JP2000216748A - 直交周波数分割多重伝送方式及びその送受信装置 - Google Patents
直交周波数分割多重伝送方式及びその送受信装置Info
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Abstract
するとき、受信側でその受信信号の中から任意のセグメ
ントを選択、復調できるようにする。 【解決手段】 チューナ302は、受信アンテナ301
から入力された送信信号s(t)からMs番セグメント
を選択し、RF帯からIF帯に周波数変換する。直交復
調回路303は、IF帯の信号を直交復調することによ
り、ベースバンドOFDM信号に変換する。FFT回路
304は、ベースバンドOFDM信号中から有効シンボ
ル期間信号を取り出してFFT処理し、周波数領域に変
換する。位相回転補正回路306は、選択されたMs番
セグメントのシンボル毎に発生する位相回転φ(Ms)
を補正する。検波回路305は、各キャリアを変調方式
に応じて検波した後、デマッピングしたものを復調信号
として出力する。
Description
ジタル通信に用いられる直交周波数分割多重伝送方式の
送信装置及び受信装置に関する。
や、地上系のデジタルテレビジョン放送にあっては、直
交周波数分割多重(以下、OFDM(Orthogonal Frequ
ency Division Multiplex ))伝送方式が注目されてい
る。
ルデータによって互いに直交する多数のキャリアを変調
し、それらの変調波を多重して伝送する方式である。こ
の方式は、使用するキャリアの数が数百から数千と多く
なると、各々の変調波のシンボル周期が極めて長くなる
ため、マルチパス干渉の影響を受けにくいという特徴を
有している。
図12を用いて説明する。
成を示すブロック図であり、図12(a)は送信装置の
構成を示し、図12(b)は受信装置の構成を示す。
尚、図において、太線の矢印は複素数信号を表わし、細
線の矢印は実数信号を表わす(以下、同様)。
て、被伝送信号は、マッピング回路101により各キャ
リアの変調方式に応じた複素平面上の信号点にマッピン
グされた後、フーリエ逆変換(以下、IFFT(Invers
e Fast Fourier Transform))回路102に供給され
る。このIFFT回路102は、1シンボル分の被伝送
信号をIFFT処理し、時間領域に変換することによっ
て有効シンボル期間信号を生成するものであるが、さら
に、各シンボル毎に有効シンボル期間信号の後部をガー
ド期間信号として有効シンボル期間信号の前に付加する
ことにより、ベースバンドのOFDM信号を生成する機
能を有する。ここで生成されたベースバンドOFDM信
号は直交変調回路103に供給される。この直交変調回
路103は、ベースバンドOFDM信号を直交変調する
ことにより、当該ベースバンドOFDM信号を中間周波
数(以下、IF(Intermediate Frequency))帯の信号
に周波数変換するもので、そのIF帯のOFDM信号は
アップコンバータ104によって無線周波数(以下、R
F(Radio Frequency ))帯の信号に周波数変換され、
送信アンテナ105から出力される。
ンボル期間長をTu、ガード期間長をTg、シンボル期
間長をTs(=Tu+Tg)、シンボルのインデックス
をn、キャリアのインデックスをk、基準キャリアのイ
ンデックスをKc、そしてそのRF帯域における周波数
をfcとし、n番シンボルのk番キャリアに対応する複
素平面上の信号点をc(n,k)とすると、送信信号s
(t)は(1)式のように表される。
て、チューナ202は、受信アンテナ201から入力さ
れた送信信号s(t)を選択し、RF帯からIF帯に周
波数変換するもので、そのIF帯のOFDM信号は直交
復調回路203に供給される。この直交復調回路203
は、入力されたIF帯の信号を直交復調することによ
り、ベースバンドOFDM信号に変換するもので、その
ベースバンドOFDM信号はフーリエ変換(以下、FF
T(Fast Fourier Transform))回路204に供給され
る。このFFT回路204は、ベースバンドOFDM信
号中から有効シンボル期間信号を取り出してFFT処理
し、周波数領域に変換するもので、その出力は検波回路
205に供給される。この検波回路205は、各キャリ
アを変調方式に応じて検波した後、デマッピングしたも
のを復調信号として出力する。
る複数本のキャリアを一まとめにしたものをセグメント
と呼び、セグメント単位で様々な情報を伝送するような
伝送方式が開示されている(例えば、テレビジョン学会
技術報告、第20巻、第22号、第23〜29頁)。以
下、上記文献に開示されている伝送方式について説明す
る。
図である。図13に示すように、セグメントのインデッ
クスをm、セグメント内のキャリアのインデックスを
k′、m番セグメントのキャリア数をK′(m)とする
と、全帯域にわたって連続なキャリアのインデックスk
は、(2)式のように表される。
のk′番キャリアに対応する複素平面上の信号点をc′
(n,m,k′)とすると、送信信号s(t)は(3)
式のように表される。
されたOFDM信号を送信する装置の構成例を示すブロ
ック図である。尚、図14において、図12(a)と同
一部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる部分
について説明する。
マッピング回路部106に含まれるマッピング回路#0
〜#(M−1)により、セグメント毎に各キャリアの変
調方式に応じた複素平面上の信号点にマッピングされた
後、多重回路107に供給される。この多重回路107
は、M個のセグメントのデータを多重し、周波数領域の
信号を生成するもので、その周波数領域の信号はIFF
T回路102に供給される。以降の構成及び動作は、図
12(a)と同様であるので説明を省略する。
されたOFDM信号を受信する装置の構成例を示すブロ
ック図である。
図12(b)と同様であるので説明を省略する。分離回
路206は、FFT回路204により変換された周波数
領域の信号をM個のセグメントに分離するもので、その
出力は検波回路部207に含まれる検波回路#0〜#
(M−1)に供給される。この検波回路部207は、セ
グメント毎に各キャリアを変調方式に応じて検波した
後、デマッピングしたものをM個の復調信号#0〜#
(M−1)として出力する。
開示されている伝送方式を、デジタルテレビジョン放送
に適用し、M個のセグメントを階層化して使用する場
合、中央に位置するセグメントのみ個別に受信可能な階
層としている。しかしながら、音声放送のデジタル化を
考えた場合、一つのセグメントで十分な伝送容量を備え
ることから、任意のセグメントを個別に受信可能とする
ことが望まれる。
セグメントを選択し復調することを考え、Ms番セグメ
ントに着目する。このとき、Ms番セグメントの基準キ
ャリア(セグメント内のキャリアのインデックスがK′
c(Ms))と全帯域の基準キャリアKcとの間のキャ
リア本数ΔK(Ms)は、(4)式のように表され、こ
れを用いると(3)式中のΨ′(n,m,k′,t)
は、(5)式のように表される。
定義し、φ(Ms)を(7)式のように定義すると、送
信信号s(t)は(8)式のように表される。
トの基準キャリアK′c(Ms)のRF帯域における周
波数fc+Δf(Ms)に着目してみると、送信信号s
(t)は、シンボル毎に(7)式のφ(Ms)だけ、位
相が回転することが分かる。従って、受信側でMs番セ
グメントを選択し、復調しようとしても、上記の位相回
転により、単純には復調することができない。
信側ではセグメント単位で様々な情報を送信し、受信側
では受信信号の中から任意のセグメントを選択、復調す
ることを可能とするOFDM伝送方式の送信装置及び受
信装置を提供することを目的とする。
めに、本発明に係わるOFDM伝送方式及びその送受信
装置は、以下のように構成される。
受信装置は、有効シンボル期間長をTu、ガード期間長
をTg、シンボル期間長をTs(=Tu+Tg)、シン
ボルのインデックスをn、セグメントのインデックスを
m、セグメント内におけるキャリアのインデックスを
k′、n番シンボルのm番セグメントのk′番キャリア
に対応する複素平面上の信号点をc′(n,m,
k′)、セグメント数をM、m番セグメントのキャリア
数をK′(m)、全帯域の基準キャリアの全帯域におけ
るキャリアのインデックスをKc、m番セグメントの基
準キャリアのセグメント内におけるキャリアのインデッ
クスをK′c(m)、全帯域の基準キャリアの無線周波
数帯域における周波数をfcとするとき、送信信号s
(t)が、
多重伝送方式の送信装置で生成され伝送される送信信号
を受信し、その受信信号中の任意の一つのセグメントを
選択し復調する受信装置であって、復調しようとするM
s番セグメントの基準キャリアの無線周波数帯域におけ
る周波数
るシンボル毎の位相回転
送信装置は、有効シンボル期間長をTu、ガード期間長
をTg、シンボル期間長をTs(=Tu+Tg)、シン
ボルのインデックスをn、セグメントのインデックスを
m、セグメント内におけるキャリアのインデックスを
k′、n番シンボルのm番セグメントのk′番キャリア
に対応する複素平面上の信号点をc′(n,m,
k′)、セグメント数をM、m番セグメントのキャリア
数をK′(m)、全帯域の基準キャリアの全帯域におけ
るキャリアのインデックスをKc、m番セグメントの基
準キャリアのセグメント内におけるキャリアのインデッ
クスをK′c(m)、全帯域の基準キャリアの無線周波
数帯域における周波数をfcとするとき、その送信信号
s′(t)を、
数分割多重伝送方式の送信装置で生成され伝送される送
信信号を受信する受信装置は、その受信信号中の任意の
一つのセグメントを選択し復調する。
数分割多重伝送方式で生成され伝送される送信信号を受
信し、その受信信号を復調する受信装置であっては、前
記受信信号のm番セグメント(0≦m≦M−1)それぞ
れに対し、シンボル毎に
手段を備える。
送信装置は、有効シンボル期間長をTu、ガード期間長
をTg、シンボル期間長をTs(=Tu+Tg)、シン
ボルのインデックスをn、セグメントのインデックスを
m、セグメント内におけるキャリアのインデックスを
k′、n番シンボルのm番セグメントのk′番キャリア
に対応する複素平面上の信号点をc′(n,m,
k′)、セグメント数をM、m番セグメントのキャリア
数をK′(m)、全帯域の基準キャリアの全帯域におけ
るキャリアのインデックスをKc、m番セグメントの基
準キャリアのセグメント内におけるキャリアのインデッ
クスをK′c(m)、伝送帯域端のパイロット信号に対
応する複素平面上の信号点をcp、前記パイロット信号
に対するシンボル毎の位相回転補正を−φp、全帯域の
基準キャリアの無線周波数帯域における周波数をfcと
するとき、その送信信号s″(t)を、
置は、全てのセグメントのキャリア数が等しくK″であ
り、全てのセグメントの基準キャリアのセグメント内に
おけるキャリアインデックスが等しくK″cであり、前
記パイロット信号に対するシンボル毎の位相回転補正−
φpが
置で生成され伝送される送信信号を受信し、その受信信
号中の任意の一つのセグメントを選択し復調するOFD
M伝送方式の受信装置であっては、Ms≠M−1番セグ
メントを選択し復調する場合には、Ms+1番セグメン
トに含まれるパイロット信号に対し、シンボル毎に
番セグメントを選択、受信する場合には、伝送帯域端の
パイロット信号に対し、シンボル毎にφpなる位相回転
逆補正を施す位相回転逆補正手段を備える。
置で生成され伝送される送信信号を受信し、その受信信
号中、任意の一つのセグメントを選択、復調する受信装
置であっては、Ms≠M−1番セグメントを選択、復調
する場合には、Ms+1番セグメントに含まれるパイロ
ット信号に対し、また、Ms=M−1番セグメントを選
択、復調する場合には、伝送帯域端のパイロット信号に
対し、それぞれシンボル毎に
手段を備える。
置で生成され伝送される送信信号を受信し、その受信信
号を復調する受信装置であっては、前記受信信号のm番
セグメント(0≦m≦M−1)それぞれに対し、シンボ
ル毎に
伝送帯域端のパイロット信号に対し、シンボル毎にφp
なる位相回転逆補正を施す位相回転逆補正手段を備え
る。
て、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
1の実施の形態における1セグメント受信装置の構成を
示すブロック図である。
(3)式に示したOFDM伝送方式の送信信号s(t)
を受ける。チューナ302は、受信アンテナ301で受
けた送信信号s(t)を受け取ってMs番セグメントを
選択し、RF帯からIF帯に周波数変換するもので、そ
のIF帯のOFDM信号は直交復調回路303に供給さ
れる。この直交復調回路303は、入力されたIF帯の
信号を直交復調することにより、ベースバンドOFDM
信号に変換するもので、そのベースバンドOFDM信号
はFFT回路304に供給される。
FDM信号中から有効シンボル期間信号を取り出してF
FT処理し、周波数領域に変換するもので、その出力は
位相回転補正回路306に供給される。この位相回転補
正回路306は、(7)式に示したシンボル毎の位相回
転φ(Ms)を補正するもので、その補正出力は検波回
路305に供給される。この検波回路305は、各キャ
リアを変調方式に応じて検波した後、デマッピングした
ものを復調信号として出力する。
06の第1の構成例である。この位相回転補正回路30
6では、FFT回路304の出力が複素乗算器3064
の第1の入力に供給される。一方、加算器3061は、
信号を1シンボル期間保持するレジスタ3062と共に
累積加算器を構成し、(7)式のφ(Ms)に−1を乗
じた値を毎シンボル累積加算することにより、演算開始
からの位相回転の累積を算出するもので、その算出結果
(加算器3061の出力)は位相/ベクトル変換回路3
063に供給される。
加算器3061の出力を位相角とし、振幅が1である複
素ベクトルを出力するもので、その出力は複素乗算器3
064の第2の入力に供給される。この複素乗算器30
64は、位相/ベクトル変換回路3063の出力とFF
T回路304の出力とを乗じるもので、その乗算結果は
位相回転補正回路306の出力として検波回路305に
供給される。
06の第2の構成例であり、図2と同一部分には同一符
号を付して示す。尚、この構成は、毎シンボル同じ周波
数位置に配置され、同じ位相で変調されたパイロット信
号を、OFDM信号s(t)が含む場合に用いるもので
ある。
64の第1の入力、及びシンボル間差動検波回路306
5に供給される。このシンボル間差動検波回路3065
は、OFDM信号に含まれるパイロット信号をシンボル
間差動検波するもので、その出力は平均回路3066に
供給される。この平均回路3066は、シンボル間差動
検波回路3064の出力をシンボル内で平均するもの
で、その出力はベクトル/位相変換回路3067に供給
される。このベクトル/位相変換回路3067は、平均
回路3066の出力ベクトルの位相を算出することによ
り、シンボル間の位相回転量を算出するもので、その出
力は係数器3068に供給される。この係数器3068
は、ベクトル/位相変換回路3067の出力に−1を乗
じることにより、シンボル毎の位相回転補正量を算出す
るもので、その出力は加算器3061の第1の入力に供
給される。以降の構成及び処理は、図2と同様であるの
で説明を省略する。
前提とした方式である場合、図11に示すように、位相
及び振幅が既知であるパイロット信号を、送信側でキャ
リア方向及びシンボル方向に分散的に配置し、受信側で
はそのパイロット信号に対する伝送路特性を算出し、そ
の伝送路特性を内挿することにより各データキャリアに
対する伝送路特性を推定し、それを用いて各キャリアを
検波することがある。
ャリア間隔、シンボル方向には4シンボル間隔でパイロ
ット信号を配置し、シンボル毎に3キャリアずつ配置を
シフトしている。この場合、Ms番セグメントのK′
(Ms)−2番キャリア及びK′(Ms)−1番キャリ
アそれぞれの伝送路特性を推定するためには、少なくと
もMs+1番セグメントの0番キャリアで伝送されるパ
イロット信号を用いる必要がある。
おいては、チューナ302、直交復調回路303及びF
FT回路304は、Ms番セグメントに加えて、Ms番
セグメントを検波するのに必要なパイロット信号も処理
し、さらに位相回転補正回路306も、Ms番セグメン
トに加えて、Ms番セグメントを検波するのに必要なパ
イロット信号に対しても位相回転補正を施す必要があ
る。
毎の位相回転φ(Ms)が既知であるとして説明した
が、既知でない場合にも、例えば以下のような手法を用
いることによって、受信側でMs番セグメントを復調す
ることが可能である。
ャリアが全帯域の基準キャリアと等しいような基準セグ
メントを設けておき、さらにその基準セグメントで他の
セグメントのφ(m)に関する情報を伝送する。そして
受信側では、まず基準セグメントを受信・復調し(この
場合ΔK(m)=0つまりφ(m)=0であるので、受
信側では位相回転補正なしで復調可能である。)、その
復調信号の中からMs番セグメントのφ(m)に関する
情報を抽出する。その後、Ms番セグメントを選択し、
取得したφ(Ms)を用いて位相回転補正を行うことに
よりMs番セグメントで伝送された信号を復調すること
が可能となる。
よれば、位相回転補正回路306により、Ms番セグメ
ントを選択、復調する際のシンボル毎の位相回転φ(M
s)を補正することができるので、従来通りの検波回路
305により信号を復調することが可能となる。
304の出力に対して位相回転の補正を施す構成を説明
したが、この補正はチューナ302、直交復調回路30
3、FFT回路304の入力、あるいは検波回路等、如
何なる場所で行ってもよい。
2の実施の形態における送信装置の構成を示すブロック
図である。尚、図4において、図14と同一部分には同
一符号を付して示す。
(M−1)は、マッピング回路部106に含まれるマッ
ピング回路#0〜#(M−1)により、セグメント毎に
各キャリアの変調方式に応じた複素平面上の信号点にマ
ッピングされた後、位相回転補正回路部108に含まれ
る位相回転補正回路#0〜#(M−1)に供給される。
この位相回転補正回路部108は、受信側において発生
するシンボル毎の位相回転φ(m)を、セグメント毎に
予め補正するもので、その出力は多重回路107に供給
される。
のデータを多重し、周波数領域の信号を生成するもの
で、その周波数領域の信号はIFFT回路102に供給
される。このIFFT回路102は、1シンボル分の被
伝送信号をIFFT処理し、時間領域に変換することに
よって有効シンボル期間信号を生成するものであるが、
さらに、各シンボル毎に有効シンボル期間信号の後部を
ガード期間信号として有効シンボル期間信号の前に付加
することにより、ベースバンドのOFDM信号を生成す
る機能を有する。ここで生成されたベースバンドOFD
M信号は直交変調回路103に供給される。
OFDM信号を直交変調することにより、当該ベースバ
ンドOFDM信号をIF帯の信号に周波数変換するもの
で、そのIF帯のOFDM信号はアップコンバータ10
4によってRF帯の信号に周波数変換され、送信アンテ
ナ105から出力される。
108の構成例である。この位相回転補正回路部108
では、マッピング回路部106に含まれるマッピング回
路#mの出力が、位相回転補正回路#mの複素乗算器1
084の第1の入力に供給される。一方、加算器108
1は、信号を1シンボル期間保持するレジスタ1082
と共に累積加算器を構成し、φ(m)に−1を乗じた値
を毎シンボル累積加算することにより、演算開始からの
位相回転の累積を算出するもので、その算出結果(加算
器1081の出力)は位相/ベクトル変換回路1083
に供給される。
加算器1081の出力を位相角とし、振幅が1である複
素ベクトルを出力するもので、その出力は複素乗算器1
084の第2の入力に供給される。この複素乗算器10
84は、位相/ベクトル変換回路1083の出力とマッ
ピング回路部106に含まれるマッピング回路#mの出
力とを乗じるもので、その乗算結果は位相回転補正回路
部108の出力として多重回路107に供給される。
(t)は、(9)式のように表される。
のセグメントを選択し復調することを考え、Ms番セグ
メントに着目すると、送信信号s′(t)は(10)式
のように表される。
メントの基準キャリアK′c(Ms)のRF帯域におけ
る周波数fc+Δf(Ms)に着目してみると、送信信
号s′(t)中のMs番セグメントの成分については、
位相回転補正項exp(−jφ(m)n)がシンボル毎
の位相回転項Φ(n,Ms)を打ち消し、シンボル毎の
位相回転を起こさないことが分かる。
た送信信号s′(t)を受信して、その受信信号からい
ずれかの1セグメントを選択、復調する1セグメント受
信装置を構成する場合、図6に示すように、受信アンテ
ナ301、チューナ302、直交復調回路303、FF
T回路304、検波回路305で実現できるようにな
り、位相回転の補正が不要となる。
た場合、各セグメント全体を受信する場合には、各セグ
メントが位相回転の補正を受けているため、このままで
は受信不能となってしまう。これを回避するための受信
装置の構成を図7に示す。
送信信号s′(t)全体を受信する装置の構成を示すブ
ロック図である。尚、図7において、図12(b)、図
15と同一部分には同一符号を付して示す。
ンテナ201から入力された送信信号s′(t)を選択
し、RF帯からIF帯に周波数変換するもので、そのI
F帯のOFDM信号は直交復調回路203に供給され
る。この直交復調回路203は、入力されたIF帯の信
号を直交復調することにより、ベースバンドOFDM信
号に変換するもので、そのベースバンドOFDM信号は
FFT回路204に供給される。
FDM信号中から有効シンボル期間信号を取り出してF
FT処理し、周波数領域に変換するもので、その出力は
分離回路206に供給される。この分離回路206は、
FFT回路204により変換された周波数領域の信号を
M個のセグメントに分離するもので、その出力は位相回
転逆補正回路部208に含まれる位相回転逆補正回路#
0〜#(M−1)に供給される。
側において位相回転補正回路部108によりセグメント
毎に施された位相回転を逆補正するもので、その出力は
検波回路部207に含まれる検波回路#0〜#(M−
1)に供給される。この検波回路部207は、セグメン
ト毎に各キャリアを変調方式に応じて検波した後、デマ
ッピングしたものをM個の復調信号#0〜#(M−1)
として出力する。
は、図5に示した送信側の位相回転補正回路部108の
構成において、−φ(m)をφ(m)としたものである
ので、説明は省略する。
よれば、本来受信側において発生するシンボル毎の位相
回転φ(m)を、送信側において位相回転補正回路部1
08によりセグメント毎に補正したものを送信信号s′
(t)として出力するので、s′(t)の中から一つの
セグメントを選択、復調する場合は、φ(m)を意識す
ることなく、図6に示すような従来と同じ構成の1セグ
メント受信装置によって復調することが可能となる。一
方、s′(t)全体を受信する場合は、図7に示すよう
に位相回転逆補正回路部208によりセグメント毎に逆
補正を施すことで、従来と同じように復調できるように
なる。
3の実施の形態における送信装置の構成を示すブロック
図である。図8において、図4と同一部分には同一符号
を付して示す。
を前提とした方式を含み、図11に示すように、位相及
び振幅が既知であるパイロット信号を、送信側でキャリ
ア方向及びシンボル方向に分散的に配置し、受信側では
そのパイロット信号に対する伝送路特性を算出し、その
伝送路特性を内挿することにより各データキャリアに対
する伝送路特性を推定し、それを用いて各キャリアを検
波することを前提としている。そして本実施の形態は、
そのような場合に、第2の実施の形態と同様に、送信側
においてセグメント毎に位相回転補正を施すものであ
る。
1番セグメントの帯域端(K′(M−1)−1番キャリ
ア)付近のキャリアを検波する際に必要となるパイロッ
ト信号を複素平面上の信号点にマッピングするマッピン
グ回路109と、そのパイロット信号に対して位相回転
補正を施す位相回転補正回路110が追加されている。
そして、多重回路107は、M個のセグメントのデータ
及びパイロット信号を多重し、周波数領域の信号を生成
するものであるが、その際、パイロット信号をM−1番
セグメントに隣接する伝送帯域端に配置して同様の処理
を行う。
対応する複素平面上の信号点をcpとし、パイロット信
号に対するシンボル毎の位相回転補正量を−φpとする
と、図8に示す送信装置が出力する送信信号s″(t)
は、(11)式のように表される。
る1セグメント受信装置の構成を示すブロック図であ
る。尚、図9において、図6と同一部分には同一符号を
付して示す。
回路307及び位相回転逆補正回路308が追加されて
いる。このうち、分離回路307は、FFT回路304
の出力を、Ms≠M−1の場合は、Ms番セグメントの
信号とMs+1番セグメントに含まれるパイロット信号
とに分離し、Ms=M−1の場合は、Ms(=M−1)
番セグメントの信号と伝送帯域端のパイロット信号とに
分離するもので、Ms番セグメントの信号は直接検波回
路305に供給され、パイロット信号は位相回転逆補正
回路308を経て検波回路305に供給される。
セグメントの基準キャリアK′c(Ms)のRF帯域に
おける周波数fc+Δf(Ms)に着目してみた場合
に、パイロット信号に対して発生するシンボル毎の位相
回転を補正するものである。
シンボル毎の位相回転について考える。
基準キャリアK′c(Ms)のRF帯域における周波数
fc+Δf(Ms)に着目すると、(10)式よりMs
+1番セグメントの信号に対して発生するシンボル毎の
位相回転Δφ(Ms)は、(12)式のように表され
る。
のセグメントのキャリア数をK″とし、全てのセグメン
トの基準キャリアのセグメント内キャリアインデックス
をK″cとする。
のように表され、Msに関わらず一定値Δφとなる。
において、Ms(≠M−1)番セグメントを選択、復調
する場合には、位相回転逆補正回路308におけるシン
ボル毎の補正量を−Δφとすればよい。
おいて、M−1番セグメントを選択、復調する場合に、
伝送帯域端のパイロット信号に対して施す位相回転補正
量を、他のセグメントを受信する際と等しく−Δφとす
るためには、図8に示す送信装置の位相回転補正回路1
10におけるシンボル毎の位相回転補正量−φpを、
(15)式に表されるようにすればよい。
された送信信号s″(t)全体を受信する装置の構成を
示すブロック図である。尚、図10において、図7と同
一部分には同一符号を付して示す。
T回路204により変換された周波数領域の信号をM個
のセグメント及び伝送帯域端のパイロット信号に分離す
る。また、図7の構成に対して追加された位相回転逆補
正回路209は、図8に示す送信装置の位相回転補正回
路110において、伝送帯域端のパイロット信号に対し
て施された位相回転補正の逆補正を施すものである。そ
して、検波回路#m(≠M−1)には位相回転逆補正回
路部208に含まれる位相回転逆補正回路#mの出力に
加えて、位相回転逆補正回路#(m+1)の出力中のm
番セグメントに隣接するパイロット信号が供給される。
また、検波回路#(M−1)には位相回転逆補正回路部
208に含まれる位相回転逆補正回路#(M−1)の出
力に加えて、位相回転逆補正回路209の出力が供給さ
れる。
する場合でも、図10に示すように位相回転逆補正回路
部208によりセグメント毎に逆補正を施すことで、従
来と同じように復調できるようになる。
ト化されたOFDM信号から一つのセグメントを選択、
復調する際に発生するシンボル毎の位相回転を、送信側
あるいは受信側において補正することにより、送信側で
はセグメント単位で様々な情報を送信し、受信側ではそ
の中から任意のセグメントを選択、復調する、あるいは
全てのセグメントを受信することを可能とするOFDM
伝送方式の送信装置及び受信装置を提供することができ
る。
ト受信装置の構成を示すブロック図である。
成例を示すブロック図である。
成例を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
ト受信装置の構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
ト受信装置の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
式図である。
ロック図であり、(a)は送信装置、(b)は受信装置
の構成例を示す。
図である。
ある。
ある。
6)
の送信装置で生成され伝送される送信信号を受信し、そ
の受信信号中の任意の一つのセグメントを選択し復調す
る受信装置であって、 復調しようとするMs番セグメントの基準キャリアの無
線周波数帯域における周波数
の位相回転
転を施す位相回転補正手段を備えることを特徴とする直
交周波数分割多重伝送方式の受信装置。
分割多重伝送方式の送信装置。
特徴とする直交周波数分割多重伝送方式の受信装置。
分割多重伝送方式の送信装置。
分割多重伝送方式の送信装置。
伝送帯域端のパイロット信号に対し、シンボル毎にφp
なる位相回転を施す位相回転逆補正手段を備えることを
特徴とする直交周波数分割多重伝送方式の受信装置。
特徴とする直交周波数分割多重伝送方式の受信装置。
なる位相回転を施す位相回転逆補正手段を備えることを
特徴とする直交周波数分割多重伝送方式の受信装置。
s)なる位相回転を施す位相回転補正手段を備える。
備える。
送信装置は、有効シンボル期間長をTu、ガード期間長
をTg、シンボル期間長をTs(=Tu+Tg)、シン
ボルのインデックスをn、キャリア総数をK+1、セグ
メントのインデックスをm、セグメント内におけるキャ
リアのインデックスをk′、n番シンボルのm番セグメ
ントのk′番キャリアに対応する複素平面上の信号点を
c′(n,m,k′)、セグメント数をM、m番セグメ
ントのキャリア数をK′(m)、全帯域の基準キャリア
の全帯域におけるキャリアのインデックスをKc、m番
セグメントの基準キャリアのセグメント内におけるキャ
リアのインデックスをK′c(m)、伝送帯域端のパイ
ロット信号に対応する複素平面上の信号点をcp、前記
パイロット信号に対して施すシンボル毎の位相回転量を
−φp、全帯域の基準キャリアの無線周波数帯域におけ
る周波数をfcとするとき、その送信信号s″(t)
を、
置は、全てのセグメントのキャリア数が等しくK″であ
り、全てのセグメントの基準キャリアのセグメント内に
おけるキャリアインデックスが等しくK″cであり、前
記パイロット信号に対して施すシンボル毎の位相回転量
−φpが
メントを選択、受信する場合には、伝送帯域端のパイロ
ット信号に対し、シンボル毎にφpなる位相回転を施す
位相回転逆補正手段を備える。
備える。
域端のパイロット信号に対し、シンボル毎にφpなる位
相回転を施す位相回転逆補正手段を備える。
Claims (9)
- 【請求項1】 有効シンボル期間長をTu、ガード期間
長をTg、シンボル期間長をTs(=Tu+Tg)、シ
ンボルのインデックスをn、セグメントのインデックス
をm、セグメント内におけるキャリアのインデックスを
k′、n番シンボルのm番セグメントのk′番キャリア
に対応する複素平面上の信号点をc′(n,m,
k′)、セグメント数をM、m番セグメントのキャリア
数をK′(m)、全帯域の基準キャリアの全帯域におけ
るキャリアのインデックスをKc、m番セグメントの基
準キャリアのセグメント内におけるキャリアのインデッ
クスをK′c(m)、全帯域の基準キャリアの無線周波
数帯域における周波数をfcとするとき、送信信号s
(t)が、 【数1】 と表される形式で生成する直交周波数分割多重伝送方式
の送信装置で生成され伝送される送信信号を受信し、そ
の受信信号中の任意の一つのセグメントを選択し復調す
る受信装置であって、 復調しようとするMs番セグメントの基準キャリアの無
線周波数帯域における周波数 【数2】 に着目し、そのMs番セグメントに発生するシンボル毎
の位相回転 【数3】 を補正する位相回転補正手段を備えることを特徴とする
直交周波数分割多重伝送方式の受信装置。 - 【請求項2】 有効シンボル期間長をTu、ガード期間
長をTg、シンボル期間長をTs(=Tu+Tg)、シ
ンボルのインデックスをn、セグメントのインデックス
をm、セグメント内におけるキャリアのインデックスを
k′、n番シンボルのm番セグメントのk′番キャリア
に対応する複素平面上の信号点をc′(n,m,
k′)、セグメント数をM、m番セグメントのキャリア
数をK′(m)、全帯域の基準キャリアの全帯域におけ
るキャリアのインデックスをKc、m番セグメントの基
準キャリアのセグメント内におけるキャリアのインデッ
クスをK′c(m)、全帯域の基準キャリアの無線周波
数帯域における周波数をfcとするとき、 その送信信号s′(t)を、 【数4】 と表される形式で生成することを特徴とする直交周波数
分割多重伝送方式の送信装置。 - 【請求項3】 請求項2記載の直交周波数分割多重伝送
方式の送信装置で生成され伝送される送信信号を受信
し、その受信信号中の任意の一つのセグメントを選択し
復調することを特徴とする直交周波数分割多重伝送方式
の受信装置。 - 【請求項4】 請求項2記載の直交周波数分割多重伝送
方式で生成され伝送される送信信号を受信し、その受信
信号を復調する受信装置であって、 前記受信信号のm番セグメント(0≦m≦M−1)それ
ぞれに対し、シンボル毎に 【数5】 なる位相回転逆補正を施す位相回転逆補正手段を備える
ことを特徴とする直交周波数分割多重伝送方式の受信装
置。 - 【請求項5】 有効シンボル期間長をTu、ガード期間
長をTg、シンボル期間長をTs(=Tu+Tg)、シ
ンボルのインデックスをn、セグメントのインデックス
をm、セグメント内におけるキャリアのインデックスを
k′、n番シンボルのm番セグメントのk′番キャリア
に対応する複素平面上の信号点をc′(n,m,
k′)、セグメント数をM、m番セグメントのキャリア
数をK′(m)、全帯域の基準キャリアの全帯域におけ
るキャリアのインデックスをKc、m番セグメントの基
準キャリアのセグメント内におけるキャリアのインデッ
クスをK′c(m)、伝送帯域端のパイロット信号に対
応する複素平面上の信号点をcp、前記パイロット信号
に対するシンボル毎の位相回転補正を−φp、全帯域の
基準キャリアの無線周波数帯域における周波数をfcと
するとき、 その送信信号s″(t)を、 【数6】 と表される形式で生成することを特徴とする直交周波数
分割多重伝送方式の送信装置。 - 【請求項6】 全てのセグメントのキャリア数が等しく
K″であり、全てのセグメントの基準キャリアのセグメ
ント内におけるキャリアインデックスが等しくK″cで
あり、前記パイロット信号に対するシンボル毎の位相回
転補正−φpが 【数7】 と表されることを特徴とする請求項5記載の直交周波数
分割多重伝送方式の送信装置。 - 【請求項7】 請求項5記載の直交周波数分割多重伝送
方式の送信装置で生成され伝送される送信信号を受信
し、その受信信号中の任意の一つのセグメントを選択し
復調する受信装置であって、 Ms≠M−1番セグメントを選択、復調する場合には、
Ms+1番セグメントに含まれるパイロット信号に対
し、シンボル毎に 【数8】 なる位相回転逆補正を施し、 Ms=M−1番セグメントを選択、復調する場合には、
伝送帯域端のパイロット信号に対し、シンボル毎にφp
なる位相回転逆補正を施す位相回転逆補正手段を備える
ことを特徴とする直交周波数分割多重伝送方式の受信装
置。 - 【請求項8】 請求項6記載の直交周波数分割多重伝送
方式の送信装置で生成され伝送される送信信号を受信
し、その受信信号中、任意の一つのセグメントを選択し
復調する受信装置であって、 Ms≠M−1番セグメントを選択、復調する場合には、
Ms+1番セグメントに含まれるパイロット信号に対
し、また、Ms=M−1番セグメントを選択、復調する
場合には、伝送帯域端のパイロット信号に対し、それぞ
れシンボル毎に 【数9】 なる位相回転逆補正を施す位相回転逆補正手段を備える
ことを特徴とする直交周波数分割多重伝送方式の受信装
置。 - 【請求項9】 請求項5記載の直交周波数分割多重伝送
方式の送信装置で生成され伝送される送信信号を受信
し、その受信信号を復調する受信装置であって、 前記受信信号のm番セグメント(0≦m≦M−1)それ
ぞれに対し、シンボル毎に 【数10】 なるシンボル毎の位相回転逆補正を施し、 伝送帯域端のパイロット信号に対し、シンボル毎にφp
なる位相回転逆補正を施す位相回転逆補正手段を備える
ことを特徴とする直交周波数分割多重伝送方式の受信装
置。
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