JP3046960B1 - 直交周波数分割多重伝送方式及びその送受信装置 - Google Patents
直交周波数分割多重伝送方式及びその送受信装置Info
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- JP3046960B1 JP3046960B1 JP11014398A JP1439899A JP3046960B1 JP 3046960 B1 JP3046960 B1 JP 3046960B1 JP 11014398 A JP11014398 A JP 11014398A JP 1439899 A JP1439899 A JP 1439899A JP 3046960 B1 JP3046960 B1 JP 3046960B1
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Abstract
【要約】
【課題】 送信側でセグメント単位で様々な情報を送信
するとき、受信側でその受信信号の中から任意のセグメ
ントを選択、復調できるようにする。 【解決手段】 チューナ３０２は、受信アンテナ３０１
から入力された送信信号ｓ（ｔ）からＭｓ番セグメント
を選択し、ＲＦ帯からＩＦ帯に周波数変換する。直交復
調回路３０３は、ＩＦ帯の信号を直交復調することによ
り、ベースバンドＯＦＤＭ信号に変換する。ＦＦＴ回路
３０４は、ベースバンドＯＦＤＭ信号中から有効シンボ
ル期間信号を取り出してＦＦＴ処理し、周波数領域に変
換する。位相回転補正回路３０６は、選択されたＭｓ番
セグメントのシンボル毎に発生する位相回転φ（Ｍｓ）
を補正する。検波回路３０５は、各キャリアを変調方式
に応じて検波した後、デマッピングしたものを復調信号
として出力する。
するとき、受信側でその受信信号の中から任意のセグメ
ントを選択、復調できるようにする。 【解決手段】 チューナ３０２は、受信アンテナ３０１
から入力された送信信号ｓ（ｔ）からＭｓ番セグメント
を選択し、ＲＦ帯からＩＦ帯に周波数変換する。直交復
調回路３０３は、ＩＦ帯の信号を直交復調することによ
り、ベースバンドＯＦＤＭ信号に変換する。ＦＦＴ回路
３０４は、ベースバンドＯＦＤＭ信号中から有効シンボ
ル期間信号を取り出してＦＦＴ処理し、周波数領域に変
換する。位相回転補正回路３０６は、選択されたＭｓ番
セグメントのシンボル毎に発生する位相回転φ（Ｍｓ）
を補正する。検波回路３０５は、各キャリアを変調方式
に応じて検波した後、デマッピングしたものを復調信号
として出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル放送やデ
ジタル通信に用いられる直交周波数分割多重伝送方式の
送信装置及び受信装置に関する。
ジタル通信に用いられる直交周波数分割多重伝送方式の
送信装置及び受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、移動体向けのデジタル音声放送
や、地上系のデジタルテレビジョン放送にあっては、直
交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequ
ency Division Multiplex ））伝送方式が注目されてい
る。
や、地上系のデジタルテレビジョン放送にあっては、直
交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequ
ency Division Multiplex ））伝送方式が注目されてい
る。
【０００３】このＯＦＤＭ伝送方式は、伝送するデジタ
ルデータによって互いに直交する多数のキャリアを変調
し、それらの変調波を多重して伝送する方式である。こ
の方式は、使用するキャリアの数が数百から数千と多く
なると、各々の変調波のシンボル周期が極めて長くなる
ため、マルチパス干渉の影響を受けにくいという特徴を
有している。
ルデータによって互いに直交する多数のキャリアを変調
し、それらの変調波を多重して伝送する方式である。こ
の方式は、使用するキャリアの数が数百から数千と多く
なると、各々の変調波のシンボル周期が極めて長くなる
ため、マルチパス干渉の影響を受けにくいという特徴を
有している。
【０００４】以下、ＯＦＤＭ伝送方式の原理について、
図１２を用いて説明する。
図１２を用いて説明する。
【０００５】図１２は、ＯＦＤＭ伝送方式の原理的な構
成を示すブロック図であり、図１２（ａ）は送信装置の
構成を示し、図１２（ｂ）は受信装置の構成を示す。
尚、図において、太線の矢印は複素数信号を表わし、細
線の矢印は実数信号を表わす（以下、同様）。
成を示すブロック図であり、図１２（ａ）は送信装置の
構成を示し、図１２（ｂ）は受信装置の構成を示す。
尚、図において、太線の矢印は複素数信号を表わし、細
線の矢印は実数信号を表わす（以下、同様）。
【０００６】まず、送信装置（図１２（ａ））におい
て、被伝送信号は、マッピング回路１０１により各キャ
リアの変調方式に応じた複素平面上の信号点にマッピン
グされた後、フーリエ逆変換（以下、ＩＦＦＴ（Invers
e Fast Fourier Transform））回路１０２に供給され
る。このＩＦＦＴ回路１０２は、１シンボル分の被伝送
信号をＩＦＦＴ処理し、時間領域に変換することによっ
て有効シンボル期間信号を生成するものであるが、さら
に、各シンボル毎に有効シンボル期間信号の後部をガー
ド期間信号として有効シンボル期間信号の前に付加する
ことにより、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を生成する機
能を有する。ここで生成されたベースバンドＯＦＤＭ信
号は直交変調回路１０３に供給される。この直交変調回
路１０３は、ベースバンドＯＦＤＭ信号を直交変調する
ことにより、当該ベースバンドＯＦＤＭ信号を中間周波
数（以下、ＩＦ（Intermediate Frequency））帯の信号
に周波数変換するもので、そのＩＦ帯のＯＦＤＭ信号は
アップコンバータ１０４によって無線周波数（以下、Ｒ
Ｆ（Radio Frequency ））帯の信号に周波数変換され、
送信アンテナ１０５から出力される。
て、被伝送信号は、マッピング回路１０１により各キャ
リアの変調方式に応じた複素平面上の信号点にマッピン
グされた後、フーリエ逆変換（以下、ＩＦＦＴ（Invers
e Fast Fourier Transform））回路１０２に供給され
る。このＩＦＦＴ回路１０２は、１シンボル分の被伝送
信号をＩＦＦＴ処理し、時間領域に変換することによっ
て有効シンボル期間信号を生成するものであるが、さら
に、各シンボル毎に有効シンボル期間信号の後部をガー
ド期間信号として有効シンボル期間信号の前に付加する
ことにより、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を生成する機
能を有する。ここで生成されたベースバンドＯＦＤＭ信
号は直交変調回路１０３に供給される。この直交変調回
路１０３は、ベースバンドＯＦＤＭ信号を直交変調する
ことにより、当該ベースバンドＯＦＤＭ信号を中間周波
数（以下、ＩＦ（Intermediate Frequency））帯の信号
に周波数変換するもので、そのＩＦ帯のＯＦＤＭ信号は
アップコンバータ１０４によって無線周波数（以下、Ｒ
Ｆ（Radio Frequency ））帯の信号に周波数変換され、
送信アンテナ１０５から出力される。
【０００７】このとき、キャリアの本数をＫ本、有効シ
ンボル期間長をＴｕ、ガード期間長をＴｇ、シンボル期
間長をＴｓ（＝Ｔｕ＋Ｔｇ）、シンボルのインデックス
をｎ、キャリアのインデックスをｋ、基準キャリアのイ
ンデックスをＫｃ、そしてそのＲＦ帯域における周波数
をｆｃとし、ｎ番シンボルのｋ番キャリアに対応する複
素平面上の信号点をｃ（ｎ，ｋ）とすると、送信信号ｓ
（ｔ）は（１）式のように表される。
ンボル期間長をＴｕ、ガード期間長をＴｇ、シンボル期
間長をＴｓ（＝Ｔｕ＋Ｔｇ）、シンボルのインデックス
をｎ、キャリアのインデックスをｋ、基準キャリアのイ
ンデックスをＫｃ、そしてそのＲＦ帯域における周波数
をｆｃとし、ｎ番シンボルのｋ番キャリアに対応する複
素平面上の信号点をｃ（ｎ，ｋ）とすると、送信信号ｓ
（ｔ）は（１）式のように表される。
【数１１】
【０００８】一方、受信装置（図１２（ｂ））におい
て、チューナ２０２は、受信アンテナ２０１から入力さ
れた送信信号ｓ（ｔ）を選択し、ＲＦ帯からＩＦ帯に周
波数変換するもので、そのＩＦ帯のＯＦＤＭ信号は直交
復調回路２０３に供給される。この直交復調回路２０３
は、入力されたＩＦ帯の信号を直交復調することによ
り、ベースバンドＯＦＤＭ信号に変換するもので、その
ベースバンドＯＦＤＭ信号はフーリエ変換（以下、ＦＦ
Ｔ（Fast Fourier Transform））回路２０４に供給され
る。このＦＦＴ回路２０４は、ベースバンドＯＦＤＭ信
号中から有効シンボル期間信号を取り出してＦＦＴ処理
し、周波数領域に変換するもので、その出力は検波回路
２０５に供給される。この検波回路２０５は、各キャリ
アを変調方式に応じて検波した後、デマッピングしたも
のを復調信号として出力する。
て、チューナ２０２は、受信アンテナ２０１から入力さ
れた送信信号ｓ（ｔ）を選択し、ＲＦ帯からＩＦ帯に周
波数変換するもので、そのＩＦ帯のＯＦＤＭ信号は直交
復調回路２０３に供給される。この直交復調回路２０３
は、入力されたＩＦ帯の信号を直交復調することによ
り、ベースバンドＯＦＤＭ信号に変換するもので、その
ベースバンドＯＦＤＭ信号はフーリエ変換（以下、ＦＦ
Ｔ（Fast Fourier Transform））回路２０４に供給され
る。このＦＦＴ回路２０４は、ベースバンドＯＦＤＭ信
号中から有効シンボル期間信号を取り出してＦＦＴ処理
し、周波数領域に変換するもので、その出力は検波回路
２０５に供給される。この検波回路２０５は、各キャリ
アを変調方式に応じて検波した後、デマッピングしたも
のを復調信号として出力する。
【０００９】このような原理的な構成に加えて、隣接す
る複数本のキャリアを一まとめにしたものをセグメント
と呼び、セグメント単位で様々な情報を伝送するような
伝送方式が開示されている（例えば、テレビジョン学会
技術報告、第２０巻、第２２号、第２３〜２９頁）。以
下、上記文献に開示されている伝送方式について説明す
る。
る複数本のキャリアを一まとめにしたものをセグメント
と呼び、セグメント単位で様々な情報を伝送するような
伝送方式が開示されている（例えば、テレビジョン学会
技術報告、第２０巻、第２２号、第２３〜２９頁）。以
下、上記文献に開示されている伝送方式について説明す
る。
【００１０】図１３は、キャリア配置の一例を示す模式
図である。図１３に示すように、セグメントのインデッ
クスをｍ、セグメント内のキャリアのインデックスを
ｋ′、ｍ番セグメントのキャリア数をＫ′（ｍ）とする
と、全帯域にわたって連続なキャリアのインデックスｋ
は、（２）式のように表される。
図である。図１３に示すように、セグメントのインデッ
クスをｍ、セグメント内のキャリアのインデックスを
ｋ′、ｍ番セグメントのキャリア数をＫ′（ｍ）とする
と、全帯域にわたって連続なキャリアのインデックスｋ
は、（２）式のように表される。
【数１２】
【００１１】このとき、ｎ番シンボルのｍ番セグメント
のｋ′番キャリアに対応する複素平面上の信号点をｃ′
（ｎ，ｍ，ｋ′）とすると、送信信号ｓ（ｔ）は（３）
式のように表される。
のｋ′番キャリアに対応する複素平面上の信号点をｃ′
（ｎ，ｍ，ｋ′）とすると、送信信号ｓ（ｔ）は（３）
式のように表される。
【数１３】
【００１２】図１４は、（３）式のようにセグメント化
されたＯＦＤＭ信号を送信する装置の構成例を示すブロ
ック図である。尚、図１４において、図１２（ａ）と同
一部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる部分
について説明する。
されたＯＦＤＭ信号を送信する装置の構成例を示すブロ
ック図である。尚、図１４において、図１２（ａ）と同
一部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる部分
について説明する。
【００１３】Ｍ個の被伝送信号＃０〜＃（Ｍ−１）は、
マッピング回路部１０６に含まれるマッピング回路＃０
〜＃（Ｍ−１）により、セグメント毎に各キャリアの変
調方式に応じた複素平面上の信号点にマッピングされた
後、多重回路１０７に供給される。この多重回路１０７
は、Ｍ個のセグメントのデータを多重し、周波数領域の
信号を生成するもので、その周波数領域の信号はＩＦＦ
Ｔ回路１０２に供給される。以降の構成及び動作は、図
１２（ａ）と同様であるので説明を省略する。
マッピング回路部１０６に含まれるマッピング回路＃０
〜＃（Ｍ−１）により、セグメント毎に各キャリアの変
調方式に応じた複素平面上の信号点にマッピングされた
後、多重回路１０７に供給される。この多重回路１０７
は、Ｍ個のセグメントのデータを多重し、周波数領域の
信号を生成するもので、その周波数領域の信号はＩＦＦ
Ｔ回路１０２に供給される。以降の構成及び動作は、図
１２（ａ）と同様であるので説明を省略する。
【００１４】図１５は、（３）式のようにセグメント化
されたＯＦＤＭ信号を受信する装置の構成例を示すブロ
ック図である。
されたＯＦＤＭ信号を受信する装置の構成例を示すブロ
ック図である。
【００１５】ＦＦＴ回路２０４までの構成及び動作は、
図１２（ｂ）と同様であるので説明を省略する。分離回
路２０６は、ＦＦＴ回路２０４により変換された周波数
領域の信号をＭ個のセグメントに分離するもので、その
出力は検波回路部２０７に含まれる検波回路＃０〜＃
（Ｍ−１）に供給される。この検波回路部２０７は、セ
グメント毎に各キャリアを変調方式に応じて検波した
後、デマッピングしたものをＭ個の復調信号＃０〜＃
（Ｍ−１）として出力する。
図１２（ｂ）と同様であるので説明を省略する。分離回
路２０６は、ＦＦＴ回路２０４により変換された周波数
領域の信号をＭ個のセグメントに分離するもので、その
出力は検波回路部２０７に含まれる検波回路＃０〜＃
（Ｍ−１）に供給される。この検波回路部２０７は、セ
グメント毎に各キャリアを変調方式に応じて検波した
後、デマッピングしたものをＭ個の復調信号＃０〜＃
（Ｍ−１）として出力する。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記文献に
開示されている伝送方式を、デジタルテレビジョン放送
に適用し、Ｍ個のセグメントを階層化して使用する場
合、中央に位置するセグメントのみ個別に受信可能な階
層としている。しかしながら、音声放送のデジタル化を
考えた場合、一つのセグメントで十分な伝送容量を備え
ることから、任意のセグメントを個別に受信可能とする
ことが望まれる。
開示されている伝送方式を、デジタルテレビジョン放送
に適用し、Ｍ個のセグメントを階層化して使用する場
合、中央に位置するセグメントのみ個別に受信可能な階
層としている。しかしながら、音声放送のデジタル化を
考えた場合、一つのセグメントで十分な伝送容量を備え
ることから、任意のセグメントを個別に受信可能とする
ことが望まれる。
【００１７】ここで、送信信号ｓ（ｔ）の中から一つの
セグメントを選択し復調することを考え、Ｍｓ番セグメ
ントに着目する。このとき、Ｍｓ番セグメントの基準キ
ャリア（セグメント内のキャリアのインデックスがＫ′
ｃ（Ｍｓ））と全帯域の基準キャリアＫｃとの間のキャ
リア本数ΔＫ（Ｍｓ）は、（４）式のように表され、こ
れを用いると（３）式中のΨ′（ｎ，ｍ，ｋ′，ｔ）
は、（５）式のように表される。
セグメントを選択し復調することを考え、Ｍｓ番セグメ
ントに着目する。このとき、Ｍｓ番セグメントの基準キ
ャリア（セグメント内のキャリアのインデックスがＫ′
ｃ（Ｍｓ））と全帯域の基準キャリアＫｃとの間のキャ
リア本数ΔＫ（Ｍｓ）は、（４）式のように表され、こ
れを用いると（３）式中のΨ′（ｎ，ｍ，ｋ′，ｔ）
は、（５）式のように表される。
【数１４】
【００１８】
【数１５】
【００１９】さらに、Δｆ（Ｍｓ）を（６）式のように
定義し、φ（Ｍｓ）を（７）式のように定義すると、送
信信号ｓ（ｔ）は（８）式のように表される。
定義し、φ（Ｍｓ）を（７）式のように定義すると、送
信信号ｓ（ｔ）は（８）式のように表される。
【数１６】
【００２０】
【数１７】
【００２１】
【数１８】
【００２２】このとき、（８）式より、Ｍｓ番セグメン
トの基準キャリアＫ′ｃ（Ｍｓ）のＲＦ帯域における周
波数ｆｃ＋Δｆ（Ｍｓ）に着目してみると、送信信号ｓ
（ｔ）は、シンボル毎に（７）式のφ（Ｍｓ）だけ、位
相が回転することが分かる。従って、受信側でＭｓ番セ
グメントを選択し、復調しようとしても、上記の位相回
転により、単純には復調することができない。
トの基準キャリアＫ′ｃ（Ｍｓ）のＲＦ帯域における周
波数ｆｃ＋Δｆ（Ｍｓ）に着目してみると、送信信号ｓ
（ｔ）は、シンボル毎に（７）式のφ（Ｍｓ）だけ、位
相が回転することが分かる。従って、受信側でＭｓ番セ
グメントを選択し、復調しようとしても、上記の位相回
転により、単純には復調することができない。
【００２３】そこで本発明は、上記の問題を解決し、送
信側ではセグメント単位で様々な情報を送信し、受信側
では受信信号の中から任意のセグメントを選択、復調す
ることを可能とするＯＦＤＭ伝送方式の送信装置及び受
信装置を提供することを目的とする。
信側ではセグメント単位で様々な情報を送信し、受信側
では受信信号の中から任意のセグメントを選択、復調す
ることを可能とするＯＦＤＭ伝送方式の送信装置及び受
信装置を提供することを目的とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに、本発明に係わるＯＦＤＭ伝送方式及びその送受信
装置は、以下のように構成される。
めに、本発明に係わるＯＦＤＭ伝送方式及びその送受信
装置は、以下のように構成される。
【００２５】（１）本発明に係わるＯＦＤＭ伝送方式の
受信装置は、有効シンボル期間長をＴｕ、ガード期間長
をＴｇ、シンボル期間長をＴｓ（＝Ｔｕ＋Ｔｇ）、シン
ボルのインデックスをｎ、セグメントのインデックスを
ｍ、セグメント内におけるキャリアのインデックスを
ｋ′、ｎ番シンボルのｍ番セグメントのｋ′番キャリア
に対応する複素平面上の信号点をｃ′（ｎ，ｍ，
ｋ′）、セグメント数をＭ、ｍ番セグメントのキャリア
数をＫ′（ｍ）、全帯域の基準キャリアの全帯域におけ
るキャリアのインデックスをＫｃ、ｍ番セグメントの基
準キャリアのセグメント内におけるキャリアのインデッ
クスをＫ′ｃ（ｍ）、全帯域の基準キャリアの無線周波
数帯域における周波数をｆｃとするとき、送信信号ｓ
（ｔ）が、
受信装置は、有効シンボル期間長をＴｕ、ガード期間長
をＴｇ、シンボル期間長をＴｓ（＝Ｔｕ＋Ｔｇ）、シン
ボルのインデックスをｎ、セグメントのインデックスを
ｍ、セグメント内におけるキャリアのインデックスを
ｋ′、ｎ番シンボルのｍ番セグメントのｋ′番キャリア
に対応する複素平面上の信号点をｃ′（ｎ，ｍ，
ｋ′）、セグメント数をＭ、ｍ番セグメントのキャリア
数をＫ′（ｍ）、全帯域の基準キャリアの全帯域におけ
るキャリアのインデックスをＫｃ、ｍ番セグメントの基
準キャリアのセグメント内におけるキャリアのインデッ
クスをＫ′ｃ（ｍ）、全帯域の基準キャリアの無線周波
数帯域における周波数をｆｃとするとき、送信信号ｓ
（ｔ）が、
【数１９】
【００２６】と表される形式で生成する直交周波数分割
多重伝送方式の送信装置で生成され伝送される送信信号
を受信し、その受信信号中の任意の一つのセグメントを
選択し復調する受信装置であって、復調しようとするＭ
ｓ番セグメントの基準キャリアの無線周波数帯域におけ
る周波数
多重伝送方式の送信装置で生成され伝送される送信信号
を受信し、その受信信号中の任意の一つのセグメントを
選択し復調する受信装置であって、復調しようとするＭ
ｓ番セグメントの基準キャリアの無線周波数帯域におけ
る周波数
【数２０】
【００２７】に着目し、そのＭｓ番セグメントに発生す
るシンボル毎の位相回転
るシンボル毎の位相回転
【数２１】
【００２８】を補正するため、シンボル毎に−φ（Ｍ
ｓ）なる位相回転を施す位相回転補正手段を備える。
ｓ）なる位相回転を施す位相回転補正手段を備える。
【００２９】（２）本発明に係わるＯＦＤＭ伝送方式の
送信装置は、有効シンボル期間長をＴｕ、ガード期間長
をＴｇ、シンボル期間長をＴｓ（＝Ｔｕ＋Ｔｇ）、シン
ボルのインデックスをｎ、セグメントのインデックスを
ｍ、セグメント内におけるキャリアのインデックスを
ｋ′、ｎ番シンボルのｍ番セグメントのｋ′番キャリア
に対応する複素平面上の信号点をｃ′（ｎ，ｍ，
ｋ′）、セグメント数をＭ、ｍ番セグメントのキャリア
数をＫ′（ｍ）、全帯域の基準キャリアの全帯域におけ
るキャリアのインデックスをＫｃ、ｍ番セグメントの基
準キャリアのセグメント内におけるキャリアのインデッ
クスをＫ′ｃ（ｍ）、全帯域の基準キャリアの無線周波
数帯域における周波数をｆｃとするとき、その送信信号
ｓ′（ｔ）を、
送信装置は、有効シンボル期間長をＴｕ、ガード期間長
をＴｇ、シンボル期間長をＴｓ（＝Ｔｕ＋Ｔｇ）、シン
ボルのインデックスをｎ、セグメントのインデックスを
ｍ、セグメント内におけるキャリアのインデックスを
ｋ′、ｎ番シンボルのｍ番セグメントのｋ′番キャリア
に対応する複素平面上の信号点をｃ′（ｎ，ｍ，
ｋ′）、セグメント数をＭ、ｍ番セグメントのキャリア
数をＫ′（ｍ）、全帯域の基準キャリアの全帯域におけ
るキャリアのインデックスをＫｃ、ｍ番セグメントの基
準キャリアのセグメント内におけるキャリアのインデッ
クスをＫ′ｃ（ｍ）、全帯域の基準キャリアの無線周波
数帯域における周波数をｆｃとするとき、その送信信号
ｓ′（ｔ）を、
【数２２】
【００３０】と表される形式で生成する。
【００３１】（３）本発明において、（２）の直交周波
数分割多重伝送方式の送信装置で生成され伝送される送
信信号を受信する受信装置は、その受信信号中の任意の
一つのセグメントを選択し復調する。
数分割多重伝送方式の送信装置で生成され伝送される送
信信号を受信する受信装置は、その受信信号中の任意の
一つのセグメントを選択し復調する。
【００３２】（４）本発明において、（２）の直交周波
数分割多重伝送方式で生成され伝送される送信信号を受
信し、その受信信号を復調する受信装置であっては、前
記受信信号のｍ番セグメント（０≦ｍ≦Ｍ−１）それぞ
れに対し、シンボル毎に
数分割多重伝送方式で生成され伝送される送信信号を受
信し、その受信信号を復調する受信装置であっては、前
記受信信号のｍ番セグメント（０≦ｍ≦Ｍ−１）それぞ
れに対し、シンボル毎に
【数２３】
【００３３】なる位相回転を施す位相回転逆補正手段を
備える。
備える。
【００３４】（５）本発明に係わるＯＦＤＭ伝送方式の
送信装置は、有効シンボル期間長をＴｕ、ガード期間長
をＴｇ、シンボル期間長をＴｓ（＝Ｔｕ＋Ｔｇ）、シン
ボルのインデックスをｎ、キャリア総数をＫ＋１、セグ
メントのインデックスをｍ、セグメント内におけるキャ
リアのインデックスをｋ′、ｎ番シンボルのｍ番セグメ
ントのｋ′番キャリアに対応する複素平面上の信号点を
ｃ′（ｎ，ｍ，ｋ′）、セグメント数をＭ、ｍ番セグメ
ントのキャリア数をＫ′（ｍ）、全帯域の基準キャリア
の全帯域におけるキャリアのインデックスをＫｃ、ｍ番
セグメントの基準キャリアのセグメント内におけるキャ
リアのインデックスをＫ′ｃ（ｍ）、伝送帯域端のパイ
ロット信号に対応する複素平面上の信号点をｃｐ、前記
パイロット信号に対して施すシンボル毎の位相回転量を
−φｐ、全帯域の基準キャリアの無線周波数帯域におけ
る周波数をｆｃとするとき、その送信信号ｓ″（ｔ）
を、
送信装置は、有効シンボル期間長をＴｕ、ガード期間長
をＴｇ、シンボル期間長をＴｓ（＝Ｔｕ＋Ｔｇ）、シン
ボルのインデックスをｎ、キャリア総数をＫ＋１、セグ
メントのインデックスをｍ、セグメント内におけるキャ
リアのインデックスをｋ′、ｎ番シンボルのｍ番セグメ
ントのｋ′番キャリアに対応する複素平面上の信号点を
ｃ′（ｎ，ｍ，ｋ′）、セグメント数をＭ、ｍ番セグメ
ントのキャリア数をＫ′（ｍ）、全帯域の基準キャリア
の全帯域におけるキャリアのインデックスをＫｃ、ｍ番
セグメントの基準キャリアのセグメント内におけるキャ
リアのインデックスをＫ′ｃ（ｍ）、伝送帯域端のパイ
ロット信号に対応する複素平面上の信号点をｃｐ、前記
パイロット信号に対して施すシンボル毎の位相回転量を
−φｐ、全帯域の基準キャリアの無線周波数帯域におけ
る周波数をｆｃとするとき、その送信信号ｓ″（ｔ）
を、
【数２４】
【００３５】と表される形式で生成する。
【００３６】（６）（５）のＯＦＤＭ伝送方式の送信装
置は、全てのセグメントのキャリア数が等しくＫ″であ
り、全てのセグメントの基準キャリアのセグメント内に
おけるキャリアインデックスが等しくＫ″ｃであり、前
記パイロット信号に対して施すシンボル毎の位相回転量
−φｐが
置は、全てのセグメントのキャリア数が等しくＫ″であ
り、全てのセグメントの基準キャリアのセグメント内に
おけるキャリアインデックスが等しくＫ″ｃであり、前
記パイロット信号に対して施すシンボル毎の位相回転量
−φｐが
【数２５】
【００３７】と表される。
【００３８】（７）（５）のＯＦＤＭ伝送方式の送信装
置で生成され伝送される送信信号を受信し、その受信信
号中の任意の一つのセグメントを選択し復調するＯＦＤ
Ｍ伝送方式の受信装置であっては、Ｍｓ≠Ｍ−１番セグ
メントを選択し復調する場合には、Ｍｓ＋１番セグメン
トに含まれるパイロット信号に対し、シンボル毎に
置で生成され伝送される送信信号を受信し、その受信信
号中の任意の一つのセグメントを選択し復調するＯＦＤ
Ｍ伝送方式の受信装置であっては、Ｍｓ≠Ｍ−１番セグ
メントを選択し復調する場合には、Ｍｓ＋１番セグメン
トに含まれるパイロット信号に対し、シンボル毎に
【数２６】
【００３９】なる位相回転を施し、Ｍｓ＝Ｍ−１番セグ
メントを選択、受信する場合には、伝送帯域端のパイロ
ット信号に対し、シンボル毎にφｐなる位相回転を施す
位相回転逆補正手段を備える。
メントを選択、受信する場合には、伝送帯域端のパイロ
ット信号に対し、シンボル毎にφｐなる位相回転を施す
位相回転逆補正手段を備える。
【００４０】（８）（６）のＯＦＤＭ伝送方式の送信装
置で生成され伝送される送信信号を受信し、その受信信
号中、任意の一つのセグメントを選択、復調する受信装
置であっては、Ｍｓ≠Ｍ−１番セグメントを選択、復調
する場合には、Ｍｓ＋１番セグメントに含まれるパイロ
ット信号に対し、また、Ｍｓ＝Ｍ−１番セグメントを選
択、復調する場合には、伝送帯域端のパイロット信号に
対し、それぞれシンボル毎に
置で生成され伝送される送信信号を受信し、その受信信
号中、任意の一つのセグメントを選択、復調する受信装
置であっては、Ｍｓ≠Ｍ−１番セグメントを選択、復調
する場合には、Ｍｓ＋１番セグメントに含まれるパイロ
ット信号に対し、また、Ｍｓ＝Ｍ−１番セグメントを選
択、復調する場合には、伝送帯域端のパイロット信号に
対し、それぞれシンボル毎に
【数２７】
【００４１】なる位相回転を施す位相回転逆補正手段を
備える。
備える。
【００４２】（９）（５）のＯＦＤＭ伝送方式の送信装
置で生成され伝送される送信信号を受信し、その受信信
号を復調する受信装置であっては、前記受信信号のｍ番
セグメント（０≦ｍ≦Ｍ−１）それぞれに対し、シンボ
ル毎に
置で生成され伝送される送信信号を受信し、その受信信
号を復調する受信装置であっては、前記受信信号のｍ番
セグメント（０≦ｍ≦Ｍ−１）それぞれに対し、シンボ
ル毎に
【数２８】
【００４３】なるシンボル毎の位相回転を施し、伝送帯
域端のパイロット信号に対し、シンボル毎にφｐなる位
相回転を施す位相回転逆補正手段を備える。
域端のパイロット信号に対し、シンボル毎にφｐなる位
相回転を施す位相回転逆補正手段を備える。
【００４４】
【発明の実施の形態】以下、図１乃至図１１を参照し
て、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
て、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００４５】（第１の実施の形態）図１は、本発明の第
１の実施の形態における１セグメント受信装置の構成を
示すブロック図である。
１の実施の形態における１セグメント受信装置の構成を
示すブロック図である。
【００４６】図１において、受信アンテナ３０１は、
（３）式に示したＯＦＤＭ伝送方式の送信信号ｓ（ｔ）
を受ける。チューナ３０２は、受信アンテナ３０１で受
けた送信信号ｓ（ｔ）を受け取ってＭｓ番セグメントを
選択し、ＲＦ帯からＩＦ帯に周波数変換するもので、そ
のＩＦ帯のＯＦＤＭ信号は直交復調回路３０３に供給さ
れる。この直交復調回路３０３は、入力されたＩＦ帯の
信号を直交復調することにより、ベースバンドＯＦＤＭ
信号に変換するもので、そのベースバンドＯＦＤＭ信号
はＦＦＴ回路３０４に供給される。
（３）式に示したＯＦＤＭ伝送方式の送信信号ｓ（ｔ）
を受ける。チューナ３０２は、受信アンテナ３０１で受
けた送信信号ｓ（ｔ）を受け取ってＭｓ番セグメントを
選択し、ＲＦ帯からＩＦ帯に周波数変換するもので、そ
のＩＦ帯のＯＦＤＭ信号は直交復調回路３０３に供給さ
れる。この直交復調回路３０３は、入力されたＩＦ帯の
信号を直交復調することにより、ベースバンドＯＦＤＭ
信号に変換するもので、そのベースバンドＯＦＤＭ信号
はＦＦＴ回路３０４に供給される。
【００４７】このＦＦＴ回路３０４は、ベースバンドＯ
ＦＤＭ信号中から有効シンボル期間信号を取り出してＦ
ＦＴ処理し、周波数領域に変換するもので、その出力は
位相回転補正回路３０６に供給される。この位相回転補
正回路３０６は、（７）式に示したシンボル毎の位相回
転φ（Ｍｓ）を補正するもので、その補正出力は検波回
路３０５に供給される。この検波回路３０５は、各キャ
リアを変調方式に応じて検波した後、デマッピングした
ものを復調信号として出力する。
ＦＤＭ信号中から有効シンボル期間信号を取り出してＦ
ＦＴ処理し、周波数領域に変換するもので、その出力は
位相回転補正回路３０６に供給される。この位相回転補
正回路３０６は、（７）式に示したシンボル毎の位相回
転φ（Ｍｓ）を補正するもので、その補正出力は検波回
路３０５に供給される。この検波回路３０５は、各キャ
リアを変調方式に応じて検波した後、デマッピングした
ものを復調信号として出力する。
【００４８】図２は、図１における位相回転補正回路３
０６の第１の構成例である。この位相回転補正回路３０
６では、ＦＦＴ回路３０４の出力が複素乗算器３０６４
の第１の入力に供給される。一方、加算器３０６１は、
信号を１シンボル期間保持するレジスタ３０６２と共に
累積加算器を構成し、（７）式のφ（Ｍｓ）に−１を乗
じた値を毎シンボル累積加算することにより、演算開始
からの位相回転の累積を算出するもので、その算出結果
（加算器３０６１の出力）は位相／ベクトル変換回路３
０６３に供給される。
０６の第１の構成例である。この位相回転補正回路３０
６では、ＦＦＴ回路３０４の出力が複素乗算器３０６４
の第１の入力に供給される。一方、加算器３０６１は、
信号を１シンボル期間保持するレジスタ３０６２と共に
累積加算器を構成し、（７）式のφ（Ｍｓ）に−１を乗
じた値を毎シンボル累積加算することにより、演算開始
からの位相回転の累積を算出するもので、その算出結果
（加算器３０６１の出力）は位相／ベクトル変換回路３
０６３に供給される。
【００４９】この位相／ベクトル変換回路３０６３は、
加算器３０６１の出力を位相角とし、振幅が１である複
素ベクトルを出力するもので、その出力は複素乗算器３
０６４の第２の入力に供給される。この複素乗算器３０
６４は、位相／ベクトル変換回路３０６３の出力とＦＦ
Ｔ回路３０４の出力とを乗じるもので、その乗算結果は
位相回転補正回路３０６の出力として検波回路３０５に
供給される。
加算器３０６１の出力を位相角とし、振幅が１である複
素ベクトルを出力するもので、その出力は複素乗算器３
０６４の第２の入力に供給される。この複素乗算器３０
６４は、位相／ベクトル変換回路３０６３の出力とＦＦ
Ｔ回路３０４の出力とを乗じるもので、その乗算結果は
位相回転補正回路３０６の出力として検波回路３０５に
供給される。
【００５０】図３は、図１における位相回転補正回路３
０６の第２の構成例であり、図２と同一部分には同一符
号を付して示す。尚、この構成は、毎シンボル同じ周波
数位置に配置され、同じ位相で変調されたパイロット信
号を、ＯＦＤＭ信号ｓ（ｔ）が含む場合に用いるもので
ある。
０６の第２の構成例であり、図２と同一部分には同一符
号を付して示す。尚、この構成は、毎シンボル同じ周波
数位置に配置され、同じ位相で変調されたパイロット信
号を、ＯＦＤＭ信号ｓ（ｔ）が含む場合に用いるもので
ある。
【００５１】ＦＦＴ回路３０４の出力は複素乗算器３０
６４の第１の入力、及びシンボル間差動検波回路３０６
５に供給される。このシンボル間差動検波回路３０６５
は、ＯＦＤＭ信号に含まれるパイロット信号をシンボル
間差動検波するもので、その出力は平均回路３０６６に
供給される。この平均回路３０６６は、シンボル間差動
検波回路３０６４の出力をシンボル内で平均するもの
で、その出力はベクトル／位相変換回路３０６７に供給
される。このベクトル／位相変換回路３０６７は、平均
回路３０６６の出力ベクトルの位相を算出することによ
り、シンボル間の位相回転量を算出するもので、その出
力は係数器３０６８に供給される。この係数器３０６８
は、ベクトル／位相変換回路３０６７の出力に−１を乗
じることにより、シンボル毎の位相回転補正量を算出す
るもので、その出力は加算器３０６１の第１の入力に供
給される。以降の構成及び処理は、図２と同様であるの
で説明を省略する。
６４の第１の入力、及びシンボル間差動検波回路３０６
５に供給される。このシンボル間差動検波回路３０６５
は、ＯＦＤＭ信号に含まれるパイロット信号をシンボル
間差動検波するもので、その出力は平均回路３０６６に
供給される。この平均回路３０６６は、シンボル間差動
検波回路３０６４の出力をシンボル内で平均するもの
で、その出力はベクトル／位相変換回路３０６７に供給
される。このベクトル／位相変換回路３０６７は、平均
回路３０６６の出力ベクトルの位相を算出することによ
り、シンボル間の位相回転量を算出するもので、その出
力は係数器３０６８に供給される。この係数器３０６８
は、ベクトル／位相変換回路３０６７の出力に−１を乗
じることにより、シンボル毎の位相回転補正量を算出す
るもので、その出力は加算器３０６１の第１の入力に供
給される。以降の構成及び処理は、図２と同様であるの
で説明を省略する。
【００５２】ここで、キャリアの変調方式が同期検波を
前提とした方式である場合、図１１に示すように、位相
及び振幅が既知であるパイロット信号を、送信側でキャ
リア方向及びシンボル方向に分散的に配置し、受信側で
はそのパイロット信号に対する伝送路特性を算出し、そ
の伝送路特性を内挿することにより各データキャリアに
対する伝送路特性を推定し、それを用いて各キャリアを
検波することがある。
前提とした方式である場合、図１１に示すように、位相
及び振幅が既知であるパイロット信号を、送信側でキャ
リア方向及びシンボル方向に分散的に配置し、受信側で
はそのパイロット信号に対する伝送路特性を算出し、そ
の伝送路特性を内挿することにより各データキャリアに
対する伝送路特性を推定し、それを用いて各キャリアを
検波することがある。
【００５３】図１１の例では、キャリア方向には１２キ
ャリア間隔、シンボル方向には４シンボル間隔でパイロ
ット信号を配置し、シンボル毎に３キャリアずつ配置を
シフトしている。この場合、Ｍｓ番セグメントのＫ′
（Ｍｓ）−２番キャリア及びＫ′（Ｍｓ）−１番キャリ
アそれぞれの伝送路特性を推定するためには、少なくと
もＭｓ＋１番セグメントの０番キャリアで伝送されるパ
イロット信号を用いる必要がある。
ャリア間隔、シンボル方向には４シンボル間隔でパイロ
ット信号を配置し、シンボル毎に３キャリアずつ配置を
シフトしている。この場合、Ｍｓ番セグメントのＫ′
（Ｍｓ）−２番キャリア及びＫ′（Ｍｓ）−１番キャリ
アそれぞれの伝送路特性を推定するためには、少なくと
もＭｓ＋１番セグメントの０番キャリアで伝送されるパ
イロット信号を用いる必要がある。
【００５４】そこで、このような場合、本実施の形態に
おいては、チューナ３０２、直交復調回路３０３及びＦ
ＦＴ回路３０４は、Ｍｓ番セグメントに加えて、Ｍｓ番
セグメントを検波するのに必要なパイロット信号も処理
し、さらに位相回転補正回路３０６も、Ｍｓ番セグメン
トに加えて、Ｍｓ番セグメントを検波するのに必要なパ
イロット信号に対しても位相回転補正を施す必要があ
る。
おいては、チューナ３０２、直交復調回路３０３及びＦ
ＦＴ回路３０４は、Ｍｓ番セグメントに加えて、Ｍｓ番
セグメントを検波するのに必要なパイロット信号も処理
し、さらに位相回転補正回路３０６も、Ｍｓ番セグメン
トに加えて、Ｍｓ番セグメントを検波するのに必要なパ
イロット信号に対しても位相回転補正を施す必要があ
る。
【００５５】また、本実施の形態においては、シンボル
毎の位相回転φ（Ｍｓ）が既知であるとして説明した
が、既知でない場合にも、例えば以下のような手法を用
いることによって、受信側でＭｓ番セグメントを復調す
ることが可能である。
毎の位相回転φ（Ｍｓ）が既知であるとして説明した
が、既知でない場合にも、例えば以下のような手法を用
いることによって、受信側でＭｓ番セグメントを復調す
ることが可能である。
【００５６】まず送信側において、セグメントの基準キ
ャリアが全帯域の基準キャリアと等しいような基準セグ
メントを設けておき、さらにその基準セグメントで他の
セグメントのφ（ｍ）に関する情報を伝送する。そして
受信側では、まず基準セグメントを受信・復調し（この
場合ΔＫ（ｍ）＝０つまりφ（ｍ）＝０であるので、受
信側では位相回転補正なしで復調可能である。）、その
復調信号の中からＭｓ番セグメントのφ（ｍ）に関する
情報を抽出する。その後、Ｍｓ番セグメントを選択し、
取得したφ（Ｍｓ）を用いて位相回転補正を行うことに
よりＭｓ番セグメントで伝送された信号を復調すること
が可能となる。
ャリアが全帯域の基準キャリアと等しいような基準セグ
メントを設けておき、さらにその基準セグメントで他の
セグメントのφ（ｍ）に関する情報を伝送する。そして
受信側では、まず基準セグメントを受信・復調し（この
場合ΔＫ（ｍ）＝０つまりφ（ｍ）＝０であるので、受
信側では位相回転補正なしで復調可能である。）、その
復調信号の中からＭｓ番セグメントのφ（ｍ）に関する
情報を抽出する。その後、Ｍｓ番セグメントを選択し、
取得したφ（Ｍｓ）を用いて位相回転補正を行うことに
よりＭｓ番セグメントで伝送された信号を復調すること
が可能となる。
【００５７】以上の構成により、本実施の形態の構成に
よれば、位相回転補正回路３０６により、Ｍｓ番セグメ
ントを選択、復調する際のシンボル毎の位相回転φ（Ｍ
ｓ）を補正することができるので、従来通りの検波回路
３０５により信号を復調することが可能となる。
よれば、位相回転補正回路３０６により、Ｍｓ番セグメ
ントを選択、復調する際のシンボル毎の位相回転φ（Ｍ
ｓ）を補正することができるので、従来通りの検波回路
３０５により信号を復調することが可能となる。
【００５８】尚、本実施の形態においては、ＦＦＴ回路
３０４の出力に対して位相回転の補正を施す構成を説明
したが、この補正はチューナ３０２、直交復調回路３０
３、ＦＦＴ回路３０４の入力、あるいは検波回路等、如
何なる場所で行ってもよい。
３０４の出力に対して位相回転の補正を施す構成を説明
したが、この補正はチューナ３０２、直交復調回路３０
３、ＦＦＴ回路３０４の入力、あるいは検波回路等、如
何なる場所で行ってもよい。
【００５９】（第２の実施の形態）図４は、本発明の第
２の実施の形態における送信装置の構成を示すブロック
図である。尚、図４において、図１４と同一部分には同
一符号を付して示す。
２の実施の形態における送信装置の構成を示すブロック
図である。尚、図４において、図１４と同一部分には同
一符号を付して示す。
【００６０】図４において、Ｍ個の被伝送信号＃０〜＃
（Ｍ−１）は、マッピング回路部１０６に含まれるマッ
ピング回路＃０〜＃（Ｍ−１）により、セグメント毎に
各キャリアの変調方式に応じた複素平面上の信号点にマ
ッピングされた後、位相回転補正回路部１０８に含まれ
る位相回転補正回路＃０〜＃（Ｍ−１）に供給される。
この位相回転補正回路部１０８は、受信側において発生
するシンボル毎の位相回転φ（ｍ）を、セグメント毎に
予め補正するもので、その出力は多重回路１０７に供給
される。
（Ｍ−１）は、マッピング回路部１０６に含まれるマッ
ピング回路＃０〜＃（Ｍ−１）により、セグメント毎に
各キャリアの変調方式に応じた複素平面上の信号点にマ
ッピングされた後、位相回転補正回路部１０８に含まれ
る位相回転補正回路＃０〜＃（Ｍ−１）に供給される。
この位相回転補正回路部１０８は、受信側において発生
するシンボル毎の位相回転φ（ｍ）を、セグメント毎に
予め補正するもので、その出力は多重回路１０７に供給
される。
【００６１】この多重回路１０７は、Ｍ個のセグメント
のデータを多重し、周波数領域の信号を生成するもの
で、その周波数領域の信号はＩＦＦＴ回路１０２に供給
される。このＩＦＦＴ回路１０２は、１シンボル分の被
伝送信号をＩＦＦＴ処理し、時間領域に変換することに
よって有効シンボル期間信号を生成するものであるが、
さらに、各シンボル毎に有効シンボル期間信号の後部を
ガード期間信号として有効シンボル期間信号の前に付加
することにより、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を生成す
る機能を有する。ここで生成されたベースバンドＯＦＤ
Ｍ信号は直交変調回路１０３に供給される。
のデータを多重し、周波数領域の信号を生成するもの
で、その周波数領域の信号はＩＦＦＴ回路１０２に供給
される。このＩＦＦＴ回路１０２は、１シンボル分の被
伝送信号をＩＦＦＴ処理し、時間領域に変換することに
よって有効シンボル期間信号を生成するものであるが、
さらに、各シンボル毎に有効シンボル期間信号の後部を
ガード期間信号として有効シンボル期間信号の前に付加
することにより、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を生成す
る機能を有する。ここで生成されたベースバンドＯＦＤ
Ｍ信号は直交変調回路１０３に供給される。
【００６２】この直交変調回路１０３は、ベースバンド
ＯＦＤＭ信号を直交変調することにより、当該ベースバ
ンドＯＦＤＭ信号をＩＦ帯の信号に周波数変換するもの
で、そのＩＦ帯のＯＦＤＭ信号はアップコンバータ１０
４によってＲＦ帯の信号に周波数変換され、送信アンテ
ナ１０５から出力される。
ＯＦＤＭ信号を直交変調することにより、当該ベースバ
ンドＯＦＤＭ信号をＩＦ帯の信号に周波数変換するもの
で、そのＩＦ帯のＯＦＤＭ信号はアップコンバータ１０
４によってＲＦ帯の信号に周波数変換され、送信アンテ
ナ１０５から出力される。
【００６３】図５は、図４における位相回転補正回路部
１０８の構成例である。この位相回転補正回路部１０８
では、マッピング回路部１０６に含まれるマッピング回
路＃ｍの出力が、位相回転補正回路＃ｍの複素乗算器１
０８４の第１の入力に供給される。一方、加算器１０８
１は、信号を１シンボル期間保持するレジスタ１０８２
と共に累積加算器を構成し、φ（ｍ）に−１を乗じた値
を毎シンボル累積加算することにより、演算開始からの
位相回転の累積を算出するもので、その算出結果（加算
器１０８１の出力）は位相／ベクトル変換回路１０８３
に供給される。
１０８の構成例である。この位相回転補正回路部１０８
では、マッピング回路部１０６に含まれるマッピング回
路＃ｍの出力が、位相回転補正回路＃ｍの複素乗算器１
０８４の第１の入力に供給される。一方、加算器１０８
１は、信号を１シンボル期間保持するレジスタ１０８２
と共に累積加算器を構成し、φ（ｍ）に−１を乗じた値
を毎シンボル累積加算することにより、演算開始からの
位相回転の累積を算出するもので、その算出結果（加算
器１０８１の出力）は位相／ベクトル変換回路１０８３
に供給される。
【００６４】この位相／ベクトル変換回路１０８３は、
加算器１０８１の出力を位相角とし、振幅が１である複
素ベクトルを出力するもので、その出力は複素乗算器１
０８４の第２の入力に供給される。この複素乗算器１０
８４は、位相／ベクトル変換回路１０８３の出力とマッ
ピング回路部１０６に含まれるマッピング回路＃ｍの出
力とを乗じるもので、その乗算結果は位相回転補正回路
部１０８の出力として多重回路１０７に供給される。
加算器１０８１の出力を位相角とし、振幅が１である複
素ベクトルを出力するもので、その出力は複素乗算器１
０８４の第２の入力に供給される。この複素乗算器１０
８４は、位相／ベクトル変換回路１０８３の出力とマッ
ピング回路部１０６に含まれるマッピング回路＃ｍの出
力とを乗じるもので、その乗算結果は位相回転補正回路
部１０８の出力として多重回路１０７に供給される。
【００６５】以上の構成により生成される送信信号ｓ′
（ｔ）は、（９）式のように表される。
（ｔ）は、（９）式のように表される。
【数２９】
【００６６】ここで、送信信号ｓ′（ｔ）の中から一つ
のセグメントを選択し復調することを考え、Ｍｓ番セグ
メントに着目すると、送信信号ｓ′（ｔ）は（１０）式
のように表される。
のセグメントを選択し復調することを考え、Ｍｓ番セグ
メントに着目すると、送信信号ｓ′（ｔ）は（１０）式
のように表される。
【数３０】
【００６７】このとき（１０）式において、Ｍｓ番セグ
メントの基準キャリアＫ′ｃ（Ｍｓ）のＲＦ帯域におけ
る周波数ｆｃ＋Δｆ（Ｍｓ）に着目してみると、送信信
号ｓ′（ｔ）中のＭｓ番セグメントの成分については、
位相回転補正項ｅｘｐ（−ｊφ（ｍ）ｎ）がシンボル毎
の位相回転項Φ（ｎ，Ｍｓ）を打ち消し、シンボル毎の
位相回転を起こさないことが分かる。
メントの基準キャリアＫ′ｃ（Ｍｓ）のＲＦ帯域におけ
る周波数ｆｃ＋Δｆ（Ｍｓ）に着目してみると、送信信
号ｓ′（ｔ）中のＭｓ番セグメントの成分については、
位相回転補正項ｅｘｐ（−ｊφ（ｍ）ｎ）がシンボル毎
の位相回転項Φ（ｎ，Ｍｓ）を打ち消し、シンボル毎の
位相回転を起こさないことが分かる。
【００６８】この結果、図４の送信装置により生成され
た送信信号ｓ′（ｔ）を受信して、その受信信号からい
ずれかの１セグメントを選択、復調する１セグメント受
信装置を構成する場合、図６に示すように、受信アンテ
ナ３０１、チューナ３０２、直交復調回路３０３、ＦＦ
Ｔ回路３０４、検波回路３０５で実現できるようにな
り、位相回転の補正が不要となる。
た送信信号ｓ′（ｔ）を受信して、その受信信号からい
ずれかの１セグメントを選択、復調する１セグメント受
信装置を構成する場合、図６に示すように、受信アンテ
ナ３０１、チューナ３０２、直交復調回路３０３、ＦＦ
Ｔ回路３０４、検波回路３０５で実現できるようにな
り、位相回転の補正が不要となる。
【００６９】ところで、図４のように送信装置を構成し
た場合、各セグメント全体を受信する場合には、各セグ
メントが位相回転の補正を受けているため、このままで
は受信不能となってしまう。これを回避するための受信
装置の構成を図７に示す。
た場合、各セグメント全体を受信する場合には、各セグ
メントが位相回転の補正を受けているため、このままで
は受信不能となってしまう。これを回避するための受信
装置の構成を図７に示す。
【００７０】図７は、図４の送信装置により生成された
送信信号ｓ′（ｔ）全体を受信する装置の構成を示すブ
ロック図である。尚、図７において、図１２（ｂ）、図
１５と同一部分には同一符号を付して示す。
送信信号ｓ′（ｔ）全体を受信する装置の構成を示すブ
ロック図である。尚、図７において、図１２（ｂ）、図
１５と同一部分には同一符号を付して示す。
【００７１】図７において、チューナ２０２は、受信ア
ンテナ２０１から入力された送信信号ｓ′（ｔ）を選択
し、ＲＦ帯からＩＦ帯に周波数変換するもので、そのＩ
Ｆ帯のＯＦＤＭ信号は直交復調回路２０３に供給され
る。この直交復調回路２０３は、入力されたＩＦ帯の信
号を直交復調することにより、ベースバンドＯＦＤＭ信
号に変換するもので、そのベースバンドＯＦＤＭ信号は
ＦＦＴ回路２０４に供給される。
ンテナ２０１から入力された送信信号ｓ′（ｔ）を選択
し、ＲＦ帯からＩＦ帯に周波数変換するもので、そのＩ
Ｆ帯のＯＦＤＭ信号は直交復調回路２０３に供給され
る。この直交復調回路２０３は、入力されたＩＦ帯の信
号を直交復調することにより、ベースバンドＯＦＤＭ信
号に変換するもので、そのベースバンドＯＦＤＭ信号は
ＦＦＴ回路２０４に供給される。
【００７２】このＦＦＴ回路２０４は、ベースバンドＯ
ＦＤＭ信号中から有効シンボル期間信号を取り出してＦ
ＦＴ処理し、周波数領域に変換するもので、その出力は
分離回路２０６に供給される。この分離回路２０６は、
ＦＦＴ回路２０４により変換された周波数領域の信号を
Ｍ個のセグメントに分離するもので、その出力は位相回
転逆補正回路部２０８に含まれる位相回転逆補正回路＃
０〜＃（Ｍ−１）に供給される。
ＦＤＭ信号中から有効シンボル期間信号を取り出してＦ
ＦＴ処理し、周波数領域に変換するもので、その出力は
分離回路２０６に供給される。この分離回路２０６は、
ＦＦＴ回路２０４により変換された周波数領域の信号を
Ｍ個のセグメントに分離するもので、その出力は位相回
転逆補正回路部２０８に含まれる位相回転逆補正回路＃
０〜＃（Ｍ−１）に供給される。
【００７３】この位相回転逆補正回路部２０８は、送信
側において位相回転補正回路部１０８によりセグメント
毎に施された位相回転を逆補正するもので、その出力は
検波回路部２０７に含まれる検波回路＃０〜＃（Ｍ−
１）に供給される。この検波回路部２０７は、セグメン
ト毎に各キャリアを変調方式に応じて検波した後、デマ
ッピングしたものをＭ個の復調信号＃０〜＃（Ｍ−１）
として出力する。
側において位相回転補正回路部１０８によりセグメント
毎に施された位相回転を逆補正するもので、その出力は
検波回路部２０７に含まれる検波回路＃０〜＃（Ｍ−
１）に供給される。この検波回路部２０７は、セグメン
ト毎に各キャリアを変調方式に応じて検波した後、デマ
ッピングしたものをＭ個の復調信号＃０〜＃（Ｍ−１）
として出力する。
【００７４】図７における位相回転逆補正回路部２０８
は、図５に示した送信側の位相回転補正回路部１０８の
構成において、−φ（ｍ）をφ（ｍ）としたものである
ので、説明は省略する。
は、図５に示した送信側の位相回転補正回路部１０８の
構成において、−φ（ｍ）をφ（ｍ）としたものである
ので、説明は省略する。
【００７５】以上の構成により、本実施の形態の構成に
よれば、本来受信側において発生するシンボル毎の位相
回転φ（ｍ）を、送信側において位相回転補正回路部１
０８によりセグメント毎に補正したものを送信信号ｓ′
（ｔ）として出力するので、ｓ′（ｔ）の中から一つの
セグメントを選択、復調する場合は、φ（ｍ）を意識す
ることなく、図６に示すような従来と同じ構成の１セグ
メント受信装置によって復調することが可能となる。一
方、ｓ′（ｔ）全体を受信する場合は、図７に示すよう
に位相回転逆補正回路部２０８によりセグメント毎に逆
補正を施すことで、従来と同じように復調できるように
なる。
よれば、本来受信側において発生するシンボル毎の位相
回転φ（ｍ）を、送信側において位相回転補正回路部１
０８によりセグメント毎に補正したものを送信信号ｓ′
（ｔ）として出力するので、ｓ′（ｔ）の中から一つの
セグメントを選択、復調する場合は、φ（ｍ）を意識す
ることなく、図６に示すような従来と同じ構成の１セグ
メント受信装置によって復調することが可能となる。一
方、ｓ′（ｔ）全体を受信する場合は、図７に示すよう
に位相回転逆補正回路部２０８によりセグメント毎に逆
補正を施すことで、従来と同じように復調できるように
なる。
【００７６】（第３の実施の形態）図８は、本発明の第
３の実施の形態における送信装置の構成を示すブロック
図である。図８において、図４と同一部分には同一符号
を付して示す。
３の実施の形態における送信装置の構成を示すブロック
図である。図８において、図４と同一部分には同一符号
を付して示す。
【００７７】ここでは、キャリアの変調方式が同期検波
を前提とした方式を含み、図１１に示すように、位相及
び振幅が既知であるパイロット信号を、送信側でキャリ
ア方向及びシンボル方向に分散的に配置し、受信側では
そのパイロット信号に対する伝送路特性を算出し、その
伝送路特性を内挿することにより各データキャリアに対
する伝送路特性を推定し、それを用いて各キャリアを検
波することを前提としている。そして本実施の形態は、
そのような場合に、第２の実施の形態と同様に、送信側
においてセグメント毎に位相回転補正を施すものであ
る。
を前提とした方式を含み、図１１に示すように、位相及
び振幅が既知であるパイロット信号を、送信側でキャリ
ア方向及びシンボル方向に分散的に配置し、受信側では
そのパイロット信号に対する伝送路特性を算出し、その
伝送路特性を内挿することにより各データキャリアに対
する伝送路特性を推定し、それを用いて各キャリアを検
波することを前提としている。そして本実施の形態は、
そのような場合に、第２の実施の形態と同様に、送信側
においてセグメント毎に位相回転補正を施すものであ
る。
【００７８】図８においては、図４の構成に対し、Ｍ−
１番セグメントの帯域端（Ｋ′（Ｍ−１）−１番キャリ
ア）付近のキャリアを検波する際に必要となるパイロッ
ト信号を複素平面上の信号点にマッピングするマッピン
グ回路１０９と、そのパイロット信号に対して位相回転
補正を施す位相回転補正回路１１０が追加されている。
そして、多重回路１０７は、Ｍ個のセグメントのデータ
及びパイロット信号を多重し、周波数領域の信号を生成
するものであるが、その際、パイロット信号をＭ−１番
セグメントに隣接する伝送帯域端に配置して同様の処理
を行う。
１番セグメントの帯域端（Ｋ′（Ｍ−１）−１番キャリ
ア）付近のキャリアを検波する際に必要となるパイロッ
ト信号を複素平面上の信号点にマッピングするマッピン
グ回路１０９と、そのパイロット信号に対して位相回転
補正を施す位相回転補正回路１１０が追加されている。
そして、多重回路１０７は、Ｍ個のセグメントのデータ
及びパイロット信号を多重し、周波数領域の信号を生成
するものであるが、その際、パイロット信号をＭ−１番
セグメントに隣接する伝送帯域端に配置して同様の処理
を行う。
【００７９】すなわち、伝送帯域端のパイロット信号に
対応する複素平面上の信号点をｃｐとし、パイロット信
号に対するシンボル毎の位相回転補正量を−φｐとする
と、図８に示す送信装置が出力する送信信号ｓ″（ｔ）
は、（１１）式のように表される。
対応する複素平面上の信号点をｃｐとし、パイロット信
号に対するシンボル毎の位相回転補正量を−φｐとする
と、図８に示す送信装置が出力する送信信号ｓ″（ｔ）
は、（１１）式のように表される。
【数３１】
【００８０】図９は、本発明の第３の実施の形態におけ
る１セグメント受信装置の構成を示すブロック図であ
る。尚、図９において、図６と同一部分には同一符号を
付して示す。
る１セグメント受信装置の構成を示すブロック図であ
る。尚、図９において、図６と同一部分には同一符号を
付して示す。
【００８１】図９においては、図６の構成に対し、分離
回路３０７及び位相回転逆補正回路３０８が追加されて
いる。このうち、分離回路３０７は、ＦＦＴ回路３０４
の出力を、Ｍｓ≠Ｍ−１の場合は、Ｍｓ番セグメントの
信号とＭｓ＋１番セグメントに含まれるパイロット信号
とに分離し、Ｍｓ＝Ｍ−１の場合は、Ｍｓ（＝Ｍ−１）
番セグメントの信号と伝送帯域端のパイロット信号とに
分離するもので、Ｍｓ番セグメントの信号は直接検波回
路３０５に供給され、パイロット信号は位相回転逆補正
回路３０８を経て検波回路３０５に供給される。
回路３０７及び位相回転逆補正回路３０８が追加されて
いる。このうち、分離回路３０７は、ＦＦＴ回路３０４
の出力を、Ｍｓ≠Ｍ−１の場合は、Ｍｓ番セグメントの
信号とＭｓ＋１番セグメントに含まれるパイロット信号
とに分離し、Ｍｓ＝Ｍ−１の場合は、Ｍｓ（＝Ｍ−１）
番セグメントの信号と伝送帯域端のパイロット信号とに
分離するもので、Ｍｓ番セグメントの信号は直接検波回
路３０５に供給され、パイロット信号は位相回転逆補正
回路３０８を経て検波回路３０５に供給される。
【００８２】上記位相回転逆補正回路３０８は、Ｍｓ番
セグメントの基準キャリアＫ′ｃ（Ｍｓ）のＲＦ帯域に
おける周波数ｆｃ＋Δｆ（Ｍｓ）に着目してみた場合
に、パイロット信号に対して発生するシンボル毎の位相
回転を補正するものである。
セグメントの基準キャリアＫ′ｃ（Ｍｓ）のＲＦ帯域に
おける周波数ｆｃ＋Δｆ（Ｍｓ）に着目してみた場合
に、パイロット信号に対して発生するシンボル毎の位相
回転を補正するものである。
【００８３】ここで、パイロット信号に対して発生する
シンボル毎の位相回転について考える。
シンボル毎の位相回転について考える。
【００８４】Ｍｓ≠Ｍ−１の場合、Ｍｓ番セグメントの
基準キャリアＫ′ｃ（Ｍｓ）のＲＦ帯域における周波数
ｆｃ＋Δｆ（Ｍｓ）に着目すると、（１０）式よりＭｓ
＋１番セグメントの信号に対して発生するシンボル毎の
位相回転Δφ（Ｍｓ）は、（１２）式のように表され
る。
基準キャリアＫ′ｃ（Ｍｓ）のＲＦ帯域における周波数
ｆｃ＋Δｆ（Ｍｓ）に着目すると、（１０）式よりＭｓ
＋１番セグメントの信号に対して発生するシンボル毎の
位相回転Δφ（Ｍｓ）は、（１２）式のように表され
る。
【数３２】
【００８５】以下では、説明を単純にするために、全て
のセグメントのキャリア数をＫ″とし、全てのセグメン
トの基準キャリアのセグメント内キャリアインデックス
をＫ″ｃとする。
のセグメントのキャリア数をＫ″とし、全てのセグメン
トの基準キャリアのセグメント内キャリアインデックス
をＫ″ｃとする。
【００８６】このとき、
【数３３】
【００８７】であるので、Δφ（Ｍｓ）は、（１４）式
のように表され、Ｍｓに関わらず一定値Δφとなる。
のように表され、Ｍｓに関わらず一定値Δφとなる。
【数３４】
【００８８】従って、図９に示す１セグメント受信装置
において、Ｍｓ（≠Ｍ−１）番セグメントを選択、復調
する場合には、位相回転逆補正回路３０８におけるシン
ボル毎の補正量を−Δφとすればよい。
において、Ｍｓ（≠Ｍ−１）番セグメントを選択、復調
する場合には、位相回転逆補正回路３０８におけるシン
ボル毎の補正量を−Δφとすればよい。
【００８９】また、図９に示す１セグメント受信装置に
おいて、Ｍ−１番セグメントを選択、復調する場合に、
伝送帯域端のパイロット信号に対して施す位相回転補正
量を、他のセグメントを受信する際と等しく−Δφとす
るためには、図８に示す送信装置の位相回転補正回路１
１０におけるシンボル毎の位相回転補正量−φｐを、
（１５）式に表されるようにすればよい。
おいて、Ｍ−１番セグメントを選択、復調する場合に、
伝送帯域端のパイロット信号に対して施す位相回転補正
量を、他のセグメントを受信する際と等しく−Δφとす
るためには、図８に示す送信装置の位相回転補正回路１
１０におけるシンボル毎の位相回転補正量−φｐを、
（１５）式に表されるようにすればよい。
【数３５】
【００９０】図１０は、図８に示す送信装置により生成
された送信信号ｓ″（ｔ）全体を受信する装置の構成を
示すブロック図である。尚、図１０において、図７と同
一部分には同一符号を付して示す。
された送信信号ｓ″（ｔ）全体を受信する装置の構成を
示すブロック図である。尚、図１０において、図７と同
一部分には同一符号を付して示す。
【００９１】図１０において、分離回路２０６は、ＦＦ
Ｔ回路２０４により変換された周波数領域の信号をＭ個
のセグメント及び伝送帯域端のパイロット信号に分離す
る。また、図７の構成に対して追加された位相回転逆補
正回路２０９は、図８に示す送信装置の位相回転補正回
路１１０において、伝送帯域端のパイロット信号に対し
て施された位相回転補正の逆補正を施すものである。そ
して、検波回路＃ｍ（≠Ｍ−１）には位相回転逆補正回
路部２０８に含まれる位相回転逆補正回路＃ｍの出力に
加えて、位相回転逆補正回路＃（ｍ＋１）の出力中のｍ
番セグメントに隣接するパイロット信号が供給される。
また、検波回路＃（Ｍ−１）には位相回転逆補正回路部
２０８に含まれる位相回転逆補正回路＃（Ｍ−１）の出
力に加えて、位相回転逆補正回路２０９の出力が供給さ
れる。
Ｔ回路２０４により変換された周波数領域の信号をＭ個
のセグメント及び伝送帯域端のパイロット信号に分離す
る。また、図７の構成に対して追加された位相回転逆補
正回路２０９は、図８に示す送信装置の位相回転補正回
路１１０において、伝送帯域端のパイロット信号に対し
て施された位相回転補正の逆補正を施すものである。そ
して、検波回路＃ｍ（≠Ｍ−１）には位相回転逆補正回
路部２０８に含まれる位相回転逆補正回路＃ｍの出力に
加えて、位相回転逆補正回路＃（ｍ＋１）の出力中のｍ
番セグメントに隣接するパイロット信号が供給される。
また、検波回路＃（Ｍ−１）には位相回転逆補正回路部
２０８に含まれる位相回転逆補正回路＃（Ｍ−１）の出
力に加えて、位相回転逆補正回路２０９の出力が供給さ
れる。
【００９２】上記構成によれば、ｓ″（ｔ）全体を受信
する場合でも、図１０に示すように位相回転逆補正回路
部２０８によりセグメント毎に逆補正を施すことで、従
来と同じように復調できるようになる。
する場合でも、図１０に示すように位相回転逆補正回路
部２０８によりセグメント毎に逆補正を施すことで、従
来と同じように復調できるようになる。
【００９３】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、セグメン
ト化されたＯＦＤＭ信号から一つのセグメントを選択、
復調する際に発生するシンボル毎の位相回転を、送信側
あるいは受信側において補正することにより、送信側で
はセグメント単位で様々な情報を送信し、受信側ではそ
の中から任意のセグメントを選択、復調する、あるいは
全てのセグメントを受信することを可能とするＯＦＤＭ
伝送方式の送信装置及び受信装置を提供することができ
る。
ト化されたＯＦＤＭ信号から一つのセグメントを選択、
復調する際に発生するシンボル毎の位相回転を、送信側
あるいは受信側において補正することにより、送信側で
はセグメント単位で様々な情報を送信し、受信側ではそ
の中から任意のセグメントを選択、復調する、あるいは
全てのセグメントを受信することを可能とするＯＦＤＭ
伝送方式の送信装置及び受信装置を提供することができ
る。
【図１】本発明の第１の実施の形態における１セグメン
ト受信装置の構成を示すブロック図である。
ト受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１における位相回転補正回路の第１の内部構
成例を示すブロック図である。
成例を示すブロック図である。
【図３】図１における位相回転補正回路の第２の内部構
成例を示すブロック図である。
成例を示すブロック図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態における送信装置の
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図５】図４における位相回転補正回路部の内部構成例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態における１セグメン
ト受信装置の構成を示すブロック図である。
ト受信装置の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の第２の実施の形態における受信装置の
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の第３の実施の形態における送信装置の
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の第３の実施の形態における１セグメン
ト受信装置の構成を示すブロック図である。
ト受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第３の実施の形態における受信装置
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明に係るパイロット信号配置例を示す模
式図である。
式図である。
【図１２】ＯＦＤＭ伝送方式の原理的な構成例を示すブ
ロック図であり、（ａ）は送信装置、（ｂ）は受信装置
の構成例を示す。
ロック図であり、（ａ）は送信装置、（ｂ）は受信装置
の構成例を示す。
【図１３】本発明に係るセグメント構造の例を示す模式
図である。
図である。
【図１４】従来の送信装置の構成例を示すブロック図で
ある。
ある。
【図１５】従来の受信装置の構成例を示すブロック図で
ある。
ある。
１０１…マッピング回路 １０２…ＩＦＦＴ回路 １０３…直交変調回路 １０４…アップコンバータ １０５…送信アンテナ １０６…マッピング回路部 １０７…多重回路 １０８…位相回転補正回路部 １０９…マッピング回路 １１０…位相回転補正回路 ２０１…受信アンテナ ２０２…チューナ ２０３…直交復調回路 ２０４…ＦＦＴ回路 ２０５…検波回路 ２０６…分離回路 ２０７…検波回路部 ２０８…位相回転逆補正回路部 ２０９…位相回転逆補正回路 ３０１…受信アンテナ ３０２…チューナ ３０３…直交復調回路 ３０４…ＦＦＴ回路 ３０５…検波回路 ３０６…位相回転補正回路 ３０７…分離回路 ３０８…位相回転逆補正回路 １０６１…加算器 １０６２…レジスタ １０６３…位相／ベクトル変換回路 １０６４…複素乗算器 ３０６１…加算器 ３０６２…レジスタ ３０６３…位相／ベクトル変換回路 ３０６４…複素乗算器 ３０６５…シンボル間差動検波回路 ３０６６…平均回路 ３０６７…ベクトル／位相変換回路 ３０６８…係数器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 林 健一郎 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会 社次世代デジタルテレビジョン放送シス テム研究所内 (72)発明者 木村 知弘 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会 社次世代デジタルテレビジョン放送シス テム研究所内 (72)発明者 影山 定司 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会 社次世代デジタルテレビジョン放送シス テム研究所内 (72)発明者 木曽田 晃 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会 社次世代デジタルテレビジョン放送シス テム研究所内 (72)発明者 曽我 茂 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会 社次世代デジタルテレビジョン放送シス テム研究所内 (72)発明者 坂下 誠司 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (72)発明者 黒田 徹 東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本 放送協会放送技術研究所内 (72)発明者 土田 健一 東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本 放送協会放送技術研究所内 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 11/00
Claims (9)
- 【請求項１】 有効シンボル期間長をＴｕ、ガード期間
長をＴｇ、シンボル期間長をＴｓ（＝Ｔｕ＋Ｔｇ）、シ
ンボルのインデックスをｎ、セグメントのインデックス
をｍ、セグメント内におけるキャリアのインデックスを
ｋ′、ｎ番シンボルのｍ番セグメントのｋ′番キャリア
に対応する複素平面上の信号点をｃ′（ｎ，ｍ，
ｋ′）、セグメント数をＭ、ｍ番セグメントのキャリア
数をＫ′（ｍ）、全帯域の基準キャリアの全帯域におけ
るキャリアのインデックスをＫｃ、ｍ番セグメントの基
準キャリアのセグメント内におけるキャリアのインデッ
クスをＫ′ｃ（ｍ）、全帯域の基準キャリアの無線周波
数帯域における周波数をｆｃとするとき、送信信号ｓ
（ｔ）が、 【数１】 と表される形式で生成する直交周波数分割多重伝送方式
の送信装置で生成され伝送される送信信号を受信し、そ
の受信信号中の任意の一つのセグメントを選択し復調す
る受信装置であって、 復調しようとするＭｓ番セグメントの基準キャリアの無
線周波数帯域における周波数 【数２】 に着目し、そのＭｓ番セグメントに発生するシンボル毎
の位相回転 【数３】 を補正するため、シンボル毎に−φ（Ｍｓ）なる位相回
転を施す位相回転補正手段を備えることを特徴とする直
交周波数分割多重伝送方式の受信装置。 - 【請求項２】 有効シンボル期間長をＴｕ、ガード期間
長をＴｇ、シンボル期間長をＴｓ（＝Ｔｕ＋Ｔｇ）、シ
ンボルのインデックスをｎ、セグメントのインデックス
をｍ、セグメント内におけるキャリアのインデックスを
ｋ′、ｎ番シンボルのｍ番セグメントのｋ′番キャリア
に対応する複素平面上の信号点をｃ′（ｎ，ｍ，
ｋ′）、セグメント数をＭ、ｍ番セグメントのキャリア
数をＫ′（ｍ）、全帯域の基準キャリアの全帯域におけ
るキャリアのインデックスをＫｃ、ｍ番セグメントの基
準キャリアのセグメント内におけるキャリアのインデッ
クスをＫ′ｃ（ｍ）、全帯域の基準キャリアの無線周波
数帯域における周波数をｆｃとするとき、 その送信信号ｓ′（ｔ）を、 【数４】 と表される形式で生成することを特徴とする直交周波数
分割多重伝送方式の送信装置。 - 【請求項３】 請求項２記載の直交周波数分割多重伝送
方式の送信装置で生成され伝送される送信信号を受信
し、その受信信号中の任意の一つのセグメントを選択し
復調することを特徴とする直交周波数分割多重伝送方式
の受信装置。 - 【請求項４】 請求項２記載の直交周波数分割多重伝送
方式で生成され伝送される送信信号を受信し、その受信
信号を復調する受信装置であって、 前記受信信号のｍ番セグメント（０≦ｍ≦Ｍ−１）それ
ぞれに対し、シンボル毎に 【数５】 なる位相回転を施す位相回転逆補正手段を備えることを
特徴とする直交周波数分割多重伝送方式の受信装置。 - 【請求項５】 有効シンボル期間長をＴｕ、ガード期間
長をＴｇ、シンボル期間長をＴｓ（＝Ｔｕ＋Ｔｇ）、シ
ンボルのインデックスをｎ、キャリア総数をＫ＋１、セ
グメントのインデックスをｍ、セグメント内におけるキ
ャリアのインデックスをｋ′、ｎ番シンボルのｍ番セグ
メントのｋ′番キャリアに対応する複素平面上の信号点
をｃ′（ｎ，ｍ，ｋ′）、セグメント数をＭ、ｍ番セグ
メントのキャリア数をＫ′（ｍ）、全帯域の基準キャリ
アの全帯域におけるキャリアのインデックスをＫｃ、ｍ
番セグメントの基準キャリアのセグメント内におけるキ
ャリアのインデックスをＫ′ｃ（ｍ）、伝送帯域端のパ
イロット信号に対応する複素平面上の信号点をｃｐ、前
記パイロット信号に対して施すシンボル毎の位相回転量
を−φｐ、全帯域の基準キャリアの無線周波数帯域にお
ける周波数をｆｃとするとき、 その送信信号ｓ″（ｔ）を、 【数６】 と表される形式で生成することを特徴とする直交周波数
分割多重伝送方式の送信装置。 - 【請求項６】 全てのセグメントのキャリア数が等しく
Ｋ″であり、全てのセグメントの基準キャリアのセグメ
ント内におけるキャリアインデックスが等しくＫ″ｃで
あり、前記パイロット信号に対して施すシンボル毎の位
相回転量−φｐが 【数７】 と表されることを特徴とする請求項５記載の直交周波数
分割多重伝送方式の送信装置。 - 【請求項７】 請求項５記載の直交周波数分割多重伝送
方式の送信装置で生成され伝送される送信信号を受信
し、その受信信号中の任意の一つのセグメントを選択し
復調する受信装置であって、 Ｍｓ≠Ｍ−１番セグメントを選択、復調する場合には、
Ｍｓ＋１番セグメントに含まれるパイロット信号に対
し、シンボル毎に 【数８】 なる位相回転を施し、 Ｍｓ＝Ｍ−１番セグメントを選択、復調する場合には、
伝送帯域端のパイロット信号に対し、シンボル毎にφｐ
なる位相回転を施す位相回転逆補正手段を備えることを
特徴とする直交周波数分割多重伝送方式の受信装置。 - 【請求項８】 請求項６記載の直交周波数分割多重伝送
方式の送信装置で生成され伝送される送信信号を受信
し、その受信信号中、任意の一つのセグメントを選択し
復調する受信装置であって、 Ｍｓ≠Ｍ−１番セグメントを選択、復調する場合には、
Ｍｓ＋１番セグメントに含まれるパイロット信号に対
し、また、Ｍｓ＝Ｍ−１番セグメントを選択、復調する
場合には、伝送帯域端のパイロット信号に対し、それぞ
れシンボル毎に 【数９】 なる位相回転を施す位相回転逆補正手段を備えることを
特徴とする直交周波数分割多重伝送方式の受信装置。 - 【請求項９】 請求項５記載の直交周波数分割多重伝送
方式の送信装置で生成され伝送される送信信号を受信
し、その受信信号を復調する受信装置であって、 前記受信信号のｍ番セグメント（０≦ｍ≦Ｍ−１）それ
ぞれに対し、シンボル毎に 【数１０】 なるシンボル毎の位相回転を施し、 伝送帯域端のパイロット信号に対し、シンボル毎にφｐ
なる位相回転を施す位相回転逆補正手段を備えることを
特徴とする直交周波数分割多重伝送方式の受信装置。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11014398A JP3046960B1 (ja) | 1999-01-22 | 1999-01-22 | 直交周波数分割多重伝送方式及びその送受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11014398A JP3046960B1 (ja) | 1999-01-22 | 1999-01-22 | 直交周波数分割多重伝送方式及びその送受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP3046960B1 true JP3046960B1 (ja) | 2000-05-29 |
| JP2000216748A JP2000216748A (ja) | 2000-08-04 |
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ID=11859953
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11014398A Expired - Lifetime JP3046960B1 (ja) | 1999-01-22 | 1999-01-22 | 直交周波数分割多重伝送方式及びその送受信装置 |
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|---|---|
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|---|---|---|---|---|
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