JP3062303B2

JP3062303B2 - ５相パルスモータの駆動方法

Info

Publication number: JP3062303B2
Application number: JP17430191A
Authority: JP
Inventors: 純安東
Original assignee: 株式会社メレック
Priority date: 1991-06-17
Filing date: 1991-06-17
Publication date: 2000-07-10
Anticipated expiration: 2015-07-10
Also published as: JPH04368499A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明方法は、５相パルスモータ
のペンタゴン結線におけるハーフステップ駆動の新規な
制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】パルスモータはステッピングモータある
いは階動電動機とも称され、基本的にパルスの入力毎に
ステップ駆動されるものである。パルスモータには３相
機〜８相機というように多種類の機種が目的に応じて使
用されているが、その内の５相パルスモータの４−５相
駆動方式として従来より、励磁相の結線方式によってス
タンダード方式、ペンタゴン方式、スター方式などが提
案されていた。

【０００３】図５は、５相パルスモータを２個１組合計
１０個のスイッチングトランジスタで駆動するペンタゴ
ン結線方式の回路図及びそのハーフステップ駆動のシー
ケンス図で、回路構成及びシーケンス自体は公知のもの
である。（特開昭６１−１５０６５５号）

【０００４】図５に示す従来例を略述すれば、５相パル
スモータの各相巻線(A)〜(E)を、その始端及び終端を順
次に接続して環状のペンタゴン結線に形成し、これらの
相数個の接続点に各別にスイッチング手段(Tr₁)〜(T
r₁₀)を接続し、かつ、該スイッチング手段(Tr₁)〜(T
r₁₀)により前記各接続点を駆動電源の正極(＋)又は負極
(−)に接続するか、あるいはそのいずれの極にも接続し
ないように構成されるパルスモータの駆動方法であっ
て、駆動時に駆動電源の正極(＋)と負極(−)に接続され
る接続点の合計数が入力パルスを受ける毎に２又は３を
交互に繰り返すように制御すべく構成したものである。
この場合、スイッチング手段(Tr₁)〜(Tr₁₀)のデューテ
ィは100％にてオン・オフされる。即ち、４相励磁の場
合は、一対の出力段トランジスタが共にオフでハイイン
ピーダンスとなっている接続点(・)が２箇所、５相励磁
の場合は３箇所とし、４相励磁時は２つの相の直列接続
が２組形成され、５相励磁時は２つの相の直列接続と３
つの相の直列接続が各１組形成され、それぞれに電圧を
印加することによってハーフステップ駆動を実施してい
るのである。図３にて励磁相の変化を表す。

【０００５】従来例の励磁相の変化を示す図３において
オン・デューティ100％で正極(＋)並びに負極(−)に接
続されているフル接続点は、＋又は−を○印で囲んだ記
号を使用しており、ハイインピーダンスに保持されてい
る接続点は・印で表している。又、図５の右側に出力段
トランジスタ(Tr₁)〜(Tr₁₀)に対応して設けてあるシー
ケンス図は、オン・デューティ100％の出力段トランジ
スタを○印で表している。無印はデューティ100％でオ
フになっている出力段トランジスタを示す。励磁相(A)
〜(E)の接続点に接続されている各出力段トランジスタ
を右半分に示すシーケンス図に従ってオン・オフする事
により、従来例におけるハーフステップ駆動がなされ
る。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】前記従来シーケンスで
は、図３に示すように出力段トランジスタのデューティ
100％でオフになっている２乃至３のハイインピーダン
ス接続点(・)を設け、モーターコイル(A)〜(E)を４相励
磁にあっては２相直列を２組、５相励磁にあっては２相
直列及び３相直列にて励磁している。

【０００７】今、図３(a)を図６に従って説明すると、
出力段トランジスタ(Tr₁)(Tr₈)(Tr₆)がデューティ100％
でオン状態にあり、ＤＢ相並びにＡＣ相が励磁されてい
る(図３(a)参照)。この時、出力段トランジスタ(Tr₃)(T
r₄)、(Tr₉)(Tr₁₀)はデューティ100％でオフとなってお
り、４相励磁状態となっている。

【０００８】次に、出力段トランジスタ(Tr₆)をデュー
ティ100％でオフに切り替えると、図３(b)に示す５相励
磁状態となる。ここでセンス抵抗(R1)に２i₀の電流を流
すように正極(＋)の電圧を制御すると、定常状態ではＤ
Ｂ相とＡＣＥ相とは並列のためＤＢ相には1.2i₀の電流
が流れ、ＡＣＥ相には0.8i₀の電流が流れることにな
る。この時、Ｅ相はハイインピーダンス接続点(・)と負
極(−)での励磁となってしまうため、図３(a)の４相励
磁から図３(b)の５相励磁への励磁切り替え直後のＥ相
に印加する電圧が瞬間的に過大となって安定せず、大き
なダンピングを発生してしまう。図３(c)の４相励磁か
ら図３(d)の５相励磁への励磁切り替え直後のＡ相でも
同様である。

【０００９】この点を詳述すると、従来例のシーケンス
を示す図３の内、(a)は、前述のように出力段トランジ
スタ(Tr₁)(Tr₆)(Tr₈)がオン・デューティ100％で４相励
磁であり、この状態から出力段トランジスタ(Tr₆)がデ
ューティ100％でオフに切り替わり、出力段トランジス
タ(Tr₁)(Tr₈)がオン・デューティ100％のままの(b)に示
す５相励磁に切替わった場合のダンピング発生をまず説
明する。４相励磁では、ＡＣ,ＤＢ相に電流i_oそれぞれ
が流れており、センス抵抗(R1)に流れる総電流量は２i₀
である。これが、(b)の５相励磁に切り替わった瞬間で
は、ＤＢ相ではそのまま電流i_oが流れ続けるが、電流が
流れていなかったＥ相ではコイルの特性として出力段ト
ランジスタ(Tr₆)がオフに切り替わったとしても直ちに
電流が流れ始める訳ではない。そこで、切り替わった直
後ではセンス抵抗(R1)にはＤＢ相側のi_oのみが流れる事
になる。

【００１０】ところが、定電流駆動回路の構成として
は、パルスモータの駆動巻線を流れる電流の総和は２i_o
となるように設計されているために、センス抵抗(R1)に
て検出された電流量が瞬間的であったとしても検出電流
量がi_oであれば、２i_oの電流がパルスモータの駆動巻線
に流れるように駆動電圧(＋)を大きく上昇させる。これ
によりパルスモータの駆動巻線を流れる電流の総和は２
i_oに向かって急速に上昇するように制御される。

【００１１】一方、ＡＣＥ相では、ハイ・インピーダン
ス極(・)と負極Ｅ(−)とで電圧が印加されているために
Ｅ相に流れる電流量が次第に増加して行くので、ＤＢ相
とＡＣＥ相との総和であるセンス抵抗(R1)を流れる電流
量も(i_O)から次第に増加して行く。そしてセンス抵抗(R
1)にて検出される電流値が２ioとなったところで駆動電
圧(＋)を下げ、センス抵抗(R1)にて検出される電流値が
２ioを越えないように制御するのであるが、コイル特性
として駆動電圧(＋)を下げたとしても直ちに電流値の減
少に転じる事ができず、そのまま２ioを越えて電流値が
増え続ける。

【００１２】そこで、駆動電圧(＋)を更に下げてセンス
抵抗(R1)にて検出される電流値が２ioとなるようにする
のであるが、総電流値は前述のよう２ioを越えて電流値
が増え続けるため、駆動電圧(＋)の下げも必要以上に大
きくなる。そこで一転して、総電流量が下がり始めると
今度はセンス抵抗(R1)にて検出される総電流量が２ioを
下回るところまで下げ続ける事になる。このような操作
を繰り返しながらセンス抵抗(R1)にて検出される電流量
が次第に定常総電流値２ioに集束して行くように制御さ
れる。その結果、４相励磁から５相励磁切り替え直後に
図７の破線で示すような大きなダンピングが現れる。

【００１３】次に、図３(c)から(d)へ変化する場合のダ
ンピング発生について説明する。出力段トランジスタ(T
r₁)(Tr₃)(Tr₈)をオン・デューティ100％にして４相励磁
にし、次に、出力段トランジスタ(Tr₁)をデューティ100
％にてオフにする事により、ＡＤＢ相を直列励磁する。
ＡＤＢ相側だけを考えると、ＤＢ相の起電力によりＡＤ
相の接続点の電圧が下降する。この電圧は、ダイオード
(D₂)によってクランプされ、(−)となり、その電圧は２
相分の電圧(２R₀i₀)となり、ＤＢ相の起電力が発生して
いる間中印加され続けることになる。つまり、この間、
Ａ相は(２R₀i₀)の電圧で励磁されるので、(２R₀i₀/R₀)
＝２i₀の電流値に向かって電流量が増加して行く。

【００１４】この後、ＤＢ相の起電力の減衰によってＡ
相にかかる電圧も減少して行くが、今度は、Ａ相自身が
起電力を発生してＤＢ相の接続点を(＋)極にする。この
電圧は、ダイオード(D₁)によってクランプされ、(＋)と
なる。これにより、ＤＢ相がまた(２R₀i₀)の電圧で励磁
されることになる。このような現象が減衰しつつ繰り返
して行われ、最終的にＡＤＢの３相直列励磁の形に落ち
着く事になる。この時の電流値は0.8ioである。この減
衰振動が図３(c)から(d)へ変化する場合のダンピングで
あり、図８の破線で示す。特に、Ａ相は一時的に安定時
の電流値(0.8i₀)を大幅に上回り、大きなダンピングを
発生する。

【００１５】このように、従来例では励磁相切り替え直
後の相電圧が過大となって安定せず、大きなダンピング
を発生する事になる。その後、ＡＣＥ相各相の印加電圧
はそれぞれのインピーダンスに従って安定し、従って各
相に流れる電流量は次第に安定して0.8i₀の電流が流れ
る事になる。このような過渡状態は図３(c)、(d)に示す
４相励磁から５相励磁への切り替えの場合常に発生し、
４−５相励磁によるハーフステップ駆動でのダンピング
の原因となっている。このようなダンピングは、パルス
モータの低速回転領域、特に停止直前におけるロータが
静止するまでの時間の長さに関係し、大きなダンピング
の存在はこの点において有害である。

【００１６】本発明方法は、上記問題点に鑑みてなされ
たもので、従来のように、オン・デューティ100％の接
続点を(＋)、(−)極から直ちにハイインピーダンス極
(・)へと変化さず、ハイインピーダンス極(・)となるべ
き接続点の出力段トランジスタを例えば10ＫＨｚ以上の
周波数でオン・オフさせ、これによって新たに励磁され
る励磁相に、従来例のように切り替え直後に過大な電圧
が加わって瞬間的に電流が流れ過ぎる事を防止して、励
磁相切り替え直後の相電圧の安定化を図り、ダンピング
の発生を防止乃至軽減したものであり、これにより低速
回転、特に停止直前の特性を向上させる事が出来た。

【００１７】

【課題を解決するための手段】前記、課題を解決するた
めに、本発明方法は、５相パルスモータの各相巻線
(A)〜(E)を、その始端及び終端を順次に接続して環状の
ペンタゴン結線に形成し、これらの相数個の接続点に
各別にスイッチング手段(Tr1)〜(Tr10)を接続し、か
つ、該スイッチング手段(Tr1)〜(Tr10)により前記各接
続点を駆動電源のオン・デューティ100%にて正極(+)又
はデューティ100%にて負極(-)に接続するか、あるいは
励磁相に起電力を起こさせるようにオン・デューティが
100%以下の値に設定されて正極(+)又は負極(-)に接続す
るように構成されるスイッチング手段(Tr1)〜(Tr10)に
接続されたセンス抵抗(R1)に流れる電流(2io)が等しく
なるように駆動電源電圧を制御するように構成されたパ
ルスモータの駆動回路において、駆動時にオン・デュ
ーティ100%にて駆動電源の正極(+)と負極(-)に接続され
るフル接続点の間に接続され、且つ、オン・デューティ
が100%以下の設定値で正極(+)又は負極(-)に接続される
負荷調整接続点の合計数が入力パルスを受ける毎に４相
励磁時には２、５相励磁時には３を交互に繰り返すよう
に制御すべく構成し、４相励磁時には、励磁された４
相総てに起電力を発生させると共に励磁された４相総て
にほぼ同じ電流が流れるように負荷調整接続点のオン・
デューティを設定し、５相励磁時には、４相励磁時の
センス抵抗(R1)に流れる電流(2io)にほぼ等しくなるよ
うに、直列となっている２並びに３の励磁相それぞれに
起電力を発生させると共に前記２の励磁相に流れる電流
がほぼ等しくなるように、及び前記３の励磁相に流れる
電流がほぼ等しくなるように、これらをつなぐ負荷調整
接続点のオン・デューティをそれぞれ設定することを特
徴とするものである。

【００１８】これにより、切り替え直後に過大な電圧が
加わって瞬間的に電流が流れ過ぎる事を防止して、励磁
相切り替え直後の相電圧の安定化を図り、ダンピングの
発生を防止乃至軽減する事が出来た。

【００１９】

【実施例】以下、本発明を図示実施例に従って説明す
る。図１はパルスモータの巻き線(A)〜(E)をペンタゴン
結線した例である。出力段トランジスタ(Tr₁)乃至(T
r₁₀)は、(Tr₁)(Tr₂)、(Tr₃)(Tr₄)、(Tr₅)(Tr₆)、(Tr₇)
(Tr₈)、(Tr₉)(Tr₁₀)の５組に分けられ、２個１組にて直
列接続され、この５組が並列接続されて駆動回路を構成
している。巻き線(A)〜(E)の結線部はこの直列接続され
た１組の出力段トランジスタ(Tr₁)(Tr₂)、(Tr₃)(Tr₄)、
(Tr₅)(Tr₆)、(Tr₇)(Tr₈)、(Tr₉)(Tr₁₀)の接続部に接続
されている。(R₁)はセンス抵抗で、センス抵抗(R₁)を通
過する励磁相(A)〜(E)を通る電流の総和とその抵抗値と
を掛けてセンス電圧を出力し、このセンス電圧と図示し
ない基準電圧とを比較して励磁相(A)〜(E)を通る電流の
総和が常に２i₀となるようにするためのものである。(D
₁)〜(D₁₀)は出力段トランジスタ(Tr₁)〜(Tr₁₀)に並列接
続されたダイオードである。

【００２０】而して、図２のシーケンスに従ってペンタ
ゴン方式による４−５相励磁ハーフステップ駆動を行う
のである。図中、オン・デューティ100％で正極(＋)並
びに負極(−)に接続されているフル接続点は、＋又は−
を○印で囲んだ記号を使用しており、デューティの調整
を行う負荷調整接続点は＋又は−を◎印で囲んだ記号を
使用している。又、図４の右側に出力段トランジスタに
対応して設けてあるシーケンス図は、オン・デューティ
100％の出力段トランジスタを○印で表している。無印
はオン・デューティ０％の出力段トランジスタを示し、
負荷調整接続点は×を○印で囲んだ記号を使用してい
る。励磁相(A)〜(E)の接続点に接続されている各出力段
トランジスタを右半分に示すシーケンス図に従ってオン
・オフする事により、本発明におけるハーフステップ駆
動がなされる。

【００２１】図４のシーケンス図において、ステップ０
では、出力段トランジスタ(Tr₁)(Tr₆)(Tr₈)が100％オン
・デューティであり、出力段トランジスタ(Tr₃)(Tr₉)が
50％オン・デューティであり、その他はオン・デューテ
ィ０％(即ち、100％のデューティでオフ)である。前記
出力段トランジスタ(Tr₃)(Tr₉)のオン・デューティは理
論的には50％であるが、実際はこれに限られず可変であ
って、励磁された４相総てに起電力を発生させると共に
励磁された４相総てにほぼ同じ電流が流れるように設定
される。スイッチング周波数は励磁された４相総てに起
電力を発生させるために10ＫＨｚ以上が通常採用され
る。ここでは、50％デューティとして説明するが、勿論
これに限られることはない。以上の関係は他のステップ
においても同じである。

【００２２】ここで、本発明のステップ０の場合に付い
て説明する。図６に示すようにＡＣ相並びにＢＤ相の接
続点の出力段トランジスタ(Tr₃)(Tr₉)が50％オン・デュ
ーティであるから、ある瞬間では出力段トランジスタ(T
r₃)(Tr₉)が同期してオンとなってＡＣ相並びにＢＤ相の
接続点が共に同期して正極(＋)となり、この時、ＡＤ相
の接続点も正極(＋)であるから、ＡＤ両相の両端の接続
点は正極(＋)となって励磁されず、ＢＣ両相のみが励磁
される事になる。

【００２３】次の瞬間、ＡＣ相並びにＢＤ相の接続点に
接続されている出力段トランジスタ(Tr₃)(Tr₉)が同期し
てオフとなるが、ＢＣ両相がコイルであるためにその特
性から矢印方向の電流を維持しようとして起電力を生起
し、ＤＢ相並びにＡＣ相の負荷調整接続点をそれぞれ負
極(-)にする。この結果、今度はＡ，Ｄ相がオン・デュ
ーティ100%の出力段トランジスタ(Tr1)に接続されてい
るフル接続点(+)とＢ，Ｃ相の起電力によってそれぞれ
励磁され、矢印方向に電流が流れる。

【００２４】つまり、電流はＡ,Ｄ相により出力段トラ
ンジスタ(Tr₁)から引っ張られ、Ｂ,Ｃ相を通って出力段
トランジスタ(Tr₆)(Tr₈)に流れる。従って、Ａ相＝Ｃ相
＝Ｄ相＝Ｂ相＝i₀の電流が流れる事になる。これによ
り、出力段トランジスタ(Tr₃)(Tr₉)はオン・オフによ
り、ＤＢ相及びＡＣ相の負極調整接続点の電位を(＋)
(−)にスイッチングさせるだけの働きのみとなる。尚、
出力段トランジスタ(Tr₃)(Tr₉)の代わりに出力段トラン
ジスタ(Tr₄)(Tr₁₀)をオン・オフさせても同様の効果を
達成する。これにより、ＡＣ相並びにＢＤ相の接続点を
オン・オフさせても常時４相励磁状態が保たれ、センス
抵抗(R₁)には２i₀の電流が流れる事になる。

【００２５】次にステップ１に移り、100％オン・デュ
ーテイであった出力段トランジスタ(Tr₆)が50％オン・
デューティに切り替わり、４相励磁から５相励磁に移
る。ＤＢ相は、前述のように出力段トランジスタ(Tr₉)
がその負荷調整接続点において、(＋)(−)の電位を発生
させるためだけのものであるから、出力段トランジスタ
(Tr₁)→Ｄ相→Ｂ相→出力段トランジスタ(Tr₈)という経
路で電流が流れ、ＤＢ相を励磁する。

【００２６】一方、ＡＣＥ相では、ステップ０から１に
切り替わった場合において、ＡＣ相の接続点がデューテ
ィ50％で(＋)極に接続され、ＣＥ相では接続点がデュー
ティ50％で(−)極に接続され、かつ、これらが同期して
オン・オフされるのであるから、Ｃ相の両端の接続点が
オンの場合にはＣ相にはioの電流がその瞬間流れ、Ａ相
の両端の接続点は(＋)極となって電流の流れを止めよう
とするが、コイルの特性からＡ相にもioの電流を流し続
けるための起電力が発生する。これにより、ＣＥ相の接
続点並びに出力段トランジスタ(Tr₆)を通ってioづつの
電流がこの瞬間センス抵抗R1に向かって流れ、ＤＢ相に
流れている電流ioとでセンス抵抗R1には合計２ioの電流
が流れる事になる。従って、この瞬間ではＥ相には電流
が流れていない。

【００２７】次の瞬間、Ｃ相の両端の接続点がオフに切
り替わってＡＣＥ３相が直列状態になり、電流が流れて
いなかったＥ相に電流を流そうとするのであるが、コイ
ル特性からＥ相に直ちに電流が流れる訳でなく、徐々に
電流量が増加して行く。ところが、出力段トランジスタ
(Tr₃)(Tr₄)、(Tr₅)(Tr₆)のスイッチング動作が非常に速
いため、Ｅ相の電流が僅かに増えたところで、出力段ト
ランジスタ(Tr₃)(Tr₄)、(Tr₅)(Tr₆)は再び同期してオン
となる。従って、ＡＣＥ３相直列状態ではＥ相を通る電
流はほとんど零で、ＡＣ相に流れる電流はダイオード(D
₅)を通じて正極(＋)に戻る。従って、センス抵抗R1には
ＤＢ相のioとＥ相に流れる僅かな電流の和が検出される
事になる。

【００２８】次の瞬間、出力段トランジスタ(Tr₃)(T
r₄)、(Tr₅)(Tr₆)が同期して再びオンとなると、前述の
ようにＡＣ、ＤＢ相を通って電流が流れる。このように
して高速で出力段トランジスタ(Tr₃)(Tr₄)、(Tr₅)(Tr₆)
をデューティ50％でオン・オフするためにセンス抵抗(R
1)を流れる電流量は、出力段トランジスタがオンの場合
は２io、オフの場合はio＋アルファ(アルファはＥ相に
流れる微増電流)となり、全体としてはセンス抵抗(R1)
を流れる平均電流量はほぼ1.5i_Oとなる。従って、本発
明シーケンスの場合も前述同様ダンピングの発生は見ら
れるのであるが、センス抵抗(R1)にて検出される電流値
が、従来例のioに対してほぼ1.5i_Oと大きく、従って定
常電流量である２ioを流すために必要な駆動電圧(＋)の
上昇分を少なくすることが出来、その結果、ダンピング
量は小さくなり、そのため早く収束することになる。こ
の関係を図７に示す。図中、破線は従来例であり、実線
は本発明の場合である。

【００２９】次に、図２(b)から(c)に励磁相が切り替わ
るのであるか、この場合、ＤＣ相の接続点がデューティ
50％の(＋)極からデューティ50％の(−)極に切り替わる
と共にＡＣ相の接続点が50％デューティの(＋)極からオ
ン・デューティ100％の(＋)極に切り替わり、ＤＢＥＣ
相の４相励磁となる。

【００３０】次にステップ３《図２(d)》に移り、100％
オン・デューテイであった出力段トランジスタ(Tr₁)が5
0％オン・デューティに切り替わり、４相励磁から５相
励磁に移る。ＣＥ相はそのまま励磁されるが、ＡＤＢ相
では、まず、Ｄ相が出力段トランジスタ(Tr₁)(Tr₁₀)が
同期してデューティ50％でオンとなる事により励磁さ
れ、次の瞬間には出力段トランジスタ(Tr₁)(Tr₁₀)が同
期してオフとなる。このオフになった時、Ｄ相はそのコ
イル特性のために矢印方向の電流の流れを維持しようと
してＡＤ相間の負荷調整接続点を負極(−)に、ＤＢ相間
の負荷調整接続点を正極(＋)にするような起電力を発生
させる。これにより、Ａ、Ｂ相も励磁される。このよう
なオン・オフ操作がデューティ50％で行なわれるために
ＡＤＢ相に同等の起電力が発生し、Ａ相＝Ｃ相＝Ｅ相＝
0.8i₀の電流が流れる。つまり、電流は出力段トランジ
スタ(Tr₃)→Ａ相→Ｄ相→Ｂ相→出力段トランジスタ(Tr
₈)という経路で電流が流れ、ＡＤＢ相を励磁する。以
下、同様にシーケンスに従って４−５相励磁を繰り返
し、ハーフステップ駆動を行う事になる。

【００３１】ここで、図２(c)から(d)へ変化する場合の
電流変化について更に詳しく説明する。図２(c)から(d)
に示す４相励磁から５相励磁に切替わる際に、ＡＤ相の
接続点を50％負荷で正極にスイッチングするので、オフ
時にはＤＢ相の起電力によってＡＤ相の接続点が(−)に
なるので、Ａ相には２R₀i₀の電圧が印加し、オン時には
Ａ相の両端が(＋)となって電圧が印加しない事になる。
この５相励磁は、スイッチングスピードが速いため、Ａ
相の電圧は少し上昇しては少し下がり、又少し上昇して
は少し下がるという事を繰り返しつつ上昇して行き、や
がて安定点に収束し、Ａ相＝Ｄ相＝Ｂ相＝0.8ioの電流
形態となって安定する。この結果、前述のように電流の
減衰振動は発生せず、円滑な励磁切り替えとなる。この
関係を図８に示す。電流変化はＡ相に関するものであ
り、従来例を破線で示し、本発明を実線で示す。

【００３２】

【発明の効果】叙述のように本発明にあっては、４相励
磁から５相励磁に切替わる際、デューティをつけて負荷
調整接続点をオン・オフすることによって、図２(a)か
ら(b)への変化の際に、直列３相の内の中央部分の相に
流れる電流がデューティに対応するように流れ、その結
果センス抵抗で検出される電流値が従来例に比べて大き
くなり、ダンピングの発生は避けられないものの従来例
に比べて著しく小さくかつ早く収束させる事ができ、ま
た、図２(c)から(d)への変化の際には、直列３相の内の
中央部分の相に発生する１相分の安定した起電力によっ
て両側の相も励磁されるため、新たに励磁される相にも
切替え直後から安定した１相分の電流が流れ、従来例の
ような過大電圧の瞬間的印加による瞬間的過剰電流の通
電が発生せず、ダンピングが発生しないという利点があ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明並びに従来例でハーフステップを行うた
めのペンタゴン結線図

【図２】本発明における励磁相の変化を順番に表した励
磁相変化図

【図３】従来例における励磁相の変化を順番に表した励
磁相変化図

【図４】本発明に使用するシーケンスと出力段トランジ
スタとの関係を示す図面

【図５】従来例に使用するシーケンスと出力段トランジ
スタとの関係を示す図面

【図６】本発明及び従来例の回路説明を行うための１部
省略回路図

【図７】本発明と従来例のＥ相における通電量の比較グ
ラフ

【図８】本発明と従来例のＡ相における通電量の比較グ
ラフ

【符号の説明】

(A)〜(E)…パルスモータの巻線 (Tr₁)〜(Tr₁₀)…スイッチング手段

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】５相パルスモータの各相巻線を、その始端
及び終端を順次に接続して環状のペンタゴン結線に形成
し、これらの相数個の接続点に各別にスイッチング手段
を接続し、かつ、該スイッチング手段により前記各接続
点を駆動電源のデューティ100%にて正極又はデューティ
100%にて負極に接続するか、あるいは励磁相に起電カを
起こさせるようにオン・デューティが100%以下の値に設
定されて正極又は負極に接続するように構成され、スイ
ッチング手段に接続されたセンス抵抗に流れる電流が等
しくなるように駆動電源電圧を制御するように構成され
たパルスモータの駆動回路において、駆動時に100%デューティにて駆動電源の正極と負極に接
続されるフル接続点の間に接続され、且つ、オン・デュ
ーティが100%以下の設定値で正極又は負極に接続される
負荷調整接続点の合計数が入力パルスを受ける毎に４相
励磁時には２、５相励磁時には３を交互に繰り返すよう
に制御すべく構成し、４相励磁時には、励磁された４相
総てに起電力を発生させると共に励磁された４相総てに
ほぼ同じ電流が流れるように負荷調整接続点のオン・デ
ューティを設定し、５相励磁時には、４相励磁時のセン
ス抵抗に流れる電流にほぼ等しくなるようにし、直列と
なっている２の励磁相並びに３の励磁相それぞれに起電
力を発生させると共に前記２の直列励磁相に流れる電流
がほぼ等しくなるように、及び前記３の直列励磁相に流
れる電流がほぼ等しくなるように、これらをつなぐ負荷
調整接続点のデューティをそれぞれ設定する事を特徴と
する５相パルスモータの駆動方法。