JP3088174B2 - 水中探知装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、広範囲方向の探査領
域から到来する超音波信号の搬送周波数(角周波数を含
む)を検出することができる水中探知装置に関し、例え
ば検出した搬送周波数に基づき、ターゲットをその移動
速度に応じた色にてカラー表示可能とした装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】検出したエコーをそのレベル情報でもっ
て表示する従来のソナーの欠点としては、 １．飽和現象により相対強度情報が失われる、 ２．弱信号が強信号にマスクされてしまい識別不能とな
る、 ３．同レベルの信号からは何も識別できない、 等があげられる。このような欠点を克服するために、広
ダイナミック化、ＡＧＣ機能の装備、新規な信号処理等
の多くの改善がなされているが、レベル情報だけでは、
３項のレベル差が生じない信号の処理に対しては改善の
術もない。

【０００３】ところで、魚群が遊泳しておれば、魚群か
ら反射される超音波エコーは、ドップラー効果により周
波数偏移(ドップラーシフト)を受けている。ソナーの高
速走査性(リアルタイム処理)、広範囲探索、方位距離分
解能を損なうことなく、このドップラーシフトによる周
波数(位相)情報を検出できれば、海底のような固定物体
からの超音波エコーと識別することができ、また、魚群
の移動速度の大小等の判別ができ、ターゲットの識別能
力を格段に高めることができる。そのために、従来の水
中探知装置には、ドップラーシフト量を検出するように
したものが提供されている(例えば特開昭５７−２９９
７５号参照)。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
装置は、特定の一方向から到来する超音波エコーのドッ
プラーシフト量を検出することができるだけであり、全
方位から到来する超音波エコーのドップラーシフト量を
高速で検出することはできないために、周波数情報に基
づき速度を表示するようにしたソナーは未だ実用化され
ておらず、従来より、魚群の移動速度の大小等の情報を
広範囲にかつリアルタイムで測定できる装置の開発が望
まれていた。本発明は、上述した課題を解決するために
なされたものであり、エコーに含まれる周波数情報を高
速で検出し、この周波数情報を表示することによりター
ゲットの識別能力を高めた水中探知装置を提供すること
を目的とする。

【０００５】

【課題を解決するための手段及び作用】本発明の請求項
１記載の水中探知装置は、広範囲から到来する超音波信
号を受波すべく、第１の超音波受波ビームを旋回走査さ
せると共に、前記第１の超音波受波ビームに対して常に
一定の方位差θの遅れを伴う第２の超音波受波ビームを
旋回走査させる超音波受波手段と、前記超音波受波手段
における二本の超音波受波ビームに基づく受波信号をそ
れぞれ検波する検波手段と、超音波受波手段よりの受波
信号もしくは検波手段より得られる検波信号に対して、
前記方位差θにより時間的にτだけ先行している、第１
の超音波受波ビームよりの信号に対してτだけ遅延させ
るための遅延手段と、両検波信号における位相差を検出
する位相差検出手段と、前記位相差検出手段で検出され
た位相差Δψに基づき、ｆ＝Δψ／(２πτ)の式より、
受波した超音波信号のキャリア周波数ｆを算出する算出
手段とを具備するキャリア周波数検出回路と；前記キャ
リア周波数ｆを、周波数の大きさに応じて色別のデータ
を読み出す周波数／色変換回路と；前記色別のデータを
表示する表示部と；を備えたことを特徴とする。

【０００６】請求項１記載の水中探知装置によれば、キ
ャリア周波数検出回路において、第１の超音波受波ビー
ムを旋回走査させると共に、これに追随するように、常
に一定の方位差θの遅れを伴う第２の超音波受波ビーム
を旋回走査させ、方位差θにより時間的にτだけ先行し
ている、第１の超音波受波ビームよりの信号に対してτ
だけ遅延させて両超音波受波ビームよりの両信号間で時
間的な遅れをなくし、この後、両信号間の位相差Δψが
位相差検出手段により検出され、検出した位相差Δψに
基づき、ｆ＝Δψ／(２πτ)の式より、受波した超音波
信号のキャリア周波数ｆが算出される。このキャリア周
波数検出回路の原理および実際の回路例については本明
細書の発明の詳細な説明中に詳細に説明している。この
キャリア周波数には、超音波信号の発振源であるターゲ
ットと自船間の相対的な速度に伴うドップラー周波数が
含まれる。従ってこのキャリア周波数ｆの大きさから自
船に対するターゲットの速度情報を知ることができ、そ
のためにキャリア周波数ｆに対応する色データが、周波
数／色変換回路から読み出され、表示部に速度画として
表示される。

【０００７】請求項２記載の水中探知装置は、請求項１
記載のキャリア周波数検出回路に、前記キャリア周波数
検出回路よりのキャリア周波数ｆから該周波数のばらつ
きを表す分散データを求める分散検出回路と；分散デー
タの大きさに応じて色別のデータを読み出す分散／色変
換回路と；前記色別のデータを表示する表示部と；を備
えたことを特徴とする。

【０００８】請求項２記載の水中探知装置によれば、キ
ャリア周波数検出回路にて検出されたキャリア周波数か
ら周波数(速度)のばらつきである分散が求められ、表示
部に魚種の識別に有用となる分散画として表示される。

【０００９】請求項３記載の水中探知装置は、請求項１
にあるキャリア周波数検出回路に、検手段よりの検波信
号から得られる振幅データに対し、所望の帯域内の振幅
データのみを選択し、選択した振幅データの大きさに応
じて色別のデータを読み出すフィルタ・振幅／色変換回
路と；前記色別のデータを表示する表示部と；を備えた
ことを特徴とする。

【００１０】請求項３記載の水中探知装置によれば、フ
ィルタ・振幅／色変換回路のフィルタ機能により、所望
の帯域のみの色変換が可能であり、所望の帯域として
は、例えばキャリア周波数ｆを参照して、設定した帯域
内にある振幅データａのみを色変換することにより、他
の周波数帯域の信号からの干渉を排除したり、あるい
は、所定の周波数(速度)を上回る信号のみを色変換する
ことにより、動体と静止物体との判別が可能となり、例
えば表示部から海底または海面の像を除去することがで
きる。

【００１１】請求項４記載の水中探知装置は、請求項１
記載のキャリア周波数検出回路に、前記キャリア周波数
検出回路よりのキャリア周波数ｆから対地船速に起因す
る周波数ｆ₁を減じることにより、ターゲット自身の対
地速度を示すキャリア周波数ｆeを得る対地船速補正回
路と；を備えたことを特徴とする。

【００１２】請求項４記載の水中探知装置によれば、キ
ャリア周波数検出回路よりの、自船に対するターゲット
のキャリア周波数ｆから、自船の対地船速に対応する
(ドップラー)周波数ｆ1を減じることにより、ターゲッ
ト自身の対地速度を示すキャリア周波数ｆeが得られ
る。

【００１３】請求項５記載の水中探知装置は、請求項１
記載のキャリア周波数検出回路に、前記キャリア周波数
検出回路よりのキャリア周波数ｆから対水船速に起因す
る周波数ｆ2を減じることにより、ターゲット自身の対
水速度を示すキャリア周波数ｆwを得る対水船速補正回
路と；を備えたことを特徴とする。

【００１４】請求項５記載の水中探知装置によれば、キ
ャリア周波数検出回路よりの、自船に対するターゲット
のキャリア周波数ｆから、自船の対水船速に起因する
(ドップラー)周波数ｆ2を減じることにより、ターゲッ
ト自身の対水速度を示すキャリア周波数ｆwが得られ
る。

【００１５】

【実施例】この発明の水中探知装置は、キャリア周波数
を検出するキャリア周波数検出回路５０及びそれに接続
される信号処理回路１００からなり、まず、キャリア周
波数検出における第１原理を図１を参照して説明する。

【００１６】図１において、２つの超音波振動子１ｐ、
１ｑ相互が、常に一定の角度θの大きさの方位差を保ち
ながら、Ｏを中心とした円周上を定速度で回転してい
る。Ｐ，Ｑは、これらの超音波振動子１ｐ，１ｑでそれ
ぞれ形成された超音波受波ビームを示しており、図１の
上方より到来する超音波エコーに対しては、図２で示す
ように、超音波振動子１ｐで得られる受信信号ｐ(ｔ)に
対して、超音波振動子１ｑで得られる受信信号１ｑの受
信タイミングは、前記方位差θに対応する時間差τだけ
遅れており、また、各超音波受波ビームＰ、Ｑを形成し
ている超音波受波器１ｐ、１ｑ自身が所定の速度で回転
しているため、物標により到来する超音波信号にドップ
ラー効果が生じる。

【００１７】従って、いま、時間的にτだけ先行する一
つの超音波受波ビームＰに着目した場合、この超音波受
波ビームＰで得られる超音波信号をｐ(t)とすると、こ
の信号ｐ(t)は、次式で記述される。

【００１８】

【数１】ｐ(ｔ)＝Ｓ(t)・cos｛ωｔ＋α＋ｍ(t)＋β｝ ここに、Ｓ(t)は、超音波受波ビームの指向特性と水平
方向に走査する走査速度とで決まる振幅項、cos{ }は
位相項で、ωは物標から到来する超音波信号のキャリア
角周波数、αは到来する超音波信号の初期位相、βは受
信系で発生する位相ずれ、ｍ(t)は各超音波受波ビーム
を旋回走査しながら物標から到来する超音波信号を受信
することにより生じるドップラー効果による変調項(従
って各超音波受波ビームＰ、Ｑが停止あるいは超音波信
号の到来方向であるｙ方向に直交するｘ方向に移動する
場合はｍ(t)＝０となる)である。故に、上記の(１)式に
おいて、ωt＋αは到来する超音波信号の位相を、ｍ(t)
＋βは超音波受波ビームＰの旋回走査に起因する位相変
化分をそれぞれ表している。

【００１９】次に、他方の超音波受波ビームＱで得られ
る受信信号をｑ(t)とすると、到来する超音波信号の位
相は、他方の超音波受波ビームＰで得られる受信信号の
場合と同じでωt＋αであるが、超音波受波ビームＱの
旋回走査に起因する位相変化はｍ(ｔ−τ)＋βとなる。
従って、この超音波受波ビームＱの受信信号ｑ(t)は、
次式で記述される。

【００２０】

【数２】ｑ(t)＝Ｓ(ｔ−τ)・cos｛ωｔ＋α＋ｍ(ｔ−
τ)＋β｝ 二つの超音波受波ビームＰ、Ｑの旋回走査による時間差
τの影響をなくすために、(１)式の信号ｐ(t)を時間差
τだけ遅延させると(図２の(ｃ)参照)、その受信信号ｐ
τ(t)は、

【数３】ｐτ(t)＝Ｓ(ｔ−τ)・cos｛ω(ｔ−τ)＋α＋
ｍ(ｔ−τ)＋β｝ ＝Ｓ(ｔ−τ)・cos｛ωｔ＋α＋ｍ(ｔ−τ)＋β−ω
τ｝ となる。

【００２１】(２)，(３)式の受信信号ｑ(ｔ)、ｐτ(ｔ)
の位相差をΔψとすると、上記の両式を比較すると明ら
かなように、Δψ＝ωτ＝２πｆτであり、よって、キ
ャリア周波数ｆは、

【数４】ｆ＝Δψ／(２πτ) となり、位相差Δψは物標から到来する超音波信号のキ
ャリア周波数ｆに起因することになる。ここに、時間差
τは既知であるから、ｐτ(ｔ)とｑ(ｔ)の両信号の位相
差Δψを検出することができれば、(４)式に基づいて超
音波信号のキャリア周波数ｆを決定することができる。
尚、位相差Δψは２πの範囲でしか検出できないので、
ωτが［−π,π］を越える場合は次式によりキャリア
周波数ｆを算出する。 ω＝ｇ(Δψ−ｇ(ωtx・τ))／τ＋ωtx ここで、ｇは、［−π,π］を越える角度を［−π,π］
の範囲にもってくる関数、ωtxは、送信角周波数であ
る。

【００２２】以上の第１の原理に基づくキャリア周波数
検出回路５０の例を以下に示す。 回路例１ 図３において、送波器１０１は、制御器１０２から供給
されるタイミング信号に応答して超音波探知パルス信号
を広範囲方向に発射する。超音波受波器１は、２つの超
音波振動子１ｐ、１ｑで構成され、図１に示したように
この超音波振動子１ｐ、１ｑが常に所定角度θだけ離れ
た関係を保ちつつ、水平面上を定速度で基準点を中心に
機械的に回転させられ、これにより、超音波振動子１
ｐ、１ｑで形成される受信ビームＰ、Ｑも水平方向に水
中を走査する。従って、同一方向から到来する超音波エ
コー信号を各超音波振動子１ｐ、１ｑによりそれぞれ受
波して得られる各受信信号ｐ(t)、ｑ(t)の内、一方の受
信信号ｑ(t)は、他方の受信信号ｐ(t)よりも一定の時間
差τだけ遅れて出力されることになる。

【００２３】２ｐ、２ｑは各超音波振動子１ｐ、１ｑが
受波する超音波エコー信号を増幅する前段増幅器であ
る。３は一方の超音波振動子１ｐで得られる受信信号を
上記の時間差τ分だけ遅延させて、超音波振動子１ｐ、
１ｑ間の間隔に起因した受信信号の時間差を無くすため
の遅延回路である。５は、回転する各超音波振動子１
ｐ、１ｑがそれぞれ形成する受波ビームの旋回走査によ
り得られる各々の受信信号ｐ(t)、ｑ(t)を直交検波する
直交検波回路であり、互いに位相が９０°ずれた参照信
号を発生する２つの参照信号発生器４ｃ、４ｓと、両参
照信号発生器４ｃ、４ｓからの参照信号を受信信号に対
して掛け算する４つの掛算器６ｐ₁、６ｐ₂、６ｑ₁、６
ｑ₂と、各掛算器６ｐ₁、６ｐ₂、６ｑ₁、６ｑ₂で得られ
た受信信号に含まれる高調波成分を除く４つのローパス
フィルタ８ｐ₁、８ｐ₂、８ｑ₁、８ｑ₂とからなる。

【００２４】１２は、直交検波回路５を通った各受信信
号について、物標からの超音波エコーのドップラー効果
に基づく相互の位相差を検出するための位相差検出回路
であり、直交検波で得られた各受信信号ｐτc(t)'、ｐ
τs(t)'、ｑc(t)'、ｑs(t)'の内一方の演算器１３でtan
^-1{ｐτs(t)'/ｐτc(t)'}を算出して一方の受信信号ｐ
(t)の位相角を決定し、また、他方の演算器１４でtan^-1
{ｑs(t)'/ｑc(t)'}を算出して他方の受信信号ｑ(t)の位
相角を決定し、そして、減算器１５で両受信信号の位相
差Δψを算出する。１８は、後述するように、位相差検
出回路１２で検出された各受信信号の位相差に基づいて
キャリア周波数を算出する算出回路である。

【００２５】次に、上記図３の動作について説明する。
超音波探知パルス信号が送波器１０１から送信される。
超音波受波器１を構成する２つの超音波振動子１ｐ、１
ｑは、図１に示したように常に所定角度θだけ離れた関
係を保ちつつ、水平面上を一定速度で回転する。超音波
エコーが特定方位から到来すると、その超音波エコー信
号は、受波ビームをそれぞれ形成する各超音波振動子１
ｐ、１ｑで捕捉される。受波されたエコー信号ｐ(t)、
ｑ(t)は、前記(１)、(２)式で記述される。そして、こ
れらの受信信号ｐ(t)、ｑ(t)が前段増幅器２ｐ、２ｑで
増幅され、続いて一方の受信信号ｐ(t)が遅延回路３で
前記の時間差τ分だけ遅延される。したがって、その受
信信号ｐτ(t)は(３)式で記述される。これらの受信信
号ｐτ(t)、ｑ(t)は、直交検波回路５の各掛算器６
ｐ₁、６ｐ₂、６ｑ₁、６ｑ₂にそれぞれ入力される。

【００２６】一方、直交検波器回路５の各参照信号発生
器４ｃ、４ｓからは、中心周波数が超音波の送信周波数
と同じで位相が互いに９０°異なる参照信号cosω₀t、s
inω₀tがそれぞれ出力され、この一方の参照信号cosω₀
tが２つの各掛算器６ｐ₁、６ｑ₁に、他方の参照信号sin
ω₀tが残りの２つの掛算器６ｐ₂、６ｑ₂にそれぞれ与え
られる。従って、各掛算器６ｐ₁、６ｐ₂、６ｑ₁、６ｑ₂
の出力は、次のようになる。

【００２７】

【数５】ｐτc(t)＝ｐτ(t)・cosω₀ｔ ＝{Ｓ(t−τ)/２}[cos{ω(t−τ)＋α＋m(t−τ)＋β＋
ω₀t}＋ cos{ω・(t−τ)＋α＋m(t−τ)＋β−ω₀t}］

【数６】pτs(t)＝ｐτ(t)・sinω₀t ＝{Ｓ(t−τ）/２}[sin{ω(t−τ)＋α＋m(t−τ)＋β
＋ω₀t}− sin{ω・(t−τ)＋α＋m(t−τ)＋β−ω₀t}］

【数７】ｑｃ(t)＝ｑ(t)・cosω₀t ＝{Ｓ(t−τ)/２}[cos{ωｔ＋α＋m(t−τ)＋β＋ω
₀t｝＋ cos｛ωｔ＋α＋m・(t−τ)＋β−ω₀t｝］

【数８】ｑs(t)＝ｑ(t)・sinω₀ｔ ＝｛Ｓ(t−τ)/２}[sin｛ωｔ＋α＋m（t−τ）＋β＋
ω₀t｝ −sin｛ωｔ＋α＋ m・(t−τ)＋β−ω₀t｝］

【００２８】これらの信号は次段のロ−パスフィルタ８
ｐ₁、８ｐ₂、８ｑ₁、８ｑ₂によって高調波成分が除かれ
ることにより、次のようになる。

【数９】ｐτc(t)'＝｛Ｓ(t−τ)/２}・cos{(ω−ω₀)
ｔ＋α＋m(t−τ)＋β−ωτ｝

【数１０】ｐτs(t)'＝｛Ｓ(t−τ)/２}・sin{(ω−
ω₀)ｔ＋α＋m(t−τ)＋β−ωτ｝

【数１１】ｑｃ(t)'＝{Ｓ(ｔ−τ)/２}・cos{(ω−ω₀)
ｔ＋α＋m(ｔ−τ)＋β}

【数１２】ｑｓ(t)'＝{Ｓ(ｔ−τ)/２}・sin{(ω−ω₀)
ｔ＋α＋m(ｔ−τ)＋β}

【００２９】そして、直交検波して得られた各信号 ｐ
τc(t)'、ｐτs(t)'、ｑc(t)'、ｑs(t)'がそれぞれ位相
差検出回路１２に与えられている。位相差検出回路１２
において、一方の演算器１３によるtan^-1{ｐτs(t)'/ｐ
τc(t)'}の演算により、一方の受信信号ｐ(t)の位相角
が求められ、また、他方の演算器１４によるtan^-1{ｑs
(t)'/ｑc(t)'}の演算により、他方の受信信号ｑ(t)の位
相角が求められ、そして、減算器１５にて両受信信号の
位相角の減算により、両受信信号の位相差Δψが算出さ
れる。

【００３０】そして、この位相差Δψの値が算出回路１
８に送出されるので、算出回路１８は、前述の（４）式
に基づいてキャリア周波数ｆが算出される。又、直交検
波回路５よりの出力信号ｑc(t)'＝Ｃとｑs(t)'＝Ｄとが
検波回路１１１に供給され、(Ｃ²＋Ｄ²)^1/2により振幅
ａ₁が求められ、直交検波回路５よりの別の出力信号ｑ
τc(t)'とｑτs(t)'とが検波回路１１２へ供給され同様
に振幅ａ₂が求められる。

【００３１】回路例２ 以下の各回路例において図３と同一の機能を有する回路
に対しては共通の符号を付している。図４は、図３にお
ける直交検波回路５に替えてマッチドフィルタを用いた
ものであり、一対の超音波振動子１ｐ及び１ｑが一定の
時間差τをもって基準点を中心に同じ軌跡上を同じ方向
に一定の速度で機械的に回転させられる。超音波振動子
１ｐ及び１ｑで捕捉された受信信号ｐ(t)、ｑ(t)はそれ
ぞれアンチエリアジングフィルタ１０６及び１０７を介
して、それぞれマッチドフィルタ３０ｐ₁、３０ｐ₂、並
びにマッチドフィルタ３０ｑ₁、３０ｑ₂へ供給される。
これらのマッチドフィルタ３０ｐ₁、３０ｐ₂、３０
ｑ₁、３０ｑ₂の各々は、ＦＩＲ(Finite Impulse Respon
se)型デジタルフィルタで構成される。

【００３２】前述したように、二つの超音波振動子１
ｐ、１ｑがそれぞれ形成する各超音波受波ビームＰ、Ｑ
が旋回し水中を走査することから、物標から到来する超
音波信号に対してドップラー効果を生じる。このため、
２つの超音波受波ビームＰ、Ｑが捕捉する各受信信号ｐ
(t)、ｑ(t)は、前記(１)、(２)式に示すものとなる。こ
れらの受信信号は、周波数が時間的に変化するリニアＦ
Ｍ信号である。したがって、これらの受信信号ｐ(t)、
ｑ(t)とは逆の時間特性(インパルス応答)をもつマッチ
ドフィルタ(特開昭５７−４０６６４号および特開昭６
３−２４９０７１号公報参照)を用いて位相合成による
ビームが形成される。即ち、これらの時系列的に得られ
る、位相の異なる各受信信号ｐ(t)、ｑ(t)に対して所定
のキャリア信号を乗算して位相をずらすことにより、各
受信信号を同位相とし、これらを相互加算している。具
体的には、４つのマッチドフィルタ３０ｐ₁、３０ｐ₂、
３０ｑ₁、３０ｑ₂を設け、３０ｐ₁、３０ｑ₁のマッチド
フィルタのインパルス応答ｈc(t) が、

【数１３】ｈc(t)＝cos｛ωa(−t)−m(−t)｝ となるように又、３０ｑ₁、３０ｑ₂の各マッチドフィル
タのインパルス応答ｈs(t) が、

【数１４】ｈs(t)＝sin｛ωa(−t)−m(−t)｝ となるようにそれぞれ設定しておく。ここに、ωaは、
被探知物体が発生する超音波信号の搬送波の既知の角周
波数又は送波器１０１が発射する探知パルス信号のキャ
リア角周波数である。

【００３３】このように、各インパルス応答を設定して
おけば、各マッチドフィルタ３０ｐ₁、３０ｐ₂、３０ｑ
₁、３０ｑ₂を通過した後の受信信号は、ωaが検出され
る角周波数ωと近い関係にある場合には次のようにな
る。

【数１５】Ｖpc(t)＝{Ｓ’(t)/２}・cos{ωt＋α＋m(t)
＋β｝

【数１６】Ｖps(t)＝{Ｓ’(t)/２}・sin{ωt＋α＋m(t)
＋β｝

【数１７】Ｖqc(t)＝{Ｓ’(t−τ)/２}・cos{ωt＋α＋
m(t−τ)＋β｝

【数１８】Ｖqs(t)＝{Ｓ’(t−τ)/２}・sin{ωt＋α＋
m(t−τ)＋β｝ ただし、Ｓ’(t)＝(ＡＴ/２)・sinc(μ0・Ｔｔ/２）、 sinc(ｘ)＝sinx/x、ｍ(ｔ)＝−(1/2)・μ₀t²、β＝ｋ
₀r、μ₀＝ｋ₀r・ωs²、 Ａ(t)：受信信号の振幅、Ｔ：インパルス応答特性を定
義する時間幅、ｒ：超音波受波ビームの旋回走査の半
径、ωs：超音波受波ビームの旋回走査の角速度、ｋ₀：
定数、α：到来する超音波信号の初期位相(前述)であ
る。

【００３４】そして、Ｖpc(t)、Ｖps(t) の信号が遅延
回路１０で所定時間τだけ遅延されるので、これらの信
号は次のようになる。 Ｖp・τc(t)＝{Ｓ’(t−τ)/2}・cos{ωt＋α＋m(t−
τ)＋β−ωτ} （15)' Ｖp・τc(t)＝{Ｓ’(t−τ)/2}・sin{ωt＋α＋m(t−
τ)＋β−ωτ} （16)' なお、遅延回路１０は、シフトレジスタで構成される。
(15)'、(16)'式は、前述した(９)、(10)式と等価であ
り、また、(17)、(18)式は、前述した(11)、(12)式と等
価である。したがって、各信号Ｖp・τc(t)、Ｖp・τs
(t)、Ｖq・cs(t)、Ｖq・s(t)の位相角は、図３にて直交
検波して得られる各信号ｐτc(t)'、ｐτs(t)'、ｑc
(t)'、ｑs(t)'と基本的に同じになり、以降の信号処理
は、図３の場合と同様に行われて物標から到来する超音
波信号のキャリア角周波数ωが検出される。なお、上記
回路例では、遅延回路１０をマッチドフィルタの後側に
設置したが、マッチドフィルタの前に設けても良く、こ
の場合には遅延回路１０の数を少なくできる。

【００３５】回路例３ 上記の回路例では、二つの超音波振動子１ｐ、１ｑを用
い、これによる２つの超音波受波ビームＰ,Ｑについて
得られる受信信号に基づいて物標が発生するエコー信号
のキャリア角周波数ωを検出するようにしているが、１
つの超音波振動子１ｐを用い、これによる単一の超音波
受波ビームＰのみを一定周期τ₀でもって回転させ、今
回の回転走査で得られた受信信号と、それ以前の回転走
査で得られた受信信号とに基づいてキャリア周波数ｆを
検出することも可能であり、そのための回路を図５に示
しており、回路構成を一層簡略化することができる利点
がある。

【００３６】回路例４ 図６における超音波受波器１’は、例えば１２０個の超
音波振動子ｓを円周上に等間隔に配列している。このリ
ング状に配列された１２０個の超音波振動子ｓから切換
回路７ｐによって、隣接する３０個の超音波振動子(ｓ₁
とする)が選出され、かつ、選出される３０個の超音波
振動子ｓ₁が、円周上を順次シフトするように選出され
る。又、切換回路７ｑによっても３０個の超音波振動子
(ｓ₂とする)が同じようにして選出されるが、ｓ₁とは、
前記方位差θに相当する時間差τの遅れを伴って選出さ
れる。これらの切換回路７ｐ，７ｑでそれぞれ選出され
た３０個の超音波振動子ｓ₁，ｓ₂による受波信号は、そ
れぞれ位相合成回路９ｐ，９ｑにて位相合成されること
で、受信信号ｐ(ｔ)と、この受信信号ｐ(ｔ)より位相差
θだけずれた受信信号ｑ(ｔ)とが得られる。

【００３７】従ってこれ以降の回路構成は、図３と同じ
である。この構成のように２本の超音波受波ビームを電
気的に形成し回転させる場合には、２個の超音波振動子
を用いて受波ビームを形成しこれらの超音波振動子を機
械的に回転させることにより２本の受波ビームを旋回さ
せる方法に比べて超音波受波ビームを高速に回転させる
ことができる利点がある。

【００３８】回路例５ 図７は、図６における直交検波回路えに替えてマッチド
フィルタ３０ｐ₁、３０ｐ₂、３０ｑ₁、３０ｑ₂を用いた
ものを示す。この場合、切換回路７Ｐ’，７Ｑ’は、図
６のものと異なり、１２０個の超音波振動子ｓから順次
１個づつ走査してマッチドフィルタへ供給しており、こ
のマッチドフィルタでは、前述したように、時系列に供
給される各信号に対して処理することにより位相合成さ
れビームが形成される。

【００３９】回路例６ 図８は、図６における直交検波回路５に替えて位相合成
回路を用いたものである。ここで用いた各位相合成回路
９ｐ₁、９ｐ₂、９ｑ₁、９ｑ₂は、図９に示すように、図
示されていない発振器からの基準信号を所定量だけ移相
する移相器２０、各切換回路７ｐまたは７ｑからの受信
信号と移相器２０からの基準信号とをそれぞれ乗算する
乗算器２２₁〜２２n、各乗算器２２₁〜２２nの出力を加
算する加算器２４および加算器２４の出力に含まれる高
調波成分を除くフィルタ２６からなる。

【００４０】そして、符号９ｐ₁、９ｑ₁で示されるcos
成分およびsin成分の位相合成回路については、各乗算
器２２₁〜２２nにおいて、切換回路７ｐまたは７ｑから
の出力と移相器２０からの基準信号cos(ω₀t＋θ₁)〜co
s(ω₀t＋θn)とが乗算されることにより、各受信信号の
位相合成が行われる。一方、符号９ｐ₂、９ｑ₂で示され
るcos成分およびsin成分の位相合成回路については、切
換回路７ｐまたは７ｑからの出力と移相器２０から上記
の基準信号よりもすべて９０°移相された基準信号sin
(ω₀t＋θ1)〜sin(ω₀t＋θn)とが乗算されることによ
り、各受信信号の位相合成が行われる。

【００４１】各位相合成回路９ｐ₁、９ｐ₂からの信号を
遅延回路１０ｐ₁、１０ｐ₂で遅延した出力と、位相合成
回路９ｑ₁、９ｑ₂からの出力とは、前述した(９)式〜(1
2)式に示したものと同様になり、以降の信号処理は、実
施例２の場合と同様に行われてキャリア角周波数(ω−
ω₀)が検出される。角周波数ω₀は、既知なので、到来
した超音波信号のキャリア角周波数ω、それ故、キャリ
ア周波数ｆが算出される。

【００４２】なお、図９に示した位相合成回路における
遅延手段として、乗算器２２、移相器及び発振器を用い
て対応する各超音波振動子が捕捉する信号を間接的に移
相させたが、遅延回路をインダクター及びコンデンサー
を用いて構成し、振動子が受信する信号を直接必要な時
間遅延させても良い。

【００４３】なお、以上の各回路例における位相差検出
回路１２に代えて、図１０に示す構成の位相差検出回路
１２’を用いるともできる。この位相差検出回路１２’
では、各超音波振動子１ｐ、１ｑ又は超音波振動子Ｓか
ら超音波エコーを受波して得られる受信信号ｐ(t)、ｑ
(t)の位相差ωτは、直交検波した信号を用いて次式で
記述される。

【００４４】

【数１９】tanωτ＝｛ｐτs(t)'・qc(t)'＋ｐτc(t)'
・ｑs(t)'｝ /｛ｐτc(t)'・ｑc(t)'＋ｐτs(t)'・ｑs(t)'｝ したがって、各掛算器１２ｐ1、１２ｐ、１２ｑ、１２
ｑでは、ｐτc(t)'・ｑc(t)'、ｐτs(t)'・ｑs(t)'、ｐ
τs(t)'・ｑc(t)'、ｐτc(t)'・ｑs(t)'がそれぞれ算出
され、次の加算器１４p、１４ｑでは、ｐτc(t)'・ｑc
(t)'＋ｐτs(t)'・ｑs(t)'＝Ａ、ｐτs(t)'・ｑc(t)'＋
ｐτc(t)'・ｑs(t)'＝Ｂとして各Ａ、Ｂの値が算出され
る。引き続いて、演算部１６では両加算器１４ｐ、１４
ｑの出力Ａ、Ｂに基づいて、tan^-1(Ｂ/Ａ)を求める。こ
れらの演算の結果、tan^-1(Ｂ/Ａ)＝ωτ＝Δψとなるか
ら、これにより、各超音波振動子１ｐ、１ｑで得られる
受信信号ｐ(t)、ｑ(t)の位相差Δψが求まる。

【００４５】回路例７ 図１１は、図８における遅延回路１０に替えて、メモリ
４２およびこれを読み出すためのＣＰＵ４４を用いたも
のであり、又、この図１１では、位相差検出するための
演算器１６ｐ、１６ｑを位相合成回路９ｐ₁、９ｐ₂、９
ｑ₁、９ｑ₂の直後に設けている。

【００４６】このメモリ４２には、超音波受波ビームＰ
を走査する時間差τでもって互いに対応づけられた位相
量θi(t)，θi(t −τ)（i ＝１〜ｎ，ｎ:全周３６０°
方向の分割数）のデータが予め記憶されている。そし
て、各演算器１６ｐ、１６ｑで得られる位相量に対応す
る信号θp(i)、θｑ(i)をＡ／Ｄ変換器４０ｐ、４０ｑ
でデジタル化し、この信号θp(i)、θq(i)をメモリ４２
に対するアドレスデータとして入力する。そして、メモ
リ４２から位相量θi(t)、θi(t−τ)のデータを読み出
し、この位相量θi(t)、θi(t−τ)のデータに基づいて
ＣＰＵ４４で位相差Δψ＝θi(t)−θi(ｔ−τ)が読み
出され、算出回路１８によって更にキャリア周波数ｆが
算出される。

【００４７】回路例８ 図５では１つの超音波振動子１ｐによる１つのビームを
周回させて位相差の異なる二つのビームを得るようにし
たが、例えば図６における円上に複数の超音波振動子ｓ
を配した超音波受波器１’においても１つのビームを形
成し、これを周回させることにより、位相差の異なる二
つのビームを同様に得ることができる。そのための回路
構成を図１２に示しており、この場合も回路構成を一層
簡略化できる。この手法は、図７、図８に対しても同様
に適用でき、図８に適用した構成を回路例９として図１
３に示す。又、図１３における遅延回路１０を位相差検
出回路１２の後に移動した構成を回路例１０として図１
４に示す。図１４では遅延回路３は１つでよい。又、図
６ないし図１１においては超音波振動ｓをリング状に配
した超音波受波器１’を用いたが、複数個の超音波振動
子ｓを直線状に配し、この超音波受波器に対して切換回
路により選択し位相合成し、１本の受波ビーム、もしく
は互いに角度θτだけずれた２本の受波ビームを形成
し、かつこれを走査することにより同様にキャリア角周
波数ωを得ることもできる。

【００４８】次にキャリア周波数検出の第２の原理を図
１５を参照して説明する。図１５に示すように、今、二
次元平面(ｘ,ｙ)上において、ｘ軸上に超音波受波器
１”が配置され、この超音波受波器１”は、無指向性の
超音波振動子ｓをｘ軸に沿ってリニア状に多数配列して
構成されているものとし、この超音波受波器１”に対し
て、ｙ軸と一定角度θの方向に進行する超音波信号(平
面波)が到来するものとする。

【００４９】このとき、超音波受波器１”に到来する超
音波信号ｐ(x,y,t)は、次式で記述される。

【数２０】ｐ(x,y,t)＝ｐ₀・cos｛ｘ・ｋ・sinθ＋ｙ・
ｋ・cosθ−ω・ｔ} ここで、ｐ₀は到来する超音波信号の振幅(音圧)、cos{
}は位相項で、ｘ、ｙは座標位置、ｋは波長定数(＝２
π/λ、λは波長)、ωは到来する超音波信号のキャリア
周波数、ｔは時間である。初期位相は便宜上０としてい
る。従って、ｘ軸上の音場はｙ＝０とおいて、

【数２１】ｐ(x,t)＝ｐ₀・cos (ｘ・ｋ・sinθ−ω・
ｔ)

【００５０】今、各超音波振動子ｓからの各出力を一定
速度ｕで切り換えるとすれば、各超音波振動子ｓの位置
ｘは、

【数２２】ｘ＝ｕ・ｔ となる。(35)式を(34)式に代入すれば、

【数２３】ｐ(ｔ)＝ｐ₀・cos｛(ｕ・ｋ・sinθ−ω)・
ｔ｝ 音圧ｐ₀の超音波信号入力に対する超音波受波器１”か
らの受信信号出力をｖ0とすれば、この超音波受波器
１”の受信感度Ｇは、Ｇ＝ｖ₀/ｐ₀であるから、到来す
る超音波信号ｐ(t) に対する受信信号出力ｖ(t)は、Ｇ
・ｐ(t) であり、ｖ(t)とｐ(t)とは比例関係にあるので
(23)式は次のようになる。

【数２４】ｖ(t)＝ｖ₀・cos｛(ｕ・ｋ・sinθ−ω)・
ｔ｝ (24)式をみると、これはｘ軸上を１個の超音波振動子ｓ
が速度ｕで走査されつつ、超音波信号を受信する場合に
得られる受信信号と等価である。

【００５１】ここで、ｖ(t)の空間周波数２πf＝ｕ・ｋ
・sinθ−ωであるから、ｖ(t)をフーリエ変換してパワ
ースぺクトラムを求めれば、ｕ、ｋ、ω、Ｇがいずれも
既知ならば、超音波受波器１”に対して到来する超音波
信号の方位θと振幅ｐ₀とを求め得る。次に、(22)式に
対して、Δｔだけ遅れて各超音波振動子ｓの出力を一定
速度ｕで切り換えることを考える。このとき、各超音波
振動子ｓの位置ｘは、

【数２５】ｘ＝ｕ・(ｔ−Δｔ) これを(34)式に代入すると、

【数２６】ｐ(t)＝ｐ₀・cos｛ｕ・(ｔ−Δｔ)・ｋ・sin
θ−ω・ｔ｝ ＝ｐ₀・cos｛(ｕ・ｋ・sinθ−ω)・ｔ−ｕ・Δｔ・ｋ
・sinθ｝

【００５２】よって、各超音波振動子ｓから出力される
受信信号をｖ(t)とすれば、(26)式は次のようになる。

【数２７】ｖ(t)＝ｖ₀・cos｛(ｕ・ｋ・sinθ−ω)・ｔ
−ｕ・Δｔ・ｋ・sinθ｝ 一方、(24)式の受信信号ｖ(t)をΔt分だけ遅延させる
と、その受信信号ｖ(ｔ−Δt)は、

【数２８】ｖ(t−Δt)＝ｖ₀・cos{(ｕ・ｋ・sinθ−ω)
・(ｔ−Δt)} ＝ｖ₀・cos{(ｕ・ｋ・sinθ−ω)・t−u・Δt・ｋ・sin
θ+ω・Δt｝ (40)式の受信信号ｖ(t)と、(28)式の受信信号ｖ(t−Δ
t)との位相差をΔψとすると、

【数２９】Δψ＝ω・Δｔ であり、位相差Δψは、物標から到来する超音波信号の
キャリア周波数ωに関係する。ここで、時間差Δｔを、
たとえば、超音波受波器１”の各超音波振動子ｓを切り
換える繰り返し走査周期に一致させておけば、Δｔは既
知であるから位相差Δψを求めれば、キャリア周波数ｆ
は、

【数３０】ｆ＝Δψ／(２πΔｔ) として決定し得る。そして、このキャリア周波数ｆの変
化から移動物標に関するドップラーシフト量を検出する
ことができる。

【００５３】キャリア周波数ｆを得るためには、本発明
では、(28)式に基づく受信信号ｖ(ｔ−Δt)と、(27)式
に基づく受信信号ｖ(t)について、それぞれフーリエ変
換して位相スペクトラムを求め、各空間周波数成分ごと
に両信号の位相を引き算して位相差Δψを求める。そし
て、求めた位相差ΔψをΔｔで除算してωに変換すれ
ば、各空間周波数成分２πｆ(したがって超音波信号の
各到来方向θ)ごとに、その超音波信号のキャリア周波
数ｆを決定し得る。

【００５４】以上の第２の原理に基づくキャリア周波数
検出回路５０’の例を以下に示す。回路例１１ 図１６において、超音波受波器１”は、本例では多数の
超音波振動子ｓをリニア状に配列して構成されている。
そして、これらの超音波振動子ｓが一定の繰り返し周期
Δｔでもって走査される。２０２は超音波振動子ｓから
の受信信号出力を切り換え走査するためのマルチプレク
サ、２０４はマルチプレクサ２０２を通った受信信号の
スイッチングノイズを除くフィルタ、２０６はＡ／Ｄ変
換器、２０８はデジタル化された受信信号をフーリエ変
換するフーリエ変換回路である。

【００５５】２１０はこのフーリエ変換回路２０８での
フーリエ変換結果に基づいて受信信号のパワースペクト
ラムを算出するパワースペクトラム演算回路、２１２は
このパワースペクトラムの横座標の空間周波数２πｆの
値を超音波受波器１”に対して到来する超音波信号の方
位θを示す値に変換する目盛換算回路である。２１４は
フーリエ変換回路２０８でのフーリエ変換結果に基づい
て受信信号の位相スペクトラムを求める位相スペクトラ
ム演算回路、２１６はこの位相スペクトラム演算回路２
１４で得られた位相スペクトラムに基づいて、超音波振
動子ｓの今回の走査で得られた受信信号とそれ以前の走
査で得られた受信信号について、各空間周波数成分ごと
に両位相を引き算してその位相差Δψを求める位相差算
出回路で、本例では、バッファメモリ２１８と引算回路
２２０とからなる。

【００５６】２２２は各空間周波数ｆの値をこれに対応
する超音波受波器１”に対して到来する超音波信号の方
位θを示す値に変換する換算回路である。また、２２４
は各受信信号の空間周波数成分ごとの位相差Δψに基づ
いて物標からの超音波信号のキャリア周波数ｆを算出す
るキャリア周波数算出回路である。

【００５７】次に、上記構成の水中探知装置について、
物標から到来する超音波信号について、その到来方向θ
およびその振幅ｐ₀を検出するとともに、さらに超音波
信号のキャリア角周波数ωを検出する場合の動作につい
て説明する。超音波受波器１”を構成する超音波振動子
ｓは、マルチプレクサ２０２によって一定周期Δｔで切
り換え走査されることにより、物標から到来する超音波
信号が受信される。そして、各超音波振動子ｓで得られ
る受信信号は、フィルタ２０４でスイッチングノイズが
除かれた後、Ａ／Ｄ変換器２０６でデジタル化されてフ
ーリエ変換回路２０８でフーリエ変換される。そして、
このフーリエ変換結果の情報がパワースペクトラム演算
回路２１０と位相スぺクトラム演算回路２１４とにそれ
ぞれ送出される。

【００５８】パワースペクトラム演算回路２１０は、こ
のフーリエ変換結果に基づいて、図１７(ａ)に示すよう
に、横軸を受信信号の空間周波数２πｆ、縦軸を受信信
号の出力ｖ₀としたパワースペクトラムを求める。

【００５９】次いで、目盛変換回路２１２でパワースペ
クトラムの横座標の空間周波数２πｆの値を超音波受波
器１”に対して到来する超音波信号の方位θを示す値に
変換して出力する。すなわち、(37)式に示したように、
受信信号ｖ(t)の空間周波数２πｆは、２πｆ＝ｕ・ｋ
・sinθ−ωとなるが、ｕ、ｋ、ωはいずれも既知であ
るから、超音波受波器１”に対して到来する超音波信号
の方位θに換算できる。したがって、超音波受波器１”
に対して到来する超音波信号の方位θに換算できる。超
音波受波器１”に対して到来する超音波信号の方位(こ
の例ではθ₁、θ₂)とその出力レベルｖ₀₁、ｖ₀₂（これ
は到来する超音波信号の振幅ｐ₀に対応する)とが求ま
る。

【００６０】一方、位相スペクトラム演算回路２１４
は、前記のフーリエ変換結果に基づいて、図１７(b)に
示すように、横軸を受信信号の空間周波数２πｆ、縦軸
を受信信号の位相ψとした位相スペクトラムを求める。
この今回の超音波振動子ｓの走査により得られた位相ス
ペクトラムのデータ(図１７(ｂ)の実線で示す）は、引
算回路２２０に与えられるとともに、バッファメモリ２
１８にも転送される。このとき、バッファメモリ２１８
からは、前回の超音波振動子ｓの走査に基づいて得られ
た位相スペクトラムのデータ(図１７(ｂ)の破線で示す)
が読み出されて、これが同じく引算回路２２０に与えら
れる。引算回路２２０は、超音波振動子ｓの今回の走査
で得られた受信信号((27)式のｖ(t) に相当する）と前
回の走査で得られた受信信号((28)式のｖ(t−Δt)に相
当する）について、各空間周波数成分(この例では ２π
ｆ₁、２πｆ₂)ごとに両位相を引き算してその位相差Δ
ψ₁、Δψ₂を求める。

【００６１】引き続いて、換算回路２２２は、各空間周
波数２πｆ₁、２πｆ₂の値をこれに対応する超音波受波
器１”に対して到来する超音波信号の方位θ₁、θ₂を示
す値に変換し、次に、キャリア周波数算出回路２２４で
は、各受信信号の位相差Δψ₁、Δψ₂をΔtで割って(3
0)式で示したように各到来方向θ₁、θ₂ごとの超音波信
号のキャリア周波数ｆ₁、ｆ₂を算出する。

【００６２】なお、上記の回路例では、キャリア角周波
数ωを算出するためのキャリア角周波数算出回路２２４
を設けているが、たとえばキャリア角周波数ωの大小に
応じて色分け表示を行うような場合には、この算出回路
２２４を省略し、単位換算回路２２２から出力される位
相差Δψの信号をそのまま利用してもよい。すなわち、
(29)式の関係からも明らかなように、繰り返し走査され
る超音波受波ビームの周期Δt は予め設定されていて一
定であるから、ω∝Δψであり、位相差Δψの信号のま
までもキャリア周波数ｆの情報が反映されているからで
ある。

【００６３】また、上記の回路例では、フィルタ２０４
を設けることによって、各超音波振動子ｓからの受信信
号が間断なく入力されるようにしているが、受信信号が
離散的に入力されるのを防ぐには、たとえば、特公昭６
３−７３５０公報に記載されているように、隣接する２
つの超音波振動子ｓから同時に受信信号を入力し、各受
信信号を換算器でそれぞれ重み付けした後に両受信信号
を加算することで、各超音波振動子ｓをスイッチングし
ても受信信号が連続的に入力されるようにすることが可
能である。

【００６４】なお、上述のキャリア周波数検出回路にお
いては、異なる時間に形成される受波ビームにより到来
信号を受波して、広範囲方向から到来する信号のキャリ
ア周波数を検出したが、広範囲の各方向に受波ビームを
それぞれ予め形成しておき、それぞれの受波ビームで到
来信号を捕捉し、これら到来信号のキャリア周波数を検
出することも可能である。

【００６５】図１８は、上述した各種キャリア周波数検
出回路５０の後段に接続される船速補正・表示回路１０
０の一実施例を示すブロック図である。減算回路５１
は、キャリア周波数検出回路５０よりのキャリア周波数
ｆから、超音波送信時の元のキャリア周波数ｆ₀を減じ
てドップラー周波数偏移ｆsを算出する。ここで得られ
たドップラー周波数偏移ｆsは、自船より見たデータで
あるため、自船に近付いているか遠のいているかを知る
ことができ、衝突予防の情報が得られる。しかし自船を
停止させて、ターゲット自身の絶対的な速度情報を得る
ことも重要であり、そのためには自船の船速(対地また
は対水船速)でもってドップラー周波数偏移ｆsを補正
(船速補正という)すればよい。そのために設けられたの
が船速補正回路６１および７１であり、船速補正回路６
１では、減算回路５１より時系列的に得られるドップラ
ー周波数偏移ｆsに対して、後述の回路６５で検出した
船速(対地または対水船速)または外部装置で検出した船
速(対地または対水船速)に起因するドップラー周波数偏
移Δｆvを減じることにより船速補正している。６２
は、この船速補正で得られたドップラー周波数偏移ｆm
を記憶するフレームメモリである。このフレームメモリ
６２には、１送波に起因するエコーが１フレーム分のデ
ータ(周波数ｆm)として書き込まれるようになってお
り、このデータは次の送波で検出される新しいデータで
順次更新されるようになっている。

【００６６】船速補正回路６１及び７１は、ＲＯＭで構
成される。減算回路５１と、自己船速補正値算出部６５
若しくは外部船速補正値演算部６７とからそれぞれドッ
プラー周波数偏移ｆsと、対地船速または対水船速に起
因するドップラー周波数偏移Δｆv（ｆ₁またはｆ₂）が
供給された時、所定の周波数を表わす信号が送出される
ように構成されている。

【００６７】６３は、キャリア周波数検出回路５０より
得られるエコーの振幅ａ₁、ａ₂の平均ａを求める振幅平
均回路である。尚、片方の振幅のみが入力された時はそ
の値が出力される。６４は、振幅平均回路６３より得ら
れる振幅ａを記憶するフレームメモリである。キャリア
周波数検出回路５０より同一の探査ポイント(同一の音
源)に対して得られたドップラー周波数偏移ｆsと、振幅
ａとは両フレームメモリ６２、６４で対応する同一アド
レスに書き込まれる。自己船速補正値算出部６５は、船
速補正回路６１に対する補正値として、対地および対水
船速に起因するドップラー周波数偏移Δｆvを、前述の
ドップラー周波数偏移ｆmから求めるためのであり、フ
レームメモリ６２に対して、読出し範囲指示部６６で指
定した領域を読み出し、対地船速または対水船速に起因
するドップラー周波数偏移Δｆv（ｆ₁またはｆ₂）を算
出している。

【００６８】自己船速補正値算出部６５は、後述するよ
うに、対地船速または対水船速に起因するドップラー周
波数偏移ｆ₁またはｆ₂を各方位毎に算出する演算部と、
これらの周波数偏移ｆ₁またはｆ₂を記憶する例えば３６
０個の記憶素子で構成される記憶器と、記憶した周波数
偏移ｆ₁またはｆ₂を順次読み出し船速補正回路６１へ供
給する読出器とで構成される。読出し範囲指示部６６
は、対地船速または対水船速に起因するドップラー周波
数偏移ｆ₁またはｆ₂のいずれの周波数偏移を読出すかを
選択する。

【００６９】又、この自己船速補正値算出部６５は、フ
レームメモリ６４からも読出し範囲指示部６６で指定し
た同じ領域を読み出すことにより、フレームメモリ６２
から読み出したドップラー周波数偏移ｆ₁またはｆ₂と同
じ音源よりのエコーに対する振幅データａを得ており
(以下周波数データに付随する振幅と表現する)、この振
幅データａは、船速補正値を求めるに際して重み付け
(又はしきい値等)を与えるために用いられる。

【００７０】６７は、外部装置(例えばＧＰＳやジャイ
ロにより構成される)より得た対地船速または対水船速
(例えば潮流計等による)を用いて船速補正回路６１に対
する補正値Δｆvを求める外部船速補正値演算部であ
り、これらの対地船速および対水船速から、補正しよう
とするキャリア周波数ｆを得た音源方向での対地もしく
は対水の船速成分を演算により求め、この船速成分に相
当するドップラー周波数偏移Δｆv（ｆ₁またはｆ₂）を
得ている。自己船速補正値算出部６５で得られる対地船
速(自己対地船速と呼ぶ)、対水船速(自己対水船速と呼
ぶ)および、外部船速補正値演算部６７で得られる対地
船速(外部対地船速と呼ぶ)、対水船速(外部対水船速と
呼ぶ)に起因する周波数ｆ₁,ｆ₂は、切換スイッチ６８に
より選択され船速補正回路６１へ送出される。尚、切換
スイッチ６８を空きの端子ｘに切り換えた時は、船速補
正回路６１では何も補正が行われず、入力データがその
まま出力され、フレームメモリ６２には生データが格納
される。

【００７１】外部船速補正値演算部６７は、例えばＧＰ
Ｓ(Global Positioning System) 受信機及びジャイロに
接続された場合には、対地船速に起因するドップラー周
波数偏移ｆ₁を送出し、超音波信号を送受波して潮流速
度を測定する潮流計に接続された場合には、対水船速に
起因するドップラー周波数偏移ｆ₂を送出する。この外
部船速補正値演算部６７は、対地船速または対水船速に
起因するドップラー周波数偏移ｆ₁またはｆ₂を算出する
演算部と、これらのドップラー周波数偏移ｆ₁またはｆ₂
を記憶する例えば３６０個の記憶素子で構成される記憶
器と、記憶さしたドップラー周波数偏移ｆ₁またはｆ₂を
順次読み出し船速補正回路６１へ供給する読出器とで構
成される。

【００７２】船速補正回路６１より得られるドップラー
周波数偏移ｆmに対して分散を検出することにより、タ
ーゲットの速度の乱れを知ることができ、分散検出回路
６９はそのために設けたものであり、この分散検出回路
６９で検出された分散値は、フレームメモリ６２と同じ
構成のフレームメモリ７０に格納される。

【００７３】船速補正回路６１は、減算回路５１より出
力されるドップラー周波数偏移をリアルタイムで補正す
るが、フレームメモリ６２に一旦格納した１フレーム分
の生データに対して補正するのが船速補正回路７１であ
る。７２は、自己対地速度または自己対水速度で補正す
るかを切り換えるための切換スイッチである。７３は、
船速補正回路６１よりリアルタイムで出力されるドップ
ラー周波数偏移ｆmまたは船速補正回路７１より１フレ
ーム遅れで出力される周波数データｆを選択する切換ス
イッチである。又、切換スイッチ７４は、分散検出回路
６９よりリアルタイムで出力される分散値またはフレー
ムメモリ７０に一旦格納された分散データを選択する。
同様に、切換スイッチ７５は、振幅平均回路６３よりリ
アルタイムで出力される振幅値ａまたはフレームメモリ
６４に一旦格納された振幅データａを選択する。これら
の切換スイッチ７３ないし７５は連動して切り替わる。
以上が船速補正に係わる回路部であり、次に表示回路部
について述べる。

【００７４】７６は、切換スイッチ７３で選択された各
周波数データをその周波数の大小に応じて色別表示する
ための周波数／色変換回路であり、その色変換の際に
は、切換スイッチ７５より得られる、各周波数データｆ
に付随する振幅データａがしきい値として参照される。
７７は、切換スイッチ７４で選択された各分散データσ
fをその分散の程度に応じて色別表示するための分散／
色変換回路であり、その色変換の際には、各分散データ
に付随する振幅データａがしきい値として参照される。
７８は、周波数および分散の双方のデータを参照して対
応する１つの色に変換する周波数・分散／色変換回路で
ある。７９は、振幅データａに基づき色別表示する振幅
／色変換回路である。８０は、周波数データｆが、設定
した周波数帯域内にある場合には、振幅データａに対応
する色信号を発生し、帯域外にある場合には下地色を発
生するフィルタ・振幅／色変換回路である。

【００７５】周波数／色変換回路７６は、信号レベル範
囲設定器から供給される信号に基づいて設定された信号
レベル範囲内にあるエコー信号のドップラー周波数偏移
信号を取り出し、取り出した信号をその信号の周波数に
対応する色信号に変換する。周波数／色変換回路７６
は、周波数と種々の色との所定の関係が予め記憶されて
いるＲＯＭを含み、切換スイッチ７３を介して供給され
る周波数信号に対応する色信号を送出する。

【００７６】分散／色変換回路７７は、信号レベル範囲
設定器から供給される信号に基づいて設定された信号レ
ベル範囲内にあるエコー信号の分散データを取り出し、
取り出した信号をその分散データに対応する色信号に変
換する。分散／色変換回路７７は、分散データと種々の
色との所定の関係が予め記憶されているＲＯＭを含み、
切換スイッチ７４を介して供給される分散データ信号に
対応する色信号を送出する。

【００７７】周波数・分散／色変換回路７８は、振幅デ
ータａ，ドップラー周波数偏移信号ｆ，分散データ及び
信号レベル範囲設定器から供給される信号に基づいて設
定された信号レベル範囲内にあるエコー信号の周波数及
び分散に対応する色信号を発生する。周波数・分散／色
変換回路７８は、周波数及び分散と種々の色との所定の
関係が予め記憶されているＲＯＭを含む。

【００７８】フィルタ・振幅／色変換回路８０は、ドッ
プラー周波数偏移信号が周波数帯域設定器から供給され
る信号に基づいて設定された周波数帯域内にあるエコー
信号の振幅信号を取り出し、取り出した信号をその信号
の振幅に対応する色信号に変換する。フィルタ・振幅／
色変換回路８０は、切換スイッチ７３から供給されたド
ップラー周波数偏移信号が設定された周波数帯域内にあ
る時その振幅信号を通過させるフィルタと、信号レベル
と種々の色との所定の関係が予め記憶されているＲＯＭ
を含み、切換スイッチ７５を介して供給される振幅信号
に対応する色信号を送出する。振幅／色変換回路７９
は、信号レベルと種々の色との所定の関係が予め記憶さ
れているＲＯＭで構成される。

【００７９】以上の変換回路７６，７７，７８における
色変換の際には、変換される入力データの振幅ａが参照
され、信号レベル範囲設定器により設定された所望振幅
範囲を有する入力データを変換対象としている。８１
は、フレームメモリ６２よりの周波数データに基づき周
波数分布を示すヒストグラムを作成する周波数ヒストグ
ラム演算回路であり、８２は、対象とする探査範囲を指
定入力するための指示部である。８３は、速度ベクトル
演算回路であり、指示部８４で指定した領域に対して、
フレームメモリ６４よりの周波数データに基づき速度ベ
クトルを演算する。８５は、選択回路であり、以上の各
回路から供給される各信号を選択して表示部８６へ送出
する。

【００８０】以下、船速補正について述べるが最初に１
フレーム分のデータを取り込んだ後に一括して補正(以
下一括補正という)する場合について述べる。この場
合、切換スイッチ６８を空き端子ｘに切り換えて、ドッ
プラー周波数ｆｓを補正せずにフレームメモリ６２に記
憶させる。又、切換スイッチ７３ないし７５は図示した
端子側に切り換えておく。

【００８１】さて、水中探知ソナーにおいては、図３の
送波器１０１より海底に向けて図１９に示したように円
錐状に広がる超音波ビームを送波し、これによるエコー
を超音波受波器１を旋回走査させながら検出しているた
め、この超音波受波器１は、前記円錐体に沿い螺旋状に
探査ポイントを走査していることになる。かかる走査で
次々と検出されるデータは、この場合、船速補正回路６
１で補正されずにフレームメモリ６２に書き込まれる。
フレームメモリ６２(他のフレームメモリも同じ構成)
は、図２０に示すように、横方向に方位、縦方向に距離
(深度)を持つ２次元構成になっており、次々と検出され
た前記データは、左上から右下に向けて１行づつ順に書
き込まれる。

【００８２】従って、図２０における領域Ｘに書き込ま
れたデータは、１送波によるエコーの内で初期に検出さ
れたデータ(深度の浅い水中よりのエコー)であるため、
これは対水船速に起因するドップラー周波数偏移ｆ₂で
あり、一方、領域Ｙに書き込まれたデータは、１送波に
よるエコーの内で後期に検出されたデータ(深度の深い
海底よりのエコー)であるため、これは対地船速に起因
するキャリア周波数ｆ₁である。これらの領域Ｘ,Ｙは指
示部６６により設定入力されるが、領域Ｙは、海底の深
度および超音波送波ビームのチルト角(図１９に示すφ)
に応じて自動的に求めることもできる。

【００８３】尚、上述した各キャリア周波数検出回路５
０においてはチルト角を一定としたが、チルト角を変化
させるには、図３に示した一対の超音波振動子ｐ,ｑを
機械的に旋回させるものであれば、その超音波振動子の
向きを変えることにより、又、図６に示した円状に複数
個の超音波振動子を配し、電気的な切り換えにより旋回
走査させる方式のものにあっては、このような超音波受
波器１’を複数個上下方向に並べて円筒状とし、各方位
毎に上下方向の各超音波振動子間で位相合成することに
より所望のチルト角を得ることができる。尚、当然のこ
とながら超音波受波ビームを水平方向に放射したときは
海底よりのエコーは得られないために、対地船速に起因
するドップラー周波数偏移ｆ₁を得ることはできず、そ
の場合は後で述べるように外部より得た対地速度を用い
る。

【００８４】尚、図２０において、距離方向で０ないし
ｆの領域には、送波器１０１より送信した周波数ｆ₀の
キャリア信号が、送受を切り替えるためのトラップ回路
(不図示)の信号もれにより超音波受波器１で検出された
ものが格納されているので、この領域より読み出した周
波数ｆ₀を、前述した減算回路５１に補正信号として供
給している。この構成により、送信用水晶発振周波数の
ドリフトによる変化や、受信系の位相誤差およびサンプ
リング周波数の変動等があっても、これらの影響がキャ
ンセルされ、正確なドップラー周波数偏移ｆmを得るこ
とができる。

【００８５】図２１にこの場合の表示例を示しており、
自船を中心Ｏとして探査結果が極座標形式に表示され
る。半径ｒ₁〜ｒ₂内の領域および半径ｒ₃〜ｒ₄の領域は
図２０における領域ＸおよびＹに書き込まれたデータで
あり、指示部６６より半径ｒを指示入力することによ
り、図２０のフレームメモリ６２より対水船速もしくは
対地船速に起因する個々のドップラー周波数偏移のデー
タを得ることができる。

【００８６】前記の領域Ｘ，Ｙから読み出されたデータ
に対して、(31)式および(32)式に従って、各方位(Ｄ(j,
k)：j＝０〜ｍ)毎に、距離軸方向(Ｄ(j,k)：ｋ＝ｐ〜ｑ
(対地船速の場合)、ｋ＝ｇ〜ｈ(対水船速の場合))の平
均を求めることにより、自己対地船速および対水船速に
起因する、各方位毎のドップラー周波数偏移ｆ₁(j)、ｆ
₂(j)が求まる。

【００８７】

【数３１】

【００８８】

【数３２】

【００８９】切換スイッチ７２を図示したように自己対
地船速側に切り換えていた場合、補正用の対地船速に係
わるドップラー周波数偏移ｆ₁が船速補正回路７１に供
給されることにより、その後、フレームメモリ６２から
読み出されるすべての生データＤ(j,k)(ｊ＝０〜ｍ、ｋ
＝０〜ｎ)に対して、対応する方位の対地船速に起因す
るドップラー周波数偏移ｆ₁(j)を減じることにより、タ
ーゲットの対地速度を示すドップラー周波数偏移ｆeが
得られる。

【数３３】ｆe(j,k)＝Ｄ(j,k)−ｆ1(j)

【００９０】一方、切換スイッチ７２を自己対水船速側
に切り換えていた場合は、生データＤ(j,k)(ｊ＝０〜
ｍ、ｋ＝０〜ｎ)に対して、対応する方位の対水船速に
起因するドップラー周波数偏移ｆ₂(j)を減じることによ
り、ターゲットの対水速度を示すドップラー周波数偏移
ｆwが得られる。

【数３４】ｆw(j,k)＝Ｄ(j,k)−ｆ2(j)

【００９１】以上説明した一括補正は、１フレーム分の
データＤ(j,k)を検出した後、このデータから補正用の
データｆ₁(j)およびｆ₂(j)を求め、この補正データでも
って前記１フレーム分の全データＤ(j,k)を補正するも
のであるため１送波分の遅れが生じる。次に検出したデ
ータを逐一補正する補正(以下逐一補正という)について
説明する。

【００９２】その場合には切換スイッチ６８を自己対地
船速または自己対水船速に切り換えると共に切換スイッ
チ７３を破線で示した側に切り換え(他の切換スイッチ
７４，７５も切り替わる)、減算回路５１より時系列的
に供給されるドップラー周波数偏移ｆｓを船速補正回路
６１にてリアルタイムで補正し、その補正したデータは
フレームメモリ６２に格納されると共に切換スイッチ７
３を介して周波数／色変換回路７６等へ直接に供給され
る。

【００９３】切換スイッチ６８を自己対水船速側に切り
換えていた場合、フレームメモリ６２では、上述したよ
うに、図２０において左上のアドレスから順に補正値ｆ
₂［ｎ−１］で補正されたキャリア周波数ｆのデータが
格納され、領域Ｘに、対水船速に起因するデータが格納
された時点でこのデータに基づき、(32)式により、ｆ
₂(ｊ)を求め、前回補正値ｆ₂［ｎ−１］(ｊ)を加えたｆ
₂［ｎ］＝ｆ₂(ｊ)＋ｆ₂［ｎ−１］(ｊ)＝を補正データ
として船速補正回路６１に供給される。従って、この補
正データで補正されるドップラー周波数ｆｓは、図２０
のアドレスで言えば領域Ｘ以降のデータであり、領域Ｘ
の以前のデータは、前回(１送波前)に求められた補正デ
ータでもって補正される。

【００９４】一方、切換スイッチ６８を自己対地船速に
切り換えていた場合は、図２０の領域Ｙにデータが格納
された時点で同様に自己船速補正値算出部６５にて補正
データとして対地船速に係わるドップラー周波数偏移ｆ
₁が求められるので、この補正データで補正されるドッ
プラー周波数偏移ｆｓは、図２０のアドレスで言えば、
領域Ｙ以降のデータとなり、領域Ｙ以前のデータは前回
求められた補正データでもって補正される。つまり、こ
の逐一補正では補正した検出データはリアルタイムで得
られるものの補正に用いる補正データは現時点のもので
はない。しかしながら、補正ループが組まれ、常に補正
データが更新され続けているのでほぼ正確なリアルタイ
ム補正を期待できる。

【００９５】以上の一括補正および逐一補正は、自身の
検出データより得た補正データでもって検出データを補
正を行う場合であったが、測定状況により対地速度また
は対水速度が得られなくなった場合に外部装置より得た
船速情報でもって補正する外部補正を次に述べる。

【００９６】切換スイッチ６８を外部対地船速側に切り
換えた場合、例えばＧＰＳ及びジャイロにより構成され
る外部装置から供給される対地速度Ｖ₁(方位θとする)
と船首方位αが外部船速補正値演算部６７に入力される
ことにより、ここでこの対地速度Ｖ₁より、(35)式を用
いて各方位毎の対地速度成分Ｖ₁(ｊ)が求められる。

【００９７】

【数３５】Ｖ₁(ｊ)＝Ｖ₁・cos(α＋２πｊ/ｍ−θ)
(ｊ：０,１,２,…ｍ)この方位毎の対地速度Ｖ₁(ｊ)に相
当するドップラー周波数ｆ₁(j)が演算により求められ、
これを補正データとして船速補正回路６１にて、前記の
(33)式に従ってターゲットの対地速度に対するドップラ
ー周波数偏移ｆe(j,k)が求められ、切換スイッチ７３へ
供給される。尚、ティルト角がβのときは対地速度成分
Ｖ₁(ｊ)は、

【数３６】Ｖ₁(ｊ)＝Ｖ₁・cos(α＋２πｊ/ｍ−θ)×co
sβとなる。

【００９８】又、切換スイッチ６８を外部対水船速側に
切り換えた場合、例えば潮流計で構成される外部装置よ
りの対水速度Ｖ₂が外部船速補正値演算部６７に入力さ
れることにより、この対水速度Ｖ₂より同様にして各方
位毎の対水速度成分Ｖ₂(ｊ)に分解され、これより対応
するドップラー周波数偏移ｆ₂(j)が演算により求めら
れ、そして(34)式に従って、ターゲットの対水速度によ
るキャリア周波数ｆw(j,k)が求められる。この補正法で
は外部装置よりの船速情報より現時点の補正データが得
られるのでリアルタイムの補正(以下リアルタイム補正
という)が可能となる。

【００９９】ドップラー周波数偏移ｆ₁，ｆ₂を求める他
の方法を次に述べる。（31)式および(32)式で求められ
た、各方位毎の対地船速および対水船速に係わる周波数
ｆ₁、ｆ₂は、(35)式に示されるような一つのcos曲線に
合致して変化するはずであるが実際にはノイズ等の影響
を受けたりしてcos曲線に合致せず、正確なデータが得
られない場合も生じる。(31)式,(32)式で求めたｆ₁，ｆ
₂から更にcos曲線をｆ₁，ｆ₂として用いることもでき
る。

【０１００】(31)式で求めたドップラー周波数偏移ｆ₁
からcos曲線を推定するには、

【数３７】Ｖ(ｊ)＝Ｖ・cos(２πｊ/ｍ−θ) (ｊ：０,
１,２,…ｍ) とおき、(37)式の自乗差Ｑが最小となるＶ、θを求め
る。

【０１０１】

【数３８】

【０１０２】これを(36)式に代入することにより一つの
cos曲線を推定でき、これをｆ₁(ｊ)として船速補正計算
に用い、ｆ₂(ｊ)についても同様である。

【０１０３】以上説明した対地(または対水)の各補正モ
ード(一括補正、逐一補正)で補正されたドップラー周波
数偏移ｆe,ｆw(以下周波数データｆという)は、切換ス
イッチ７３を介して周波数／色変換回路７６に入力され
る。この周波数データｆの値から、ターゲットの対地
(または対水)速度の自船方向成分(以下単に速度と呼ぶ)
とその方向(自船の中心位置に向かっているのか遠ざか
っているのか)を知ることができる。そこでこの周波数
／色変換回路７６では、速度の大きさと方向とを表示部
８６で同時に表示すべく、次表のごとく８色に色別変換
している。

【０１０４】尚、前記周波数データｆの色変換の際に
は、該周波数データｆに付随する振幅データａが切換ス
イッチ７５を介して供給されることにより、振幅データ
ａが設定振幅範囲周波数データｆのみを色変換の対象と
している。以下に記す各変換回路７７，７８に対しても
同様な処理がなされる。

【０１０５】

【表１】 速度レベル ： 大 ０ 大 移動方向 ： (中心方向) 静止 (遠心方向) ８ビットデータ： ０ ……… 128 ……… 255 表示色 ： 茶 赤 橙 黄 緑 青 紫 藍

【０１０６】上表では、ターゲットが静止していれば黄
ないし緑色表示され、ターゲットが近付づいている場
合、その速度の大小に応じて茶、赤、橙の暖色系で表示
され、ターゲットが遠ざかっておればその速度の大小に
応じて藍、紫、青の寒色系で表示される。移動ターゲッ
トと静止物体とを明確に区別させるために静止ターゲッ
トを例えばグレイ系の色で表示してもよい。

【０１０７】表示色を１６色にする場合には上記の各色
の間に中間色を採用すればよい。その場合、キャリア周
波数ｆのデータは一般に８ビット(２５６種)であるた
め、これを１６色表示する場合には４ビット(１６種)の
データに割り付ける必要がある。その際、図２２の直線
Ｌ₁で示したように通常はリニアで変換するが、放物線
Ｌ₂もしくは指数曲線Ｌ₃に従って変換することにより、
所望のレベルを強調したり弱めたりすることもでき。い
ずれの場合においても色データを書き込んだＲＯＭから
８ビットデータに対する色データを読み出している。

【０１０８】次に分散について述べる。ソナーや魚群探
知機においては魚群エコーの周波数分析を行い、魚群の
移動速度情報を得ることは漁労において有用なことは既
に述べた。この魚群の移動速度は、群としての平均速度
を意味しているが、群の中の各々の魚の速度のばらつき
具合(偏差)も又、魚群の認知並びに魚種、魚体長の判別
を行う上で重要な情報となる。又、群状のターゲットを
完全静止物(例えば海底)から分離識別する際にも速度の
偏差がわかれば識別容易となる。上記のキャリア周波数
ｆの分布から分散データを検出するようにした分散検出
回路６９の構成を以下に述べる。

【０１０９】図２３において、図１８の船速補正回路６
１よりのドップラー周波数偏移ｆｍは角周波数演算回路
１５１で角周波数ωに変換され、次に平均化回路１５２
により平均された角周波数(ωと記す)が求められ、加算
器１５３の加算端子に入力される。又、角周波数ωは遅
延回路１５４にて、平均化回路１５２での遅れに等しい
時間だけ遅延され、加算器５３の減算端子に入力され、
この加算器１５３より得られた｜ω−ω｜(又は｜ω−
ω｜²)は平滑化回路１５５で平滑化されることにより、
分散σfが得られる。尚、平均化回路１５２において振
幅ａで平均処理に重み付けを行うことも可能である。

【０１１０】図２４は分散検出回路６９の別の回路構成
を示している。ドップラー周波数偏移ｆｍを角周波数演
算回路１６１にて角周波数ωが求められ、平均化回路１
６２にて平均され(ωと表す)、更に２乗回路１６３にて
(ω)²が求められる。一方、前記キャリア周波数ｆは、
２乗回路１６４にてω2が求められ、そして平均化回路
１６５にてω ²に平均化され、加算器１６６にてω ²−
(ω)²の減算により分散σfが得られる。

【０１１１】船速補正回路６１より出力されるドップラ
ー周波数偏移ｆm(一括補正時は生データ、逐一補正およ
びリアルタイム補正時は補正済みのデータ)は、上記の
分散検出回路６９にてそれの分散が検出され、切換スイ
ッチ７４に供給されるとともに、フレームメモリ７０に
書き込まれる。この分散検出回路６９またはフレームメ
モリ７０よりの分散データは、切換スイッチ７４を介し
て分散／色変換回路７７に供給されることにより、ここ
で、分散の程度に応じて上述と同じような変換ＲＯＭか
ら色データが読み出され、表示部８６にて分散画が表示
される。

【０１１２】周波数・分散／色変換回路７８では、周波
数データｆと分散データσfとに基づき対応する一つの
色に変換されることにより、表示部８６における一つの
表示像から周波数と分散との同時に知ることができる。
その変換法の一例を次表に示す。ここでは、分散が小さ
い時、速度レベルが、大(中心向)、小、大(遠心向)に対
応して表示色は赤、…灰、…青と変化し、分散が大きく
なるに従って前記の表示色に緑色を混ぜている。

【０１１３】

【表２】 速度レベル ： 大 ０ 大 移動方向 ： (中心方向) 静止 (遠心方向) 表 (分散小)： 赤 …… 灰 …… 青 示 ： ： ： ： ： 色 (分散大)： 黄 …… 緑 …… シアン

【０１１４】フィルタ・振幅／色変換回路８０では、フ
ィルタ機能により、所望の帯域のみ色変換が可能であ
り、所望の帯域としては、例えばドップラー周波数偏移
ｆmを参照して、この周波数の帯域(つまり当該水中探知
装置のシステム帯域)内にある振幅データａのみを色変
換することにより、他の周波数帯域の信号からの干渉を
排除したり、あるいは、所定の周波数(速度)を上回る信
号のみを色変換することにより、海底等の静止ターゲッ
トを除去することができる。

【０１１５】次にヒストグラム表示について述べる。図
２５は表示部８６における、上記の周波数／色変換回路
７６による速度画の表示例を示している。今、ターゲッ
トＴ₁ないしＴ₃が捕えられているが、ターゲットＴ₁に
ついて周波数(速度)分布を知りたいときは、そのターゲ
ットＴ₁の表示エリア(方位範囲θ₁〜θ₂、距離範囲ｒ₁
〜ｒ₂)を指示部８２より入力する。これにより、ｆヒス
トグラム演算回路８１により、図２６に示したフレーム
メモリ６２から前記領域に対応する領域Ｓから周波数デ
ータｆが読み出され、その読み出した周波数データｆか
ら周波数分布が求められ、図２５の表示窓Ｗに示したよ
うに、周波数分布を示すヒストグラムが表示される。

【０１１６】以上説明した各種表示は船速補正したドッ
プラー周波数偏移ｆmを周波数／色変換回路７６その他
の回路７７,７８,８１,８３の入力データとしたが、船
速補正しないドップラー周波数偏移ｆmを入力データと
することもでき、その場合には切換スイッチ６８を空き
端子ｘに切り換え、船速補正回路６１より出力される生
データもしくはフレームメモリ６２に格納された生デー
タを入力データとすればよい。

【０１１７】振幅／色変換回路７９では、振幅ａのレベ
ルに応じて色変換されることにより、通常のレベル画が
得られる。

【０１１８】上述した表示例では選択回路８５により各
変換回路７７ないし８０およびｆヒストグラム演算回路
８１、速度ベクトル演算回路８３よりいずれか一つの出
力を選択して表示部８６一つの画像を表示していたが
(単記画)、例えば図２７に示したように、表示部８６の
上半分に、振幅／色変換回路７９よりのレベル画８６ａ
を表示し、そして下半分には周波数／色変換回路７６よ
りの速度画８６ｂを同時に表示すれば(併記画)、両画像
を比較対比することにより、ターゲットの識別能力を更
に高めることができる。

【０１１９】次に分解能を上げる手法について述べる。
ターゲットよりのエコーに対する検出分解能は、超音波
受波ビームの旋回速度に依存するが、この走査速度は、
以降の電気回路の処理速度等により高速化には限界があ
る。図２８に示したは、矢印Ｙは、例えば図６の超音波
受波器１’で形成された超音波受波ビームの方位を示し
ており、この超音波受波ビームＹが一周を８０ｍsecで
旋回している場合、この時点で到来エコーのタイミング
ｔ₁点のエコーが検出されたとすると、この超音波受波
ビームＹで次に検出されるのは、図２９に示すように８
０ｍsec後のタイミングｔ₃点のエコーとなり、このよう
に８０ｍsecおきにしかエコーを検出できず、そのため
エコー情報の検出漏れがある。

【０１２０】そこで、切換回路７ｐ、７ｑによる超音波
振動子ｓの切り換えを制御して、図２９に示したよう
に、全周走査を行わずに半周走査を行うようにして探査
エリアを狭めれば、同じ走査速度であっても、エコーの
検出サイクルは４０ｍsecとなり、サンプリングレート
が２倍になることにより、タイミングｔ₂のエコーをも
検出できるようになるので分解能が２倍となる。又、探
査エリアを４５°の範囲にすればエコーの検出サイクル
は１０ｍsecとなり８倍に分解能を高めることができ
る。このようにして分解能を上げれば、詳しいエコー情
報が得られるので、検出した探査結果を拡大して表示す
ることが可能となり、ターゲットの識別能力を更に高め
ることができる。

【０１２１】ところで本装置は、例えば図３において
は、位相差検出回路１２において、互いに方位差θ(時
間差でτ)ずれた二つの超音波受波ビームよりの両検出
信号から位相差Δψ(０≦Δψ≦２π)を求めている。こ
の位相差Δψは、Δψ＝ω・τの関係式より、図３０の
直線Ｌ₁で示されるように、キャリア角周波数ωに比例
するが、位相差検出回路１２より出力される位相差Δψ
は、０≦Δψ≦２πの値しか取り得ないので、キャリア
角周波数ωが増大して位相差Δψが２πまで達すると、
位相差Δψに折り返しが生じ、その後は直線Ｌ₂のごと
く変化し、以下同様にＬ₃、Ｌ₄のごとく周期的に変化す
る。従って、検出された位相差Δψが例えばπであって
も、このときのキャリア角周波数は、ω₁、ω₂、ω₃、
ω₄…のいずれであるか特定できない。それならば、τ
を小さくして直線Ｌnで示されるようにシステム帯域内
で折り返しが生じないようにすれば、ただ一つのキャリ
ア角周波数ω₅を決定できる、τを小さくすると、後で
述べるように、求まるキャリア角周波数ω₅に含まれる
誤差が大きく影響し、精度のよい検出結果を得ることは
できない。

【０１２２】本発明では以下に述べる方法によって以上
の問題点を解決している。二つの超音波ビーム間で時間
差τ₁ずれている時に位相差Δψに折り返しが生じた場
合に求まる複数個のキャリア角周波数ωxは次式で与え
られる。

【０１２３】

【数３９】ωx＝Δψ₁／τ₁アｎ(ωτ₁) ((ωτ₁)＝
２π/τ₁) ここでΔψ₁＝Δψ₁₀＋Δφ₁ (Δψ₁₀、Δφ₁はΔψ
₁の真値および誤差)とおくと、

【０１２４】

【数４０】ωx＝Δψ₁₀/τ＋Δφ₁/τ₁アｎ(ωτ₁)

【０１２５】この場合、図３１で示したようにシステム
帯域幅で４個のキャリア角周波数ω₁、ω₂、ω₃、ω₄が
求まったとする。各々の角周波数ωxに幅があるのは、
(40)式右辺の第２項(Δφ₁/τ₁)の誤差のためである。

【０１２６】次に折り返しが生じないように、二つの超
音波ビーム間で時間差をτ₂(＜τ₁)とした場合に求まる
キャリア角周波数ω₅は次式で与えられる。

【０１２７】

【数４１】ω₅＝Δψ₂／τ₂ ここでΔψ₂＝Δψ₂₀＋Δφ₂ (Δψ₂₀、Δφ₂はΔψ
の真値および誤差)とおくと、

【０１２８】

【数４２】ω₅＝Δψ₂₀/τ＋Δφ₂/τ₂

【０１２９】この場合は図３２で示したように、システ
ム帯域幅でただ１つのキャリア角周波数ω5が求まる。
この場合においても(42)式右辺の第２項の誤差が含まれ
るがこの誤差(Δφ₂/τ₂)は、τ₂値がτ₁値と比べて小
さいために前記の誤差(Δφ₁/τ₁)よりも大きくなって
いるため、一つのキャリア角周波数ω5を特定できても
正確な値は得られない。

【０１３０】しかしながら、図３１と図３２とを対比す
ればわかるように、４個のキャリア角周波数ω₁ないし
ω₅の内でキャリア角周波数ω₅に包含されるω₃が真値
であり、具体的には、例えば両者でキャリア角周波数毎
にアンド積をとることにより、キャリア角周波数ω₃を
確定できる。

【０１３１】図３３に示すように、旋回する二つの超音
波受波ビームＰ、Ｑで二つの時間差τ₁、τ₂(＜τ₁)を
得るには、両ビームの方位差θによる時間差をτ₂と
し、残りの角度(２π−θ)による時間差をτ₁とすれば
よい。又、長い方の時間差として、Ｔfs(旋回周期)ある
いは(Ｔfs＋τ₂)としてもよい。

【０１３２】これを実現する回路を図３４に示してい
る。この図３４は、図４または図７のマッチドフィルタ
方式のキャリア周波数検出回路に適用した回路例である
が他のキャリア周波数検出回路に対しても適用可能であ
る。図３４においては新たに位相差検出回路１２’とこ
の位相差検出回路１２’に対するτ₁もしくはＴfsの遅
延回路１０’を備え、又、遅延回路１０’における遅延
量をτ₁にするかＴfsにするかによって位相差検出回路
１２’への入力を切り換えるための切換スイッチ３００
を備える。短い時間差τ2による位相差検出回路１２か
ら出力される位相差Δψからは、上述したように、シス
テム帯域幅内において精度は良くないがただ一つのキャ
リア角周波数ω’が求まり、一方、長い時間差τ₁もし
くはＴfsによる位相差検出回路１２’から出力される位
相差Δψ’からは複数個のキャリア角周波数ωxが求ま
る。折り返し補正・周波数算出回路３０１では、上述し
た手法でもって位相差ΔψとΔψ’との組み合わせから
一つのキャリア角周波数ω、つまりキャリア周波数ｆを
求めている。尚、Ｕ₁，Ｕ₂は、位相差検出回路１２，１
２’より出力される複数個の位相差Δψ，Δψ’をそれ
ぞれ平均する平滑回路であり、この平均化処理により、
検出精度を高めることができる。

【０１３３】なお、上述の実施例においては、減算回路
を用いてキャリア周波数をドップラー周波数偏移信号に
変換した後、船速補正や分散検出などの種々の処理を行
ったが、ドップラー周波数偏移信号に変換することなく
キャリア周波数についてこれらの種々の処理を行うこと
も可能である。なお、上述の実施例においては、ドップ
ラー周波数偏移信号やキャリア周波数を用いたが、ドッ
プラー角周波数偏移信号やキャリア角周波数を用いるこ
とも明らかに可能である。

【０１３４】次に速度ベクトル演算回路８３について述
べる。図３５において、観測点Ｏを原点にとった直交座
標系ｘ-ｙ-ｚを考える。ｘ方向に対して水平角度αおよ
びチルト角βの方位に、Ｏ点からｒの距離にある点Ｐ
(ｘ,ｙ,ｚ)およびその近傍に、観測点Ｏと相対速度Ｖ ₀
で動くターゲットが分布しているとする。アンダーライ
ンはベクトルを示す。速度Ｖ ₀ は、ｘ軸に対して水平角
度Ａ₀及びチルト角度Ｂ₀の方位を持つ。座標Ｐ(ｘ,ｙ,
ｚ)および速度Ｖ₀(Ｘ₀,Ｙ₀,Ｚ₀)の各々の成分を極座標
のパラメータ［ｒ,α,β及びＶ₀,Ａ₀,Ｂ₀］を用いて表
すと、

【数４３】ｘ＝ｒ・cosβcosα ｙ＝ｒ・cosβsinα ｚ＝ｒ・sinβ

【数４４】Ｘ₀＝Ｖ₀・cosＢ₀cosＡ₀ Ｙ₀＝Ｖ₀・cosＢ₀sinＡ₀ Ｚ₀＝Ｖ₀・sinＢ₀となる。

【０１３５】観測点Ｏから超音波パルスを送信し、ＯＰ
方向の指向性受波ビームでＰ点のターゲットからのエコ
ーを受信し、距離ｒとドップラー周波数偏移を検出す
る。そのドップラー周波数偏移から求められる速度ｖ
(ＯＰ,Ｖ ₀ )は、Ｖ ₀ のＯＰ方向への斜影である。

【数４５】ｖ(ＯＰ,Ｖ ₀ )＝Ｖ ₀ ・(ＯＰ/ｒ)＝(ｘＸ₀＋ｙ
Ｙ₀＋ｚＺ₀)／ｒ アンダーラインはベクトルであることを示す記号とし、
ＯＰ/ｒは単位ベクトルを示す。

【０１３６】(45)式に(43)式および(44)式を代入する
と、

【数４６】ｖ(ＯＰ,Ｖ ₀ )＝ Ｖ₀(cosＢ₀cosＡ₀cosβcosα＋cosＢ₀sinＡ₀cosβsinα
＋sinＢ₀sinβ) ｖは受波ビームの方向α,βと、ターゲットの相対速度
Ｖ₀およびその方向Ａ₀,Ｂ₀の関数となっているので(46)
式を次式のごとく書き改める。

【数４７】ｖ(α,β,Ｖ₀,Ａ₀,Ｂ₀)＝ Ｖ₀(cosＢ₀cosＡ₀cosβcosα＋cosＢ₀sinＡ₀cosβsinα
＋sinＢ₀sinβ) (47)式中のビーム方向α,βは既知量であり、ターゲッ
ト速度のパラメータＶ₀,Ａ₀,Ｂ₀が未知量である。

【０１３７】同じ速度Ｖ ₀ で動くターゲットがＯＰ方向
以外にも分布している場合は、ＯＰ方向以外の別の方向
の複数の受波ビームにより、同様にしてターゲットの速
度ｖを求めてやると、パラメータ［Ｖ₀、α、β］の異
なる(47)式が複数得られ、それらを連立方程式として解
くことにより、Ｖ₀,Ａ₀,Ｂ₀を求めることができる。こ
れが３ビームや４ビームを用いた潮流計の基本原理であ
るが、本発明では、α、βの異なるｖ(α,β,Ｖ₀,Ａ₀,
Ｂ₀)を多数求め、これが(47)式のモデル式に基づくデー
タであると見なし、そのデータよりモデルパラメータを
最小２乗法により推定することにより、ターゲット速度
Ｖ ₀ 、即ち、Ｖ₀，Ａ₀，Ｂ₀を求める手法を採用する。

【０１３８】図３６に示すように、水平方向に２π/Ｎ
に刻み、又、チルト角方向に２π/Ｍに刻み、距離方向
にはΔｒ刻みで全周のターゲットに関する速度情報ｖと
エコー強度情報ａが得られたものとする。速度データ、
強度データをそれぞれｖ(ｉ,ｊ,ｋ)、ａm(ｉ,ｊ,ｋ)と
書く。ｉはα＝(２π/Ｎ)ｉ、ｊはβ＝(２π/Ｍ)ｊ、ｋ
はｒ＝Δｒ・ｋの点のデータであることを意味し、観測
点Ｏから全空間を観測できるとすれば、ｉ,ｊ,ｋは次の
範囲の整数である。 ｉ＝０〜(Ｎ−１)、ｊ＝−Ｍ/４〜Ｍ/４、ｋ＝１,２,３
… データ点ｉ,ｊ,ｋにおいて同一速度のターゲットが在る
か否かの確度をｗ(ｉ,ｊ,ｋ)と表す。このｗの決め方は
後述する。

【０１３９】例えば、図３６のマス目表示してあるエリ
ア(ｉ＝ｉ₁〜ｉ₂、ｊ＝ｊ₁〜ｊ₂、ｋ＝ｋ₁〜ｋ₂)のター
ゲットが同一速度を有していると考えられる場合は、そ
のエリア内でｗ(ｉ,ｊ,ｋ)＝１で他は０である。測定デ
ータｖ(ｉ,ｊ,ｋ)に(47)式をフィッティングモデルさせ
るために、(47)式のα、βもそれぞれ２π/Ｎ、２π/
Ｍ、２π/Ｍ刻みで離散化させることにより、

【数４８】ｙ(ｉ,ｊ)＝Ｖ₀(cosＢ₀・cosＡ₀・cos(2π/
Ｎ)i・cos(2π/Ｍ)j＋ cosＢ₀・sinＡ₀・sin(2π/N)i・cos(2π/M)j＋sinβ₀・
sin(2π/M)j) ＝ａ・cos(2π/Ｎ)i・cos(2π/Ｍ)j＋ｂ・sin(2π/Ｎ)i
・cos(2π/Ｍ)j ＋ｃ・sin(2π/M)j

【数４９】ａ＝Ｖ₀cosＢ₀cosＡ₀、ｂ＝Ｖ₀cosＢ₀sin
Ａ₀、ｃ＝Ｖ₀sinＢ₀ と表し、このｙ(ｉ,ｊ)をフィッティングモデルとす
る。データとモデルとの差を、

【０１４０】

【数５０】

【０１４１】で定義し、Ｑを最小とならしめるために、

【０１４２】

【数５１】

【０１４３】を解いてａ，ｂ，ｃの推定値ａ’，ｂ’，
ｃ’を求め、(49)式を逆に解けば、同一とした速度の推
定値Ｖ₀'，Ａ₀'，Ｂ₀'を求めることができる。

【０１４４】さて、ｗの決め方であるが、状況、測定対
象等により種々の方法が考えられるが次に一例を示して
おく。 （１）ソナー等においてはエコー強度情報の画像を参照
し、マニュアルでおおまかな範囲(ｉ₁,ｉ₂、ｊ₁,ｊ₂、
ｋ₁,ｋ₂)を設定し、その範囲内においてエコーの強度ａ
m(ｉ,ｊ,ｋ)があるしきい値レベル以上のデータ点に対
してｗ(ｉ,ｊ,ｋ)＝１とし、他はすべて０とする。この
場合は魚群速度や大型ターゲットを対象とする場合に適
する。 （２）前記の範囲内でｗ(ｉ,ｊ,ｋ)＝ａm(ｉ,ｊ,ｋ)と
し、範囲外では０とする。 （３）あらかじめ全測定空間をいくつかの範囲に分けて
おき、各々の範囲毎に(１)や(２)の方法でｗ(ｉ,ｊ,ｋ)
を設定する。 （４）潮流(海水の流れ)等を設定範囲内で求めたいとき
は、しきい値レベルを逆に用いてあるレベル以下のエコ
ー強度のデータ点のみを１とし、その範囲内の他の点は
０とし、又、その範囲外はすべて０とする。

【０１４５】ところで、潮流や魚群のように、ターゲッ
トの速度Ｖ0に垂直成分がない(上下動がない)と考えて
よい場合は、以下のごとく簡略化できる。(47)式、(48)
式、(49)式、(50)式、(51)式でＢ₀＝０とおくことによ
り、

【数５２】ｖ(α,β,Ｖ₀,Ａ₀)＝Ｖ₀(cosＡ₀cosβcosα
＋sinＡ0cosβsinα)

【数５３】ｙ(ｉ,ｊ)＝ａ・cos(2π/Ｎ)i・cos(2π/Ｍ)
j＋ｂ・sin(2π/Ｎ)i・cos(2π/Ｍ)j

【数５４】ａ＝Ｖ₀cosＡ₀、ｂ＝Ｖ₀sinＡ₀

【０１４６】

【数５５】

【０１４７】

【数５６】

【０１４８】となり、推定値ａ’,ｂ’からターゲット
の速度(この場合Ｖ₀'とＡ₀')を得ることができる。

【０１４９】更に、ビームのチルト角βが固定(β₀)の
場合は、(52)式、(53)式、(54)式、(55)式、(56)式よ
り、

【数５７】ｖ(α,β₀,Ｖ₀,Ａ₀)＝Ｖ₀cosβ₀(cosＡ₀cos
α＋sinＡ₀sinα)

【数５８】ｙ(ｉ)＝ａ・cos(2π/Ｎ)i＋ｂ・sin(2π/
Ｎ)i

【数５９】ａ＝Ｖ₀cosβ₀cosＡ₀、ｂ＝Ｖ₀cosβ₀sinＡ₀

【０１５０】

【数６０】

【０１５１】

【数６１】 となり、推定値ａ’,ｂ’,β₀からターゲットの速度、
Ｖ_0'およびＡ₀'を得ることができる。

【０１５２】又、計算量を減らすために、ｋ方向に速度
ｖ(ｉ,ｊ,ｋ)をｗ(ｉ,ｊ,ｋ)の重みで平均してｖa(ｉ,
ｊ)とし、チルト角β₀が固定の場合には、速度ｖa(ｉ,
ｋ)をｗ(ｉ,ｋ)の重みで平均してｖa(ｉ)とし、(55)
式、(60)式より、

【０１５３】

【数６２】

【０１５４】

【数６３】

【０１５５】が得られ、この式を用いてもよい。ここで
ｗa(ｉ,ｊ)およびｗa(ｉ)は、ｋ方向で平均したもの、
もしくは、ｋ方向のｗ(ｉ,ｊ,ｋ)の合計がしきい値より
大きいか否かによって１もしくは０をとる。

【０１５６】上記のごとく検出された速度ベクトルの表
示例を以下に述べる。図３７は、チルト角βの変化によ
りターゲット速度を３次元的に捕えた表示であり、図３
８は、図３７においてある一層(一定の深度)のみを取り
出して速度の水平成分を２次元表示したものである。
尚、チルト角βが固定の場合にも図３８のようなベクト
ル図が得られるが、その場合、自船(△記号で示す)を中
心として、半径が大きくなるにつれて深度が大きくなる
(図１９参照)。

【０１５７】図３９は、表示部８６上において検出され
たターゲットＴ₄に対して指示部８４により、領域(Ｚ₁
で示す)を指定することにより、その領域Ｚ内のターゲ
ットＴ₄に対する平均した速度ベクトルを求め、矢印記
号Ｙ₁にて示したものである。又、同心円の領域Ｚ2にお
ける潮流ベクトルＹ₂も同時に表示される。

【０１５８】本発明の速度ベクトル図の利点を次に述べ
る。従来の潮流計であれば、自船直下に魚群がある場合
にはそれがノイズとして表示されるが、本発明では振幅
情報を参照することで潮流から魚群を区別し、潮流のみ
表示することができる。又、チルト角を小さくすること
により、表層における潮流を検出することもできる。

【０１５９】

【発明の効果】以上説明したように、本発明は、広範囲
から到来する超音エコーのキャリア周波数を高速に検出
し、この検出したキャリア周波数の変化を調べることに
より、自船に対するターゲットの速度情報を知ることが
でき、この速度情報を色表示することにより、飽和現象
による相対レベル情報の消失や強信号による弱信号のマ
スキング作用、および同レベルの信号では識別不能とい
った、従来のレベル画での課題を解消できる。又、速度
画以外にターゲットの分散情報を検出することにより、
魚群の認知および魚種や魚体長の判別の上で重要な情報
となる。更には、ターゲットよりのエコー情報を、自船
の対地や対水速度で補正することにより、ターゲット自
身の対地速度情報や対水速度情報を知ることが可能とな
り、より的確に魚群の認知等を行うことができる。又、
超音波受波ビームを全周走査から扇形に走査してサンプ
リング間隔を短くすることにより、高分解能で検出する
ことができる。更には、２本の超音波受波ビーム間の方
位差として異なる２つの位相差を検出し、これらの位相
差に基づきキャリア周波数を検出するよにすれば、一つ
のキャリア周波数を精度よく確定できる。更には、本発
明では、任意領域毎に求めた速度ベクトルより、２次元
もしくは３次元で速度分布を求めることができ、これに
より、魚群の真の動きを知ることができる。又、船の斜
め方向の魚群を探知することができるので、魚群の真上
に自船が位置していなくても魚群の速度を知ることがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明のキャリア周波数検出回路部の第１原
理を示す図

【図２】 図１で形成される二つの超音波受波ビームの
タイムチャート

【図３】 第１原理に基づく、旋回する一対の超音波振
動子を用いたキャリア周波数検出回路図

【図４】 図３の直交検波回路に代えてマッチドフィル
タを用いたキャリア周波数検出回路のブロック図

【図５】 図３において１個の超音波振動子にて実現し
たキャリア周波数検出回路のブロック図

【図６】 複数の超音波振動子を円状に配したキャリア
周波数検出回路のブロック図

【図７】 図６の直交検波回路に代えてマッチドフィル
タを用いたキャリア周波数検出回路のブロック図

【図８】 図６の直交検波回路に代えて位相合成回路を
用いたキャリア周波数検出回路のブロック図

【図９】 図６の位相合成回路の回路図

【図１０】 以上のキャリア周波数検出回路における位
相差検出回路の変形回路図

【図１１】 図８の遅延回路に代えてＲＡＭとその読出
しにＣＰＵを用いたキャリア周波数検出回路のブロック
図

【図１２】 図６において１本の超音波受波ビームを形
成したキャリア周波数検出回路のブロック図

【図１３】 図８において１本の超音波受波ビームを形
成したキャリア周波数検出回路のブロック図

【図１４】 図１３の遅延回路に代えてＲＡＭとその読
出しにＣＰＵを用いたキャリア周波数検出回路のブロッ
ク図

【図１５】 本発明のキャリア周波数検出回路の第２原
理を示す図

【図１６】 第２原理に基づくキャリア周波数検出回路
のブロック図

【図１７】 図１６のパワースペクトラ演算回路および
位相スペクトラム演算回路で得られたパワースペクトラ
ムを示した図

【図１８】 本発明の船速補正・表示回路部の一実施例
を示すブロック図

【図１９】 超音波受波ビームの旋回に伴う探査ポイン
トの移動を示した図

【図２０】 図１８のフレームメモリのマップ図

【図２１】 図１８の表示部における表示例を示した図

【図２２】 図１８の周波数／色変換回路における色変
換の一例を示した図

【図２３】 図１８の分散検出回路の制御ブロック図

【図２４】 図１８の分散検出回路の別の制御ブロック
図

【図２５】 速度画が表示されている表示部の一部にヒ
ストグラムを表示した表示例を示した図

【図２６】 図２５で指定した領域に対するフレームメ
モリ上のアドレスを示した図

【図２７】 レベル画と速度画を同時に表示した表示例
を示した図

【図２８】 超音波受波ビームを全周走査したときの到
来エコーの検出タイミングを示した図

【図２９】 図２８において超音波受波ビームを半周走
査したときの到来エコーの検出タイミングを示した図

【図３０】 検出された位相差Δψとキャリア角周波数
ωとの関係を示した図

【図３１】 図３０において折り返し発生により４個得
られたキャリア角周波数ω1ないしω4のシステム帯域内
に占める帯域を示した図

【図３２】 図３０において折り返しを無くして得られ
た１個のキャリア角周波数ω5のシステム帯域内に占め
る帯域を示した図

【図３３】 ２本の超音波受波ビームに対して得た二つ
の位相差を示した図

【図３４】 ２本の超音波受波ビームにより二つの位相
差を得るための構成を示す制御ブロック図

【図３５】 速度ベクトルを３次元で求めるのに用いた
説明図

【図３６】 所望の３次元領域に対して速度ベクトルを
求めるのに用いた図

【図３７】 ３次元表示の速度ベクトル図

【図３８】 ２次元表示の速度ベクトル図

【図３９】 表示器における速度ベクトルの表示例を示
した図

【符号の説明】

Ｐ 超音波受波ビーム Ｑ 超音波受波ビーム １ 超音波受波器 １ｐ 超音波振動子 １ｑ 超音波振動子 ｓ 超音波振動子 ３ 遅延回路 ４ｃ 参照信号発生器 ４ｓ 参照信号発生器 ５ 直交検波回路 ６ｐ 掛算器 ６ｑ 掛算器 ７ｐ 切換回路 ７ｑ 切換回路 ８ｐ ローパスフィルタ ８ｑ ローパスフィルタ ９ｐ 位相合成回路 ９ｑ 位相合成回路 １０ 遅延回路 １２ 位相差検出回路 １３ 演算器 １４ 演算器 １５ 減算器 １８ 算出回路 ２０ 移相器 ２２ 乗算器 ２４ 加算器 ２６ フィルタ ３０ｐ マッチドフィルタ ３０ｑ マッチドフィルタ ４０ｐ Ａ／Ｄ変換器 ４０ｑ Ａ／Ｄ変換器 ４２ メモリ ４４ ＣＰＵ ５０ キャリア周波数検出回路 ６１ 船速補正回路 ６２ フレームメモリ ６３ 振幅平均回路 ６４ フレームメモリ ６５ 自己船速補正値算出部 ６６ 読出し範囲指示部 ６７ 外部船速補正値演算部 ６８ 切換スイッチ ６９ 分散検出回路 ７０ フレームメモリ ７１ 船速補正回路 ７２ 切換スイッチ ７３ 切換スイッチ ７４ 切換スイッチ ７５ 切換スイッチ ７６ 周波数／色変換回路 ７７ 分散／色変換回路 ７８ 周波数・分散／色変換回路 ７９ 振幅／色変換回路 ８０ フィルタ・振幅／色変換回路 ８０ａ スイッチ ８１ 周波数ヒストグラム演算回路 ８２ 指示部 ８５ 選択回路 ８６ 表示部 １００ 船速補正・表示回路 １０１ 送波器 １０２ 制御器 １０６ フィルタ １０７ フィルタ １１１ 検波回路 １１２ 検波回路 １５１ 角周波数演算回路 １５２ 平均化回路 １５３ 加算器 １５４ 遅延回路 １５５ 平滑化回路 １６１ 角周波数演算回路 １６２ 平均化回路 １６３ ２乗回路 １６４ ２乗回路 １６５ 平均化回路 １６６ 加算器 ２０２ マルチプレクサ ２０４ フィルタ ２０６ Ａ／Ｄ変換器 ２０８ フーリエ変換回路 ２１０ パワースペクトラム演算回路 ２１２ 目盛換算回路 ２１４ 位相スペクトラム演算回路 ２１６ 位相差算出回路 ２１８ バッファメモリ ２２４ 算出回路 ３０１ 折返し補正・周波数算出回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 林 辰男 兵庫県西宮市芦原町９番52号 古野電気 株式会社内 (72)発明者 河合 正人 兵庫県西宮市芦原町９番52号 古野電気 株式会社内 (56)参考文献 特開 平１−299485（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−88984（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−228580（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−40664（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−102179（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−147081（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−246687（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−127186（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−230077（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−72073（ＪＰ，Ａ) 特許2759710（ＪＰ，Ｂ２) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G01S 3/80 - 3/86 G01S 5/18 - 5/30 G01S 7/52 - 7/64 G01S 15/00 - 15/96

Claims (11)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 広範囲から到来する超音波信号を受波す
   べく、第１の超音波受波ビームを旋回走査させると共
   に、前記第１の超音波受波ビームに対して常に一定の方
   位差θの遅れを伴う第２の超音波受波ビームを旋回走査
   させる超音波受波手段と、前記超音波受波手段における
   二本の超音波受波ビームに基づく受波信号をそれぞれ検
   波する検波手段と、超音波受波手段よりの受波信号もし
   くは検波手段より得られる検波信号に対して、前記方位
   差θにより時間的にτだけ先行している、第１の超音波
   受波ビームよりの信号に対してτだけ遅延させるための
   遅延手段と、両検波信号における位相差を検出する位相
   差検出手段と、前記位相差検出手段で検出された位相差
   Δψに基づき、ｆ＝Δψ／(２πτ)の式より、受波した
   超音波信号のキャリア周波数ｆを算出する算出手段とを
   具備するキャリア周波数検出回路と； 前記キャリア周波数ｆを、周波数の大きさに応じて色別
   のデータを読み出す周波数／色変換回路と； 前記色別のデータを表示する表示部と； を備えたことを特徴とする水中探知装置。
2. 【請求項２】 広範囲から到来する超音波信号を受波す
   べく、第１の超音波受波ビームを旋回走査させると共
   に、前記第１の超音波受波ビームに対して常に一定の方
   位差θの遅れを伴う第２の超音波受波ビームを旋回走査
   させる超音波受波手段と、前記超音波受波手段における
   二本の超音波受波ビームに基づく受波信号をそれぞれ検
   波する検波手段と、超音波受波手段よりの受波信号もし
   くは検波手段より得られる検波信号に対して、前記方位
   差θにより時間的にτだけ先行している、第１の超音波
   受波ビームよりの信号に対してτだけ遅延させるための
   遅延手段と、両検波信号における位相差を検出する位相
   差検出手段と、前記位相差検出手段で検出された位相差
   Δψに基づき、ｆ＝Δψ／(２πτ)の式より、受波した
   超音波信号のキャリア周波数ｆを算出する算出手段とを
   具備するキャリア周波数検出回路と； 前記キャリア周波数検出回路よりのキャリア周波数ｆか
   ら該周波数のばらつきを表す分散データを求める分散検
   出回路と； 分散データの大きさに応じて色別のデータを読み出す分
   散／色変換回路と； 前記色別のデータを表示する表示部と； を備えたことを特徴とする水中探知装置。
3. 【請求項３】 広範囲から到来する超音波信号を受波す
   べく、第１の超音波受波ビームを旋回走査させると共
   に、前記第１の超音波受波ビームに対して常に一定の方
   位差θの遅れを伴う第２の超音波受波ビームを旋回走査
   させる超音波受波手段と、前記超音波受波手段における
   二本の超音波受波ビームに基づく受波信号をそれぞれ検
   波する検波手段と、超音波受波手段よりの受波信号もし
   くは検波手段より得られる検波信号に対して、前記方位
   差θにより時間的にτだけ先行している、第１の超音波
   受波ビームよりの信号に対してτだけ遅延させるための
   遅延手段と、両検波信号における位相差を検出する位相
   差検出手段と、前記位相差検出手段で検出された位相差
   Δψに基づき、ｆ＝Δψ／(２πτ)の式より、受波した
   超音波信号のキャリア周波数ｆを算出する算出手段とを
   具備するキャリア周波数検出回路と； 前記検波手段よりの検波信号から得られる振幅データに
   対し、所望の帯域内の振幅データのみを選択し、選択し
   た振幅データの大きさに応じて色別のデータを読み出す
   フィルタ・振幅／色変換回路と； 前記色別のデータを表示する表示部と； を備えたことを特徴とする水中探知装置。
4. 【請求項４】 広範囲から到来する超音波信号を受波す
   べく、第１の超音波受波ビームを旋回走査させると共
   に、前記第１の超音波受波ビームに対して常に一定の方
   位差θの遅れを伴う第２の超音波受波ビームを旋回走査
   させる超音波受波手段と、前記超音波受波手段における
   二本の超音波受波ビームに基づく受波信号をそれぞれ検
   波する検波手段と、超音波受波手段よりの受波信号もし
   くは検波手段より得られる検波信号に対して、前記方位
   差θにより時間的にτだけ先行している、第１の超音波
   受波ビームよりの信号に対してτだけ遅延させるための
   遅延手段と、両検波信号における位相差を検出する位相
   差検出手段と、前記位相差検出手段で検出された位相差
   Δψに基づき、ｆ＝Δψ／(２πτ)の式より、受波した
   超音波信号のキャリア周波数ｆを算出する算出手段とを
   具備するキャリア周波数検出回路と； 前記キャリア周波数検出回路よりのキャリア周波数ｆか
   ら対地船速に起因する周波数ｆ₁を減じることにより、
   ターゲット自身の対地速度を示すキャリア周波数ｆeを
   得る対地船速補正回路と； を備えたことを特徴とする水中探知装置。
5. 【請求項５】 広範囲から到来する超音波信号を受波す
   べく、第１の超音波受波ビームを旋回走査させると共
   に、前記第１の超音波受波ビームに対して常に一定の方
   位差θの遅れを伴う第２の超音波受波ビームを旋回走査
   させる超音波受波手段と、前記超音波受波手段における
   二本の超音波受波ビームに基づく受波信号をそれぞれ検
   波する検波手段と、超音波受波手段よりの受波信号もし
   くは検波手段より得られる検波信号に対して、前記方位
   差θにより時間的にτだけ先行している、第１の超音波
   受波ビームよりの信号に対してτだけ遅延させるための
   遅延手段と、両検波信号における位相差を検出する位相
   差検出手段と、前記位相差検出手段で検出された位相差
   Δψに基づき、ｆ＝Δψ／(２πτ)の式より、受波した
   超音波信号のキャリア周波数ｆを算出する算出手段とを
   具備するキャリア周波数検出回路と； 前記キャリア周波数検出回路よりのキャリア周波数ｆか
   ら対水船速に起因する周波数ｆ₂を減じることにより、
   ターゲット自身の対水速度を示すキャリア周波数ｆwを
   得る対水船速補正回路と； を備えたことを特徴とする水中探知装置。
6. 【請求項６】 広範囲方向へ超音波信号を発射する送信
   手段と、 前記広範囲方向の各方向から帰来する超音波エコー信号
   を受信する受信手段と、 受信された超音波エコー信号のキャリア周波数(又はキ
   ャリア角周波数)を検出する周波数検出手段と、 前記キャリア周波数(又はキャリア角周波数)をドップラ
   ー周波数偏位(又はドップラー角周波数偏位)に変換する
   周波数変換手段と、 該周波数変換手段から送出されたドップラー周波数偏位
   (又はドップラー角周波数偏位)のばらつきを表わす分散
   データを求める分散検出手段と、 分散データの大きさに応じて色別のデータを発生する分
   散／色変換手段と、 前記色別のデータを表示する表示器とを備えたことを特
   徴とする水中探知装置。
7. 【請求項７】 広範囲方向へ超音波信号を発射する送信
   手段と、 前記広範囲方向の各方向から帰来する超音波エコー信号
   を受信する受信手段と、 受信された超音波エコー信号のキャリア周波数(又はキ
   ャリア角周波数)を検出する周波数検出手段と、 該周波数検出手段で検出されたキャリア周波数(又はキ
   ャリア角周波数)のばらつきを表わす分散データを求め
   る分散検出手段と、 分散データの大きさに応じて色別のデータを発生する分
   散／色変換手段と、前記色別のデータを表示する表示器
   と、 を備えたことを特徴とする水中探知装置。
8. 【請求項８】 広範囲方向へ超音波信号を発射する送信
   手段と、 前記広範囲方向の各方向から帰来する超音波エコー信号
   を受信する受信手段と、 受信された超音波エコー信号のキャリア周波数(又はキ
   ャリア角周波数)を検出する周波数検出手段と、 前記キャリア周波数(又はキャリア角周波数)をドップラ
   ー周波数偏位(又はドップラー角周波数偏位)に変換する
   周波数変換手段と、 受信された超音波エコー信号を検波する検波手段と、 該検波手段が送出する検波信号から得られる振幅データ
   の内前記ドップラー周波数偏位(又はドップラー角周波
   数偏位)が所望の周波数帯域内の振幅データのみを選択
   する選択手段と、 該選択手段が選択した振幅データの大きさに応じて所定
   色の色信号を発生する振幅／色変換手段と、 前記色信号を表示する表示器とを備えたことを特徴とす
   る水中探知装置。
9. 【請求項９】 広範囲方向へ超音波信号を発射する送信
   手段と、 前記広範囲方向の各方向から帰来する超音波エコー信号
   を受信する受信手段と、 受信された超音波エコー信号のキャリア周波数(又はキ
   ャリア角周波数)を検出する周波数検出手段と、 受信された超音波エコー信号を検波する検波手段と、 該検波手段が送出する検波信号から得られる振幅データ
   の内前記キャリア周波数(又はキャリア角周波数)が所望
   の周波数帯域内の振幅データのみを選択する選択手段
   と、 該選択手段が選択した振幅データの大きさに応じて所定
   色の色信号を発生する振幅／色変換手段と、 前記色信号を表示する表示器とを備えたことを特徴とす
   る水中探知装置。
10. 【請求項１０】 広範囲方向へ超音波信号を発射する送
    信手段と、 前記広範囲方向の各方向から帰来する超音波エコー信号
    を受信する受信手段と、 受信された超音波エコー信号のキャリア周波数ｆを検出
    するキャリア周波数検出手段と、 前記キャリア周波数検出手段により送出されるキャリア
    周波数ｆから対地船速に起因する周波数ｆ₁を減じるこ
    とにより、ターゲット自身の対地速度を示す周波数ｆe
    を得る対地船速補正手段とを具備することを特徴とする
    水中探知装置。
11. 【請求項１１】 広範囲方向へ超音波信号を発射する送
    信手段と、 前記広範囲方向の各方向から帰来する超音波エコー信号
    を受信する受信手段と、 受信された超音波エコー信号のキャリア周波数ｆを検出
    するキャリア周波数検出手段と、 前記キャリア周波数検出手段により送出されるキャリア
    周波数ｆから対水船速に起因する周波数ｆ₂を減じるこ
    とにより、ターゲット自身の対水速度を示す周波数ｆw
    を得る対水船速補正手段とを具備することを特徴とする
    水中探知装置。