁ ，Ｃθ₂ ，Ｃθ₃ ，Ｃθ₄ とを、次
式に代入することによって、再生クロックの立下がり点
と信号のゼロクロス点との位相差、即ち、再生クロック
の立上がり点と、信号のナイキスト点との位相差Δθが
求まる。

【００３４】Δθ ＝｛（Ｃθ₁ ×θ₁ ′＋Ｃθ₂ ×θ₂ ′＋Ｃθ₃ ×θ₃ ′＋Ｃθ₄ ×θ₄ ′） ／（Ｃθ₁ ＋Ｃθ₂ ＋Ｃθ₃ ＋Ｃθ₄ ）｝ −Ｔ／２ ここで、Ｃθ₁ ，Ｃθ₂ ，Ｃθ₃ ，Ｃθ₄ が全て０であ
る場合は、Δθは無効なデータとする。位相差算出回路
２８０では、Δθとともに、Δθの有効性を示すＣΔθ
信号を出力する。ＣΔθ信号は、Ｃθ₁ ，Ｃθ₂ ，Ｃθ
₃ ，Ｃθ₄ が全て０である場合、論理“０”を出力し、
それ以外は論理“１”を出力する。以上のように、ゼロ
クロス距離算出回路２６０から、平均値算出回路２７
０、位相差算出回路２８０を経て、Δθ，ＣΔθを出力
する過程は、復調装置、タイミング再生回路のリセット
直後や、データ受信直後などのシンボル同期引込み時に
行われる。

【００３５】分周回路２４０ａでは、発振器２５０から
出力される原振クロックによって回路内のｎビットカウ
ンタがダウンカウントする。上記カウンタの最上位ビッ
トが再生クロックとして、上位３番目のビットが４倍再
生クロックとして、常時出力する。そして、シンボル同
期引込み時には、Δθを入力し、カウンタがオール
“０”になるとき、Δθの値をカウンタにロードするこ
とによって、再生クロックの立下がり点をゼロクロス点
に一致するように（即ち、再生クロックの立上がり点を
ナイキスト点に一致するように）、再生クロックを制御
することができる。

【００３６】図６は分周回路２４０ａにおけるシンボル
同期引込み時の動作を説明する図である。ここでは、例
として、分周回路２４０ａのダウンカウンタを４ビット
ダウンカウンタとし、位相差算出回路２８０で再生クロ
ックの立上がり点と、信号のナイキスト点との位相差Δ
θが算出され、Δθ＝２（２の補数表現で“００１
０”）がロードされる場合のカウンタの動作を示す。図
６に示すように、Δθ＝２が算出され、ＣΔθが論理
“１”で、且つ、４ビットカウンタが１から０に変化す
る時に、カウンタに２がロードされる。よって、再生ク
ロックの立上がり点からナイキスト点までの距離Δθだ
け、再生クロックの立上がりが移動し、再生クロックの
立上がり点がナイキスト点をたたくように位相制御され
る。

【００３７】以上のようにして、Δθによるシンボル同
期引込み時の位相制御が完了した後に、ループフィルタ
２２０と分周回路２４０ａを有する定常時位相制御手段
により定常時の再生クロックの位相制御が行なわれる。
ループフィルタ２２０では、ゼロクロス距離算出回路２
６０から出力されるＺ_DATAの最上位ビットＺ_m とＣＲ信
号が入力され、分周回路２４０ａを制御するＵＰ信号，
ＤＯＷＮ信号が出力される。ループフィルタ２２０は、
アップダウンカウンタで構成され、４倍オーバサンプリ
ングデータであるＺ_m ，ＣＲ信号のうち、再生クロック
の立下がりの値であるＺ_m ′ＣＲ′信号が、アップダウ
ンカウンタに入力される。アップダウンカウンタの初期
値をＮとすると、アップダウンカウンタは以下のような
動作をする。

【００３８】Ｚ_m ′＝０，ＣＲ′＝１の場合；１カウン
トアップする。 Ｚ_m ′＝１，ＣＲ′＝１の場合；１カウントダウンす
る。 ＣＲ′＝０の場合；Ｚ_m ′の値の如何にかかわらず、カ
ウントを停止する。

【００３９】即ち、ゼロクロスが生じているＣＲ′＝１
の状態で、２の補数で表現されるＺ_DATAの最上位ビット
Ｚ_m ′＝０である場合、Ｚ_DATAの値は正であり、よって
ゼロクロス点に対して位相が進んでいることを意味す
る。またＣＲ′＝１の状態で、Ｚ_m ′＝１である場合、
Ｚ_DATAの値は負であり、よってゼロクロス点に対して位
相が遅れていることを意味する。以上の動作によって、
ループフィルタの定数をＮとして、アップダウンカウン
タの値が２Ｎになったら、ループフィルタ２２０から、
ＵＰ信号が分周回路２４０ａに出力され、アップダウン
カウンタの値が０になったら、ループフィルタ２２０か
らＤＯＷＮ信号が分周回路２４０ａに出力される。ＵＰ
信号，ＤＯＷＮ信号のどちらかが出力されると、アップ
ダウンカウンタの値はＮにリセットされ、再び同じ動作
が繰り返される。

【００４０】分周回路２４０ａでは、ループフィルタ２
２０からのＵＰ信号，ＤＯＷＮ信号によって、定常時の
再生クロックの位相の制御が行われる。図７は分周回路
２４０ａにおける定常時の動作を説明する図である。こ
こでは、例として、分周回路２４０ａを構成する４ビッ
トアップダウンカウンタに、ＵＰ信号，ＤＯＷＮ信号が
入力する場合のカウンタの動作を示す。図７に示すよう
に、ＵＰ信号が入力すると、カウンタが１から０に変化
するときに、カウンタに１５がロードされ、再生クロッ
クの位相が遅らされる。また、ＤＯＷＮ信号が入力する
と、カウンタが１から０に変化するときに、カウンタに
１がロードされ、再生クロックの位相の制御が行われ
る。以上のような動作によって、定常時の再生クロック
の位相が進められる。

【００４１】ジッタ量を制御するには、ループフィルタ
２２０の定数Ｎを変えることにより行うことができ、Ｎ
の値を大きくすることにより、その量を低減することが
できる。

【００４２】以上のようなタイミング再生回路２００の
動作によって位相制御出力された、４倍再生クロック、
再生クロックは、それぞれ遅延検波回路１００、リタイ
ミング回路３００に入力される。

【００４３】遅延検波回路１００では、４倍再生クロッ
クによって検波が行われ、４倍再生クロックに同期した
Ｉｃｈ、Ｑｃｈの４倍オーバーサンプリングの軟判定デ
ータが出力することができる。

【００４４】リタイミング回路３００では、遅延検波回
路１００の出力で４倍オーバーサンプリングのＩｃｈ，
Ｑｃｈの軟判定データの内、最上位ビットが入力され、
タイミング再生回路２００からの再生クロックの立上が
りで、そのナイキスト点に相当するデータが検出され、
Ｉチャネル，Ｑチャネルの復号データが出力される。

【００４５】本実施例では１シンボル４サンプルの各点
で独立して再生クロックの立上がり点と、信号のナイキ
スト点との位相差を求めているため、４サンプル点の１
つが位相差１８０度付近をサンプルしてハングアップが
生じた場合でも、その他の３つのサンプル点と、信号の
ナイキスト点との位相差を求め、３つの平均を算出し、
Δθを求めることが可能であり、ハングアップが生じて
いることを判定するまでの時間を省くことができる。

【００４６】なお、上記実施例では検波に遅延検波方式
を用いた場合について説明したが、他の検波方式、例え
ば同期検波方式、準同期検波方式などであってもよい。
また、上記実施例では、１シンボル４サンプルのデータ
を用いてタイミング再生を行っているが、サンプル数は
２以上であれば、幾つであってもよい。

【００４７】実施例２．次に、図を参照して実施例２に
ついて説明する。図８は、この発明のタイミング再生回
路の実施例２を示す構成ブロック図である。図におい
て、２４０ｂは分周回路、２６０はゼロクロス距離算出
手段を構成するゼロクロス距離算出回路、２７０は平均
値算出手段を構成する平均値算出回路、２８１は比較器
である。２８６は上記位相比較器２８１と分周回路２４
０ｂとを有する同期引込み時のゼロクロス点位相制御手
段、２６５ｂはループフィルタ２２０と分周回路２４０
ｂとを有する定常時の定常時位相制御手段である。な
お、図１７及び図１と同一部分は同一符号を付してその
説明を省略する。

【００４８】次に動作について説明する。実施例１と同
様に、シンボルクロック引込み時において、遅延検波回
路１００から出力されるＩｃｈ，Ｑｃｈの軟判定データ
はタイミング再生回路２００内のゼロクロス距離算出回
路２６０に入力し、各サンプル点からゼロクロス点まで
の距離であるＺθ，及びゼロクロス発生信号であるＣＲ
信号を出力する。次いで、上記Ｚθ，ＣＲ信号は平均値
算出回路２７０に入力し、各サンプル点からゼロクロス
点までの平均距離θ₁ ，θ₂ ，θ₃ ，θ₄ ，及び上記平
均距離の有効性を示すＣθ₁ ，Ｃθ₂ ，Ｃθ₃ ，Ｃθ₄
を出力する。

【００４９】上記平均距離θ₁ ，θ₂ ，θ₃ ，θ₄ ，及
び上記平均距離の有効性を示すＣθ₁ ，Ｃθ₂ ，Ｃ
θ₃ ，Ｃθ₄ は、比較器２８１に入力される。比較器２
８１では、θ₁ ，θ₂ ，θ₃ ，θ₄ の絶対値である｜θ
₁ ｜，｜θ₂｜，｜θ₃ ｜，｜θ₄ ｜の中で、最小値を
示す｜θ_j ｜を検出し出力する。出力する番号ｊ−１を
２ビットの選択信号（以下、ＳＥＬ信号と呼ぶ）で示
す。このＳＥＬ信号は分周回路２４０ｂに入力する。但
し、番号ｊに対応するＣθ_j が０であれば、そのθ_j の
値は無効とし比較の対象から外す。また、もしＣθ₁ ，
Ｃθ₂ ，Ｃθ₃ ，Ｃθ₄ の全ての値が０である場合は、
シンボル数Ｋまでの区間にゼロクロスが生じていないこ
とを意味し、ＳＥＬ信号は０を選択し、制御を行わな
い。

【００５０】分周回路２４０ｂでは、シンボル同期引込
み時に、比較器２８１から出力されるＳＥＬ信号によっ
て再生クロックの位相制御を行う。図９は図８の分周回
路２４０ｂにおけるシンボル同期引込み時の動作を説明
するタイミングチャートである。平均値算出回路２７０
において算出し出力されるθ₁ ，θ₂ ，θ₃ ，θ₄ の値
は、実施例１で説明したように、入力信号を１シンボル
４サンプリングした場合の各サンプル点からゼロクロス
点までの平均距離であり、その距離の絶対値が最小とな
るサンプル点が、４つのサンプル点の中でゼロクロス点
に最も近い点であるといえる。よって、分周回路２４０
ｂでは、図９に示すように４通りのＳＥＬ信号に対して
制御を行う。図において、●印は信号のナイキスト点、
○印は信号のゼロクロス点である。平均値算出回路２７
０から出力されるθ₁ ，θ₂ ，θ₃ ，θ₄ として、例え
ば、図９に示すような値とした場合、その絶対値が最小
となるサンプル点ｊが再生クロックの立下がりとなるよ
うに、再生クロックの位相を制御する。図９（ａ）の例
では、ｊ＝２のサンプル点で得られたθ₂ が最小値であ
るため、θ₁ ，θ₂ ，θ₃ ，θ₄ の入力後、１シンボル
以内に再生クロックの立下がりがｊ＝２となるように、
再生クロックの位相の制御を行う。

【００５１】分周回路２４０ｂの動作の具体例として、
分周回路２４０ｂ内のカウンタを４ビットカウンタとす
ると、｜θ_j ｜の最小値を示すサンプル点ｊに対応して
ダウンカウンタの値が０になるとき、以下の値をカウン
タにロードする。 ｊ＝１の時、８をロードする。 ｊ＝２の時、１２をロードする。 ｊ＝３の時、０をロードする。 ｊ＝４の時、４をロードする。

【００５２】実施例２における、定常時の再生クロック
の制御は、実施例１と同様に、ループフィルタ２２０か
ら出力されるＵＰ信号，ＤＯＷＮ信号で分周回路２４０
ｂを制御することによって行われ、定常時のジッタを低
減することができる。

【００５３】以上のように、本実施例２では、実施例１
で用いた位相差算出回路２８０の替わりに、単純な比較
器２８１を用いることにより、比較器２８１によるシン
ボル同期引込み後の再生クロックと信号の位相差は±π
／４以内となるものの、実施例１より回路規模を小さく
できる利点がある。

【００５４】なお、上記実施例では、検波に遅延検波方
式を用いた場合について説明したが、他の検波方式、例
えば同期検波方式、準同期検波方式などであってもよ
い。また、上記実施例では、１シンボル４サンプリング
したデータを用いてタイミング再生を行っているが、１
シンボル２サンプリング以上であれば同様のことがいえ
る。

【００５５】実施例３．次に、図を参照して実施例３に
ついて説明する。図１０は、この発明のタイミング再生
回路の実施例３を示す構成ブロック図である。図におい
て、２４０ｃは分周回路、２６０ａはゼロクロス振幅算
出手段を構成するゼロクロス振幅算出回路、２７０ａは
平均値算出手段を構成する平均値算出回路、２８２は３
値判定変換回路である。２８７は上記３値判定変換回路
２８２と分周回路２４０ｃとを有する同期引込み時のゼ
ロクロス点位相制御手段、２６５ｃはループフィルタ２
２０と分周回路２４０ｃとを有する定常時の定常時位相
制御手段である。なお、図１７及び図１と同一部分は同
一符号を付してその説明を省略する。

【００５６】次に動作について説明する。シンボルクロ
ック引込み時において、遅延検波回路１００から出力さ
れるＩｃｈ，Ｑｃｈの軟判定データはタイミング再生回
路２００内のゼロクロス振幅算出回路２６０ａに入力さ
れ、上記のＩｃｈ，Ｑｃｈの軟判定データを１シンボル
４サンプリングし、各サンプル点で１シンボル前のサン
プル値Ｘ_i ，Ｘ_q 、１／２シンボル前のサンプル値
Ｚ_i ，Ｚ_q 、現在のサンプル値Ｙ_i ，Ｙ_q 、及びゼロク
ロス検出信号に関する実施例１で説明したのと同様の条
件のもとで算出した１／２シンボル前のサンプル点とゼ
ロクロス点との位相差に対応するＺ_i ，Ｚ_q の合成振幅
値であるＺ_DATAを求める。

【００５７】ゼロクロス振幅算出回路２６０ａから出力
するＺ_DATAとＣＲ信号は、平均値算出回路２７０ａに入
力する。また当該タイミング再生回路２００の出力であ
る再生クロックと、４倍再生クロックも平均値算出回路
２７０ａに入力する。平均値算出回路２７０ａでは、ゼ
ロクロス振幅算出回路２６０ａから出力するＺ_DATAを直
列並列変換して４列のデータ系列とし、各データ系列に
ついて最大、平均回数Ｋでそれぞれ平均化処理を行う。
４列に直列並列変換されたＺ_DATAを再生クロックの立上
がり点から順に、ＺＤ_1i，ＺＤ_2i，ＺＤ_3i，ＺＤ_4i（但
しｉ＝１〜Ｋ）とし、同様にＣＲ信号も、再生クロック
の立上がり点から順に、ＣＲ_1i，ＣＲ_2i，ＣＲ_3i，ＣＲ
_4iとすると、平均値算出回路２７０ａにおいて求める各
データ系列の平均値Ｄ₁ ，Ｄ₂ ，Ｄ₃ ，Ｄ₄ は、それぞ
れ以下の式による。

【００５８】

【数２】

【００５９】平均値算出回路２７０ａでは、以上のよう
にして求めた各データ系列の平均値Ｄ₁ ，Ｄ₂ ，Ｄ₃ ，
Ｄ₄ の最上位ビットＤ_m1，Ｄ_m2，Ｄ_m3，Ｄ_m4を出力す
る。但し、上記のデータ系列の中の特定データ系列ｊ
で、ゼロクロスがなく、ゼロクロス発生信号ＣＲ_jiがシ
ンボル数Ｋの全てで、論理“０”である場合は、そのデ
ータ系列の平均値Ｄ_j を無効とする。また、平均値算出
回路２７０ａからは各データ系列の平均値のＤ_mjの有効
性を示すＣθ₁ ，Ｃθ₂ ，Ｃθ₃ ，Ｃθ₄ を出力する。
特定のデータ系列ｊでＣＲ_jiが全て、論理“０”である
場合はＣθ_j ＝０とし、それ以外はＣθ_j ＝１を出力す
る。

【００６０】平均値算出回路２７０ａから出力する、各
データ系列の平均値Ｄ_m1，Ｄ_m2，Ｄ_m3，Ｄ_m4，及び上記
平均値の有効性を示すＣθ₁ ，Ｃθ₂ ，Ｃθ₃ ，Ｃθ₄
は３値判定変換回路２８２に入力し、以下の式により３
値の値をとるθ_j に変換され出力される。

【００６１】Ｄ_mj＝０，Ｃθ_j ＝１の場合；θ_j ＝０ Ｄ_mj＝０，Ｃθ_j ＝０の場合；θ_j ＝１ Ｄ_mj＝１，Ｃθ_j ＝０の場合；θ_j ＝１ Ｄ_mj＝１，Ｃθ_j ＝１の場合；θ_j ＝２ ここで、Ｄ_mjは平均値算出回路２７０ａから出力される
各データ系列の平均値Ｄ₁ ，Ｄ₂ ，Ｄ₃ ，Ｄ₄ の最上位
ビットを示し、論理“０”，“１”の２つの場合があ
る。Ｃθ_j は平均値算出回路２７０ａから出力される上
記各データ系列の平均値Ｄ₁ ，Ｄ₂ ，Ｄ₃ ，Ｄ₄ の有効
性を示すＣθ₁ ，Ｃθ₂ ，Ｃθ₃ ，Ｃθ₄ であり、特定
のデータ系列ｊでＣＲ_jiが全て０である場合は論理
“０”とし、それ以外は論理“１”の２つの場合があ
る。

【００６２】この変換は、Ｃθ_j が論理“１”の時はゼ
ロクロスが生じているため、Ｄ_mjの値は有効とする場合
（θ_j ＝０，θ_j ＝２）と、Ｃθ_j が論理“０”の時は
ゼロクロスが生じていないため、Ｄ_mjの値は無効とする
場合（θ_j ＝１）の、計３値への変換である。更に、３
値の値をとる上記のθ_j を、ＲＯＭに入力し、θ₁ 〜θ
₄ の各３値情報から再生クロックの立下がりとゼロクロ
ス点との推定位相差Δθが、位相で（π／４），（３π
／４），（−π／４），（−３π／４），０に相当する
値で出力される。

【００６３】分周回路２４０ｃにおいて、実施例１と異
なる点はＣΔθの入力が無いことだけであり、シンボル
同期引込み時にΔθを入力すると、実施例１と同様に、
Δθだけ再生クロックの位相が制御される。実施例１の
分周回路２４０に入力されるＣΔθは、４つのサンプル
点で得られたＣθ₁ ，Ｃθ₂ ，Ｃθ₃ ，Ｃθ₄ が全て０
である場合、Δθを無効とする信号であるが、同様の作
用を３値判定変換回路２８２において、θ₁ ，θ₂ ，θ
₃ ，θ₄ の各３値情報が全て１で無効である場合、再生
クロックの位相制御量Δθを０とすることで行っている
ので、分周回路２４０ｃではＣΔθ信号は必要ない。

【００６４】分周回路２４０ｃのカウンタをの４ビット
カウンタとすると、３値判定変換回路２８２から、図１
３に示すようなＲＯＭテーブルに基づいて、入力データ
パターン（θ₁ ，θ₂ ，θ₃ ，θ₄ ）に対する出力デー
タである再生クロックの位相制御量Δθが出力される。
よって、再生クロックの位相制御量Δθは、位相が（π
／４），（３π／４），（−π／４），（−３π／
４），０に対応して２，６，１４，１０，０となる。

【００６５】次に、本実施例３の動作について図を参照
して説明する。図１１，図１２は図１０のタイミング再
生回路の動作を説明するタイミングチャートである。図
において、●印は信号のナイキスト点、○印は信号のゼ
ロクロス点である。いま、図１１に示すような平均値Ｄ
₁ ，Ｄ₂ ，Ｄ₃ ，Ｄ₄ が平均値算出回路２７０ａで算出
され、また、各平均値データの有効性を示すＣθ₁ ，Ｃ
θ₂ ，Ｃθ₃ ，Ｃθ₄ が平均値算出回路２７０ａから出
力された場合、３値判定変換回路２８２において、図に
示すようなθ_j （ｊ＝１〜４）＝“２２００”が得られ
る。ＲＯＭテーブルに“２２００”を入力すると、Δθ
＝１４が得られ、分周回路２４０ｃにおいて、カウンタ
が１から０に変化する際に、カウンタに１４をロードす
ることにより、再生クロックの立上がり点がナイキスト
点に一致するように再生クロックの位相制御を行うこと
ができる。

【００６６】また、図１２に示すような平均値Ｄ₁ ，Ｄ
₂ ，Ｄ₃ ，Ｄ₄ が平均値算出回路２７０ａで算出され、
また、各平均値データの有効性を示すＣθ₁ ，Ｃθ₂ ，
Ｃθ₃ ，Ｃθ₄ が平均値算出回路２７０ａから出力され
た場合、３値判定変換回路２８２において、θ₄ に情報
の無効を示す論理“１”が含まれるθ_j （ｊ＝１〜４）
＝“２００１”が得られる。この場合でも、ＲＯＭテー
ブルに“２００１”を入力するとΔθ＝１０が得られ、
分周回路２４０ｃにおいて、カウンタが１から０に変化
する際に、カウンタに１０をロードすることにより、再
生クロックの位相の制御が行われる。このようにθ
_j （ｊ＝１〜４）の１つに論理“１”が発生しても、そ
れ以外のパターンからゼロクロス点の位置が推測できる
場合は、再生クロックの位相の制御が行われる。但し、
ゼロクロス点の位置が推測できない場合はΔθ＝０が出
力され、位相の制御が行われない。シンボル同期引込み
時には、以上のような動作によって再生クロックの位相
の制御が行われる。

【００６７】また実施例３における、定常時の再生クロ
ックの制御は、実施例１と同様に、ループフィルタ２２
０から出力されるＵＰ信号、ＤＯＷＮ信号で分周回路２
４０ｂを制御することによって行われる。

【００６８】以上のように実施例３では、シンボル同期
引込み時において、平均値算出回路２７０ａで、実施例
１の平均値算出回路２７０のようにＺ_DATAからＺθへの
変換を行わず、かつ平均化された各軟判定データの最上
位ビットだけを出力し、また実施例１の位相差算出回路
２８０の替わりに、単純な３値判定変換回路２８２を用
いることで、同期引込み後の再生クロックと受信信号と
の位相差は±π／４以内となるものの、実施例１より回
路規模を小さくできる。また、本実施例では１シンボル
４サンプルの各点で独立して再生クロックの立上がり点
と、信号のナイキスト点との位相差を求めているため、
４サンプル点の１つが位相差１８０度付近をサンプルし
てハングアップが生じる場合でも、その他の３つのサン
プル点と、信号のナイキスト点との位相差を求め、３つ
の平均を算出し、Δθを求めることが可能であり、キッ
クオフが生じていることを判定するまでの時間を省くこ
とができる。

【００６９】なお、上記実施例では検波に遅延検波方式
を用いた場合について説明したが、他の検波方式、例え
ば同期検波方式、準同期検波方式などであってもよい。
また、上記実施例では、１シンボル４サンプルのデータ
を用いてタイミング再生を行っているが、サンプル数は
２以上であれば幾つであってもよい。

【００７０】実施例４．次に、図を参照して実施例４に
ついて説明する。図１４は、この発明のタイミング再生
回路の実施例４を示す構成ブロック図である。図におい
て、２４０ｄは位相制御手段を構成する分周回路、２６
０はゼロクロス距離算出手段を構成するゼロクロス距離
算出回路、２７１は変換回路、２８３は平均位相差算出
回路である。２８８は上記変換回路２７１と平均位相差
算出回路２８３とを有する平均位相差算出手段である。
なお、図１７及び図１と同一部分は同一符号を付してそ
の説明を省略する。

【００７１】次に動作について説明する。実施例１と同
様に、シンボル同期引込み時に遅延検波回路１００から
出力されるＩｃｈ，Ｑｃｈの軟判定データはタイミング
再生回路内のゼロクロス距離算出回路２６０に入力し、
シンボル周期の４倍のデータであるＺθ，ＣＲ信号が変
換回路２７１に出力される。

【００７２】変換回路２７１では、ゼロクロス距離算出
回路２６０から得られたＺθについて、同期引込み時に
最初の再生クロックの立上がりから順に、Ｚθ_1i，Ｚθ
_2i，Ｚθ_3i，Ｚθ_4iとし、これを直列並列変換して４列
のデータ系列として出力し、また、ＣＲ信号について
も、同様にＣＲ_1i，ＣＲ_2i，ＣＲ_3i，ＣＲ_4iを直列並列
変換して４列のデータ系列として出力し、それぞれ平均
位相差算出回路２８３に入力される。ここで、ｉはタイ
ミング再生回路が動作開始してからのシンボル番号であ
る。

【００７３】平均位相差算出回路２８３では、１シンボ
ル分の各サンプル点から得られたデータＺθ_1i，Ｚ
θ_2i，Ｚθ_3i，Ｚθ_4iをそれぞれ再生クロックの立上が
りからゼロクロス点までの推定距離Ｚθ_1i′，Ｚ
θ_2i′，Ｚθ_3i′，Ｚθ_4i′に変換し、１シンボル毎に
４つの変換値の平均を算出して再生クロックの立上がり
点からゼロクロス点までの推定距離を求める。そして得
られた推定距離の数をＮとすると、平均回数Ｎがある定
数Ｋ以下の同期引込み時の場合は逐次平均化処理を行
い、平均回数ＮがＫより大きい定常時の場合は、平均回
数Ｋで移動平均化処理を行い、１シンボル毎に平均化処
理で算出される距離の平均値を出力する。

【００７４】先ず、１シンボル分の各サンプル点から得
られたデータＺθ_1i，Ｚθ_2i，Ｚθ_3i，Ｚθ_4iをそれぞ
れ再生クロックの立上がりからゼロクロス点までの推定
距離Ｚθ_1i′，Ｚθ_2i′，Ｚθ_3i′，Ｚθ_4i′に変換す
る。本実施例では１シンボル分の各サンプル点から得ら
れたデータＺθ_1i，Ｚθ_2i，Ｚθ_3i，Ｚθ_4iを次式に代
入して、Ｚθ_1iが得られるサンプル点から、過去１シン
ボル以内にあるゼロクロス点までの負の推定距離をそれ
ぞれ算出する。

【００７５】Ｚθ_1i′＝（Ｔ＋Ｚθ_1i）mod Ｔ−Ｔ Ｚθ_2i′＝｛（５Ｔ／４）＋Ｚθ_2i｝mod Ｔ−Ｔ Ｚθ_3i′＝｛（Ｔ／２）＋Ｚθ_3i｝−Ｔ Ｚθ_4i′＝｛（３Ｔ／４）＋Ｚθ_4i）｝mod Ｔ−Ｔ 但し、各推定距離は２の補数で表現され、Ｔは１シンボ
ル分の距離と呼び、シンボル周期をｔ_S （ｓ）、再生ク
ロックの最小位相制御量をｔ_P （ｓ）として、ｔ_S ／ｔ
_P で表せる整数である。

【００７６】次に、１シンボル毎に４つの変換値である
Ｚθ_1i′，Ｚθ_2i′，Ｚθ_3i′，Ｚθ_4i′の平均を算出
して再生クロックの立上がり点からゼロクロス点までの
推定距離を求める。本実施例では、上記の式で得られる
各距離Ｚθ_1i′，Ｚθ_2i′，Ｚθ_3i′，Ｚθ_4i′と、変
換回路２７１からの信号であるＣＲ_1i，ＣＲ_2i，Ｃ
Ｒ_3i，ＣＲ_4iを次式に代入して、ｉ番目の１シンボル分
のデータから得られるＺθ_1iのサンプル点から過去のゼ
ロクロス点までの負の平均距離ＺΔθ_i ′を求める。

【００７７】ＺΔθ_i ′ ＝｛（ＣＲ_1i×Ｚθ_1i′＋ＣＲ_2i×Ｚθ_2i′ ＋ＣＲ_3i×Ｚθ_3i′＋ＣＲ_4i×Ｚθ_4i′）｝ ／｛（ＣＲ_1i＋ＣＲ_2i＋ＣＲ_3i＋ＣＲ_4i）｝

【００７８】本方式では、１シンボル毎に再生クロック
の位相の制御を行うため、制御完了毎にサンプルクロッ
クの周期が乱れた場合、正常な位相制御が行われないの
で、サンプリングを停止する必要がある。本実施例で
は、データをサンプルするサンプルクロックの周期はシ
ンボル周期の４倍で動作するが、制御完了後のサンプル
クロックの周期はシンボル周期の４倍にならない場合が
ある。よって位相制御直後のサンプルクロックの周期
が、シンボル周期の４倍でない場合は、その次のサンプ
ルクロックが立上がるまでの間、４倍でないサンプルク
ロックによって得られるデータを無効とするＥＮ信号を
出力する。上記ＥＮ信号が“０”である場合は、サンプ
リングされたデータが無効であることを示す。ＥＮ信号
は、平均位相差算出回路２８３から変換回路２７１に入
力され、“０”である場合、変換回路２７１に入力され
るＺθとＣＲを無効なデータとし、直列並列変換は行わ
ずに除去する。即ち、“０”の間サンプリングを停止す
る。ＥＮ信号の“０”の出力時間は、位相の制御量を４
で除算した時の余りに、再生クロックの最小位相制御量
ｔ_P （ｓ）を乗算した時間となる。

【００７９】また、ＣＲ_1i，ＣＲ_2i，ＣＲ_3i，ＣＲ_4iが
全て０である場合は、ＺΔθ_i ′は無効なデータである
ことを示すＣΔθ_i を出力する。ＣΔθ_i は、ＣＲ_1i，
ＣＲ_2i，ＣＲ_3i，ＣＲ_4iが全て“０”である場合“０”
とし、それ以外は“１”とする。以上のようにして、１
シンボル間のデータから算出される、Ｚθ_1iのサンプル
点から過去のゼロクロス点までの負の平均距離ＺΔ
θ_i ′は、（ｉ−１）シンボル以前のＥＮ信号が“０”
でサンプリングが停止される時間の和によって、１シン
ボル毎に値が変化していく。よって、次式のように（ｉ
−１）シンボル以前のＥＮ信号の“０”である時間の和
をＴで除し、余りをＺΔθ_i ′から引くことによって、
サンプリングが停止された時間だけ値を補正する必要が
ある。補正された値をＺΔθ_i とすると、ＺΔθ_i は次
式で求まる。

【００８０】

【数３】

【００８１】但し、Ｅp は、ｐシンボル目のＥＮ信号の
“０”である時間を表したものであり、（ｉ−１）シン
ボル目に分周器２４０ｄにロードされる制御量をＡΔθ
_i-1とすると、次のｉシンボル目に出力されるＥ_i は次
式で求まる。

【００８２】Ｅ_i ＝（ＡΔθ_i-1 ＋１）mod ４

【００８３】次に得られた推定距離の数Ｎを平均回数と
し、Ｎがある定数Ｋ以下の同期引込み時の場合は逐次平
均化処理を行い、平均回数ＮがＫより大きい定常時の場
合は、平均回数Ｋで移動平均化処理を行い、１シンボル
毎に平均化処理で算出される距離の平均値を出力する。
本実施例では、推定距離の数Ｎは、ｉシンボル目から過
去ＫシンボルまでのＣΔθ_m （ｍ＝ｉ−Ｋ〜ｉ）の内、
“１”である数であり、１シンボル毎に算出されるＺΔ
θ_m とＣΔθ_m を、次式に代入することで、平均回数Ｎ
によるＺΔθ_m（ｍ＝ｉ−Ｋ〜ｉ）の平均値Δθ_i が求
まる。また、平均回数Ｎは最大Ｋまでとし、Ｎ＝Ｋとな
った後は１シンボル毎に過去Ｋシンボルまでの移動平均
を行っていく。本実施例では、平均位相差算出回路２８
３内に設けた２つのＫ段シフトレジスタに、ＺΔθ_m と
ＣΔθ_m を１シンボルずつ入力し、各レジスタの値の合
計を算出し除算することにより、平均化処理を行う。

【００８４】即ち、シンボル同期引込み時の動作では、
初めに上記Ｋ段シフトレジスタをリセットし、ＺΔθ_m
（ｍ＝ｉ−Ｋ〜ｉ），ＣΔθ_m （ｍ＝ｉ−Ｋ〜ｉ）が入
力されるレジスタをオール“０”とする。次に、１シン
ボル毎に算出されるＺΔθ_i とＣΔθ_i は、Ｎ段シフト
レジスタに、１シンボルずつ入力される。そしてｍシン
ボル目のＺΔθ_i が有効なデータであることを示すＣΔ
θ_i ＝１であれば、それに対応するＺΔθ_i は、有効な
データとして平均化処理に使用される。また、ＺΔθ_m
とＣΔθ_m がＫ段シフトレジスタに全て蓄えられた定常
時では、シフトレジスタには現在得られたデータから、
過去Ｋシンボル分までのデータが、常に入力され、それ
らのデータから平均位相差Δθ_i が１シンボル毎に算出
される。そして、次のシンボルで新しいデータが算出さ
れたら、シフトレジスタ内のデータを１ビットシフト
し、最も古いデータを捨て、算出された新しいデータを
シフトレジスタの最初の段に入力することで、Ｋシンボ
ルによる移動平均を行っていく。よって、ｉシンボル目
に得られる平均位相差Δθ_i は以下の式で得られる。

【００８５】

【数４】

【００８６】以上のようにして求まるΔθ_i は、分周器
２４０ｄに入力される。Δθ_i は、制御の開始前のクロ
ックの位相と、信号の位相との位相差に対応する。よっ
て分周器２４０ｄでは、内部に制御用の制御カウンタ
と、無制御にカウント動作する基準カウンタを設け、制
御開始前では基準カウンタからは制御カウンタと同一の
値を出力する。そして、制御カウンタがデータのロード
によって制御された後も、基準カウンタは制御されずに
ダウンカウント動作が続けられる。Δθ_i が求まった時
の基準カウンタの値をＣＮ_i とすると、次式で求まるＡ
Δθ_i を次の原振クロックで制御カウンタにロードする
ことで制御を行う。

【００８７】ＡΔθ_i ＝（Ｔ＋ＣＮ_i ＋Δθ_i −１）mo
d Ｔ

【００８８】分周回路２４０ｄでは、Δθ_i が算出され
る毎にＡΔθ_i の値を、回路内の制御カウンタにロード
することで、再生クロックの制御を行う。但し、ＣΔθ
_i （１〜Ｎ）の値が全て“０”である場合は、ゼロクロ
スがＮシンボル間生じていないことを意味するため、Ａ
Δθ_i ＝０をロードし、制御を行わない。

【００８９】具体例を図１５，図１６に示す。図１５，
図１６は、図１４のタイミング再生回路のシンボル同期
引込み時の動作を説明するタイミングチャートである。
図１５から図１６へ連続しているタイミングチャートで
あり、１シンボル目から５シンボル目のはじめまでを示
している。分周回路２４０ｄでは、２つの４ビットカウ
ンタを使用し、Ｔ＝１６でカウンタの値の範囲は０〜１
５とする。図において●印は信号のナイキスト点であ
る。

【００９０】先ず、１シンボル目では、Ｚθ₁₁，Ｚ
θ₂₁，Ｚθ₃₁，Ｚθ₄₁，及びＣＲ₁₁，ＣＲ₂₁，ＣＲ₃₁，
ＣＲ₄₁から、ＺΔθ₁ ′が２の補数表現で“−４”と求
まる。Ｅ₁ は制御が行われる前であるため、“０”であ
る。また、この時の制御開始前の制御カウンタと、同一
の値を示す基準カウンタの値は“０”である。ＺΔθ₁
は、“−４”となり、その平均であるΔθ₁ も“−４”
となる。故に、ＡΔθ₁ は（１６−０−４−１）mod １
６＝１１となり、次のクロックで制御カウンタに“１
１”をロードする。また、Ｅ₂ は（１１＋１）mod ４＝
０となる。

【００９１】次の２シンボル目では、１シンボル目と同
様にして、ＺΔθ₂ ′が“−６”と求まる。また、ＺΔ
θ₂ はＥ₁ ＋Ｅ₂ ＝０であるため、“−６”となる。よ
って、ＺΔθ₁ とＺΔθ₂ の平均をとるΔθ₂ は（−４
−６）／２＝−５となる。故に、ＡΔθ₃ は（１６−０
−５−１）mod １６＝１０となり、次のクロックで制御
カウンタに“１０”をロードする。また、Ｅ₃ は（１０
＋１）mod ４＝３となる。

【００９２】次の３シンボル目では、Ｅ₃ ＝３であるた
め、初めのＺθ₁₃のデータは、制御カウンタに“１０”
がロードされてから３カウント後の４倍再生クロックの
立上がりによって検出される。３シンボル目では、ＺΔ
θ₃ ′が“−１３”と求まる。また、ＺΔθ₃ は、Ｅ₁
＋Ｅ₂ ＋Ｅ₃ ＝３であるため、（−１３＋３−１６）mo
d １６＝−１０となる。よって、ＺΔθ₁ ，ＺΔθ₂ ，
ＺΔθ₃ の平均をとるΔθ₃ は（−４−６−１０）／３
＝−６．６７となり、約６となる。故に、ＡΔθ₃ は
（１６−３−６−１）mod １６＝６となり、次のクロッ
クで制御カウンタに“６”をロードする。また、Ｅ₄ は
（６＋１）mod ４＝３となる。

【００９３】次の４シンボル目では、Ｅ₄ ＝３であるた
め、Ｚθ₁₄のデータは、制御カウンタに“６”がロード
されてから３カウント後の４倍再生クロックの立上がり
によって検出される。４シンボル目では、ＺΔθ₄ ′が
“−１４”と求まる。また、ＺΔθ₄ は、Ｅ₁ ＋Ｅ₂ ＋
Ｅ₃ ＋Ｅ₄ ＝６であるため、（−１４＋６−１６）mod
１６＝−８となる。よって、ＺΔθ₁ ，ＺΔθ₂ ，ＺΔ
θ₃ ，ＺΔθ₄ の平均をとるΔθ₄ は（−４−６−１０
−８）／４＝−７となる。故に、ＡΔθ₄ は（１６＋１
０−７−１）mod １６＝２となり、次のクロックで制御
カウンタに“２”をロードする。また、Ｅ₅ は（２＋
１）mod ４＝３となる。

【００９４】本具体例では、ナイキスト点と再生クロッ
クとの初期位相差がπ程度であるものが、２シンボル以
内で（π／３）、３シンボル以内で（π／４）、４シン
ボル以内で（π／８）、そして５シンボル以内で０に、
その位相差を縮めている。

【００９５】以上のようにして、シンボル数がシフトレ
ジスタの段数に相当するＫになるまでＺΔθ_i ，ＣΔθ
_i のデータは蓄積され、その中の有効なデータを用いて
平均位相差Δθ_i が求まる。そしてそれ以降は、現在得
られたデータから過去Ｎシンボルまでの、データの移動
平均化処理を行っていく。本実施例では、Ｋ段シフトレ
ジスタに蓄えられたＣΔθ_i の内、“１”の数が多いほ
ど位相制御は緩やかに行われ、“１”の数が少ないほど
位相制御は敏速に行われる。よって、リセット時などの
シンボル同期引込み時では、ＣΔθ_i が“１”である数
が少ないため位相制御は敏速に行われ、同期引込み時間
が短縮される。また、定常時ではＣΔθ_i が“１”であ
る数が多いため位相制御は緩やかに行われ、ジッタが低
減される。

【００９６】以上のように、実施例４では、実施例１で
用いたループフィルタ２２０を必要とせず、平均位相差
算出回路２８３によって、同期引込み時と定常時の両方
の位相制御を行うことができる。また、実施例１のよう
に、シンボル同期引込み時に、数シンボルのデータから
初期位相差の平均を算出するまでの間、位相制御が停止
していることはなく、最初の１シンボル分のデータが入
力されて直ぐに同期引込みの動作が開始される。よっ
て、実施例１より更にシンボル同期引込み時間を短縮す
ることができる。

【００９７】なお、上記実施例では検波に遅延検波方式
を用いた場合について説明したが、他の検波方式、例え
ば同期検波方式、準同期検波方式などであってもよい。
また、上記実施例では１シンボル４サンプルのデータを
用いてタイミング再生を行っているが、サンプル数は２
以上であれば、幾つであってもよい。

【００９８】

【発明の効果】以上のように請求項１に係る発明によれ
ば、１シンボルｍサンプリングして得られる入力信号の
振幅情報より、ゼロクロス点までの推定距離を算出する
ゼロクロス距離算出手段と、算出したゼロクロス点まで
の推定距離の平均値をＫシンボル分、開始サンプリング
タイミングを変えて複数個得る平均値算出手段と、平均
値算出手段が出力する複数の平均値から再生クロックの
ゼロクロス点と、入力信号のゼロクロス点との位相差と
を求める位相差算出手段と、位相差算出手段が出力する
位相差を打ち消すよう再生クロックを位相制御して出力
する分周回路とを備えたので、同期引き込み時にプリア
ンプルパターンであっても、ランダムパターンであって
も、同期の引き込み時間を短縮できるとともに、定常時
のジッタも抑圧することができ、また、ハングアップが
生じしていることを判定するまでの時間を省くことがで
きるタイミング再生回路を得ることができる。

【００９９】また、請求項２に係る発明によれば、位相
差算出手段に換えて、平均値算出手段が出力する複数の
平均値からゼロクロス点までの推定最小絶対値情報を検
出出力する比較手段を備えて、 分周回路は、上記比較手
段が出力する最小絶対値情報をゼロクロス点として、再
生タイミングと位相を制御して再生クロックを出力する
分周回路としたので、同期引き込み時にプリアンプルパ
ターンであっても、ランダムパターンであっても、同期
の引き込み時間を短縮できるとともに、定常時のジッタ
も抑圧することができ、また、ハングアップが生じして
いることを判定するまでの時間を省くことができるタイ
ミング再生回路を得ることができる。

【０１００】また、請求項３に係る発明は、１シンボル
ｍサンプリングして得られる入力信号の振幅情報より、
ゼロクロス信号を出力し、かつ所定合成振幅値を得るゼ
ロクロス振幅算出手段と、ゼロクロス振幅算出手段が出
力する上記所定合成振幅値をＫシンボル分得て、このＫ
個の所定合成振幅値から平均値を得て、かつ開始サンプ
リングタイミングを変えて該平均値を複数個得る平均値
算出手段と、上記平均値算出手段が出力する複数の平均
値と、各平均値の有効性情報の組み合せで、再生クロッ
クのゼロクロス点と上記入力信号のゼロクロス点との推
定位相差情報を求める簡易判定変換手段と、上記簡易判
定変換手段が出力する上記推定位相差情報に基づいて再
生クロックを位相制御して出力する位相制御手段とを備
えたので、同期引き込み時にプリアンプルパターンであ
っても、ランダムパターンであっても、同期の引き込み
時間を短縮できるとともに、定常時のジッタも抑圧する
ことができ、また、ハングアップが生じしていることを
判定するまでの時間を省くことができるタイミング再生
回路を得ることができる。

【０１０１】また、請求項４に係る発明は、１シンボル
ｍサンプリングして得られる入力信号の振幅情報より、
ゼロクロス信号を出力し、かつ推定距離を算出するゼロ
クロス距離算出手段と、上記ゼロクロス距離算出手段が
出力するｍサンプル分から得られる推定距離信号を、Ｋ
シンボル分並べて逐次平均化処理、または移動平均化処
理をして距離の平均値を得て、この得た距離の平均値に
より目標ゼロクロス点との位相差を求める平均位相差算
出手段と、上記平均位相差算出手段が出力する上記位相
差を打ち消すよう再生クロックを制御する分周回路とを
備えたので、同期引き込み時にプリアンプルパターンで
あっても、ランダムパターンであっても、同期の引き込
み時間を短縮できるとともに、定常時のジッタも抑圧す
ることができ、また、ハングアップが生じしていること
を判定するまでの時間を省くことができるタイミング再
生回路を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明のタイミング再生回路の実施例１を示
す構成ブロック図である。

【図２】図１のタイミング再生回路内のゼロクロス距離
算出回路におけるベースバンド波形と４倍サンプリング
データの一例を示す図である。

【図３】図１のタイミング再生回路内のゼロクロス距離
算出回路におけるランダムパターン入力時の動作を説明
するタイミグチャートである。

【図４】図１のタイミング再生回路内の平均値算出回路
におけるＺ_DATAからＺθへの変換関数の例を示す図であ
る。

【図５】図１のタイミング再生回路内の位相差算出回路
の動作を説明する図である。

【図６】図１のタイミング再生回路内の分周回路におけ
るシンボル同期引込み時の動作を説明するタイミングチ
ャートである。

【図７】図１のタイミング再生回路内の分周回路におけ
る定常時の動作を説明するタイミングチャートである。

【図８】この発明のタイミング再生回路の実施例２を示
す構成ブロック図である。

【図９】図８のタイミング再生回路内の分周回路におけ
るシンボル同期引込み時の動作を説明するタイミングチ
ャートである。

【図１０】この発明のタイミング再生回路の実施例３を
示す構成ブロック図である。

【図１１】図１０のタイミング再生回路の動作を説明す
るタイミングチャートである。

【図１２】図１０のタイミング再生回路の動作を説明す
るタイミングチャートである。

【図１３】図１０のタイミング再生回路内の３値判定変
換回路の入力データに対する出力データ（位相制御量）
を示す図である。

【図１４】この発明のタイミング再生回路の実施例４を
示す構成ブロック図である。

【図１５】図１４のタイミング再生回路におけるシンボ
ル同期引込み時の動作を説明するタイミングチャートで
ある。

【図１６】図１４のタイミング再生回路におけるシンボ
ル同期引込み時の動作を説明するタイミングチャートで
ある。（図１５のタイミングチャートの続き）

【図１７】従来のタイミング再生回路を示す構成ブロッ
ク図である。

【図１８】図１７のタイミング再生回路内の位相比較回
路の動作を説明する図である。

【図１９】図１７のタイミング再生回路内の位相比較回
路におけるハングアップ判定動作を説明する図である。

【符号の説明】

１００ 遅延検波回路 ２００ タイミング再生回路 ２１０ 位相比較回路 ２１１ ゼロクロス検出回路 ２１２ 位相判定回路 ２２０ ループフィルタ ２３０ キックオフ回路 ２４０，２４０ａ，２４０ｂ，２４０ｃ，２４０ｄ 分
周回路 ２５０ 発振器 ２６０ ゼロクロス距離算出回路 ２６０ａ ゼロクロス振幅算出回路 ２６５ａ，２６５ｂ，２６５ｃ 定常時位相制御手段 ２７０，２７０ａ 平均値算出回路 ２７１ 変換回路 ２８０ 位相差算出回路 ２８１ 比較器 ２８２ ３値判定変換回路 ２８３ 平均位相差算出回路 ２８５，２８６，２８７ ゼロクロス点位相制御手段 ３００ リタイミング回路

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 １シンボルｍサンプリングして得られる
   入力信号の振幅情報より、上記ｍサンプル点でそれぞれ
   上記入力信号の１／２シンボル前との変化から得られる
   ゼロクロスの有無をゼロクロス信号として出力し、かつ
   １／２シンボル前の上記各サンプル点と上記ゼロクロス
   した点までの推定距離を算出するゼロクロス距離算出手
   段と、上記ゼロクロス距離算出手段が出力する推定距離信号を
   任意の平均化数をＫとするＫシンボル分、時系列に並べ
   て、かつ該Ｋ個の上記時系列推定距離信号から平均値を
   得て、開始サンプリングタイミングを変えて該平均値を
   複数個得る 平均値算出手段と、上記平均値算出手段が出力する複数の平均値から再生ク
   ロックのゼロクロス点と、上記入力信号のゼロクロス点
   との位相差とを求める位相差算出手段と、 上記位相差算出手段が出力する上記位相差を打ち消すよ
   う再生クロックを位相制御して出力する分周回路とを備
   えた ことを特徴とするタイミング再生回路。
2. 【請求項２】 位相差算出手段に換えて、平均値算出手
   段が出力する複数の平均値からゼロクロス点までの推定
   最小絶対値情報を検出出力する比較手段を備えて、 分周回路は、上記比較手段が出力する最小絶対値情報を
   ゼロクロス点として、再生タイミングと位相を制御して
   再生クロックを出力する分周回路としたことを特徴とす
   る請求項１記載の タイミング再生回路。
3. 【請求項３】 １シンボルｍサンプリングして得られる
   入力信号の振幅情報より、上記ｍサンプル点で上記入力
   信号の１／２シンボル前との変化から得られるゼロクロ
   スの有無をゼロクロス信号として出力し、かつ１／２シ
   ンボル前の上記各サンプル点と上記ゼロクロスした点ま
   での所定合成振幅値を得るゼロクロス振幅算出手段と、 上記ゼロクロス振幅算出手段が出力する上記所定合成振
   幅値を任意の平均化数をＫとしてＫシンボル分、時系列
   に並べて、かつ該Ｋ個の上記所定合成振幅値から平均値
   を得て、開始サンプリングタイミングを変えて該平均値
   を複数個得る 平均値算出手段と、上記平均値算出手段が出力する複数の平均値と、各平均
   値の有効性情報の組み合せで、再生クロックのゼロクロ
   ス点と上記入力信号のゼロクロス点との推定位相差情報
   を求める簡易判定変換手段と、 上記簡易判定変換手段が出力する上記推定位相差情報に
   基づいて再生クロックを位相制御して出力する位相制御
   手段とを備えた ことを特徴とするタイミング再生回路。
4. 【請求項４】 １シンボルｍサンプリングして得られる
   入力信号の振幅情報より、上記ｍサンプル点で上記入力
   信号の１／２シンボル前との変化から得られるゼロクロ
   スの有無をゼロクロス信号として出力し、かつ１／２シ
   ンボル前の上記各サンプル点と上記ゼロクロスした点ま
   での推定距離を算出するゼロクロス距離算出手段と、上記ゼロクロス距離算出手段が出力するｍサンプル分か
   ら得られる推定距離信号を、任意の平均化数Ｋシンボル
   分、時系列に並べて逐次平均化処理、または移動平均化
   処理をして距離の平均値を得て、該得た距離の平均値に
   より目標ゼロクロス点との位相差を求める 平均位相差算
   出手段と、上記平均位相差算出手段が出力する上記位相差を打ち消
   すよう再生クロックを制御する分周回路とを備えた こと
   を特徴とするタイミング再生回路。