JP2987839B2 - 誘導電動機の速度制御方法 - Google Patents
誘導電動機の速度制御方法Info
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Description
【発明の詳細な説明】 A.産業上の利用分野 本発明は、ベクトル制御を用いる誘導電動機の速度制
御方法に関し、特に、速度センサを使用しない誘導電動
機の速度制御方法に関する。
御方法に関し、特に、速度センサを使用しない誘導電動
機の速度制御方法に関する。
B.発明の概要 本発明は、ベクトル制御を用いる誘導電動機の速度制
御方法において、 電圧位相値及び電流／電圧位相差値より電流のベクト
ル比を演算し、該ベクトル比に基づきすべり角周波数を
推定し、前記回転子角速度は、任意に与えた一次角速度
から、前記すべり角周波数の推定値を減算して求めるこ
とにより、 汎用インバータ程度のハードウェアで簡便に構成で
き、しかも速度センサを不必要とする技術を開示するも
のである。
御方法において、 電圧位相値及び電流／電圧位相差値より電流のベクト
ル比を演算し、該ベクトル比に基づきすべり角周波数を
推定し、前記回転子角速度は、任意に与えた一次角速度
から、前記すべり角周波数の推定値を減算して求めるこ
とにより、 汎用インバータ程度のハードウェアで簡便に構成で
き、しかも速度センサを不必要とする技術を開示するも
のである。
C.従来の技術 誘導電動機（Induction Motor;以下IMと略称する）の
速度を速度センサなしで制御する方法としてはV/F制御
が挙げられるが、トルクの制御が非線形となり、速度の
応答性が悪い。また速度の精度も悪く、すべり周波数分
の誤差が生じる。そこで、IMのトルク制御を線形化し、
応答性を改善する方法として、下記のようなベクトル制
御方式が用いられている。以下、ベクトル制御方式につ
いて説明する。
速度を速度センサなしで制御する方法としてはV/F制御
が挙げられるが、トルクの制御が非線形となり、速度の
応答性が悪い。また速度の精度も悪く、すべり周波数分
の誤差が生じる。そこで、IMのトルク制御を線形化し、
応答性を改善する方法として、下記のようなベクトル制
御方式が用いられている。以下、ベクトル制御方式につ
いて説明する。
IMの電圧の方程式は、一次角速度ωｏに同期して回転
する２軸座標（α，β軸）で表すと、 である。但し、υ１α及びυ１βはα−β軸一次電圧で
あり、i1α及びi1βはα−β軸一次電流、λ２α及びλ
２βはα−β軸二次磁束、ωｏは一次角速度、ωｒは回
転子角速度、R1,R2は一次及び二次抵抗、L1,L2は一次及
び二次インダクタンス、Ｍは励磁インダクタンスであ
る。また、Ｌδ及びＰは、Ｌσ＝（L1・L2−M2）/L2,P
＝d/dtである。
する２軸座標（α，β軸）で表すと、 である。但し、υ１α及びυ１βはα−β軸一次電圧で
あり、i1α及びi1βはα−β軸一次電流、λ２α及びλ
２βはα−β軸二次磁束、ωｏは一次角速度、ωｒは回
転子角速度、R1,R2は一次及び二次抵抗、L1,L2は一次及
び二次インダクタンス、Ｍは励磁インダクタンスであ
る。また、Ｌδ及びＰは、Ｌσ＝（L1・L2−M2）/L2,P
＝d/dtである。
上記（１）式において、滑り角速度ωｓを ωｓ＝ωｏ−ωｒ＝（i1β/i1α）×（1/τ２） ……（２） 但し、τ２は二次時定数で、τ２＝L2/R2、またi1α
は一定とすると、二次磁束は、 λ２α＝Mi1α，λ２β＝０ ……（３） となり、トルクＴは、 Ｔ＝M/L2（λ２α・i1β−λ２β・i1α ＝M2/L2・i1α・i1β ……（４） となり、トルクが一次電流i1βに比例する。
は一定とすると、二次磁束は、 λ２α＝Mi1α，λ２β＝０ ……（３） となり、トルクＴは、 Ｔ＝M/L2（λ２α・i1β−λ２β・i1α ＝M2/L2・i1α・i1β ……（４） となり、トルクが一次電流i1βに比例する。
以上がベクトル制御の原理であり、回転子角速度ωｒ
を検出し、（２）式によりωｏを決定して制御する。
を検出し、（２）式によりωｏを決定して制御する。
D.発明が解決しようとする課題 上記のベクトル制御方式は一般に速度センサを必要と
するが、この方式に基づいていて速度センサの不要な制
御方式も特願昭63−39811号明細書等で提案されてい
る。
するが、この方式に基づいていて速度センサの不要な制
御方式も特願昭63−39811号明細書等で提案されてい
る。
しかし、上記の提案では、速度センサを不要にするた
めにIMの線電流を２相分検出することが必要であり、制
御演算も複雑となり、高速演算が可能なマイクロプロセ
ッサ他のハードウェア等を必要とする課題があった。
めにIMの線電流を２相分検出することが必要であり、制
御演算も複雑となり、高速演算が可能なマイクロプロセ
ッサ他のハードウェア等を必要とする課題があった。
本発明は、このような課題に鑑みて創案されたもの
で、従来のV/F制御方式で使用されている汎用インバー
タ程度のハードウェアで簡便に構成可能なもので、しか
も速度センサの不要なIMの速度制御方法を提供すること
を目的としている。
で、従来のV/F制御方式で使用されている汎用インバー
タ程度のハードウェアで簡便に構成可能なもので、しか
も速度センサの不要なIMの速度制御方法を提供すること
を目的としている。
E.課題を解決するための手段 本発明における上記課題を解決するための手段は、誘
導電動機と直流電源との間に３相インバータ及びそのベ
クトル制御回路を介設し、該ベクトル制御回路に回転子
の角速度を指令する誘導電動機の速度制御方法におい
て、電圧位相値及び電流／電圧位相差値より電流ベクト
ルの比を演算し、該ベクトル比に基づきすべり角周波数
を推定し、前記回転子角速度は、任意に与えた一次角速
度から、前記すべき角周波数の推定値を減算して求める
ことを特徴とするものである。
導電動機と直流電源との間に３相インバータ及びそのベ
クトル制御回路を介設し、該ベクトル制御回路に回転子
の角速度を指令する誘導電動機の速度制御方法におい
て、電圧位相値及び電流／電圧位相差値より電流ベクト
ルの比を演算し、該ベクトル比に基づきすべり角周波数
を推定し、前記回転子角速度は、任意に与えた一次角速
度から、前記すべき角周波数の推定値を減算して求める
ことを特徴とするものである。
F.作用 ベクトル制御方式では、一次電圧は下記の式に基づい
て印加される。
て印加される。
＊印を付された値は指令値を示し、その指令値通りの
電流が流れる様に制御されるため、回転子角速度値ωｒ
及びωｓによりωｏ＝ωｒ＋ωｓと制御すれば、トルク
Ｔを電流指令値i1β＊に比例して制御できる。
電流が流れる様に制御されるため、回転子角速度値ωｒ
及びωｓによりωｏ＝ωｒ＋ωｓと制御すれば、トルク
Ｔを電流指令値i1β＊に比例して制御できる。
ところで、速度センサを使用しないとすると、ωｒが
未知のためωｏを決定できず、制御不可能となるが、任
意の一次角速度ωｏを与えたときの滑り角速度 を推定できれば、（２）式より、 を求めることができる。尚、 印を付された値は推定値を示す。
未知のためωｏを決定できず、制御不可能となるが、任
意の一次角速度ωｏを与えたときの滑り角速度 を推定できれば、（２）式より、 を求めることができる。尚、 印を付された値は推定値を示す。
（６）式により一次電圧を印加する制御電圧源による
ベクトル制御の場合、回転子速度の推定値に誤差を生じ
ても、二次磁束λ２の変化は小で、i1αの変化も小さい
特長があるため、滑り角速度ωｓの推定値は次式で求め
られる。
ベクトル制御の場合、回転子速度の推定値に誤差を生じ
ても、二次磁束λ２の変化は小で、i1αの変化も小さい
特長があるため、滑り角速度ωｓの推定値は次式で求め
られる。
従って、電流のベクトル比i1β/i1αを求めることが
できれば、ωｓを推定でき、回転子角速度ωｒが得られ
て、（５）及び（６）式による制御が可能になる。
できれば、ωｓを推定でき、回転子角速度ωｒが得られ
て、（５）及び（６）式による制御が可能になる。
第２図は、本発明の原理である電流ベクトル比i1β/i
1αの算出法を示す説明図である。同図において、α−
β軸の一次電圧▲υ* 1▼を印加した場合の電流i1に関す
る各位相角は、 となり、これらの各式より、i1β/i1αは i1β/i1α＝tan φｉ ＝tan（φυ−θ） ……（10） で求められる。
1αの算出法を示す説明図である。同図において、α−
β軸の一次電圧▲υ* 1▼を印加した場合の電流i1に関す
る各位相角は、 となり、これらの各式より、i1β/i1αは i1β/i1α＝tan φｉ ＝tan（φυ−θ） ……（10） で求められる。
ここで、φυは指令値なので既知であり、一次電圧と
電流との位相差値（力率角）θが判れば、i1β/i1αが
判り、ωｒの推定が可能になる。
電流との位相差値（力率角）θが判れば、i1β/i1αが
判り、ωｒの推定が可能になる。
G.実施例 以下、図面を参照して、本発明の実施例を詳細に説明
する。
する。
第１図は、本発明の一実施例を示す構成図で、第３図
のIM制御回路の３相PWMインバータに適用される速度制
御回路を示すものである。まず第３図の全体的構成を説
明すると、31はIM、32は直流電源、33は３相PWMインバ
ータ、34はPWM制御回路、υa,υb,υｃは相電圧、ia,i
b,icは線電流、Edは直流電圧、Idは直流電流（平均値）
であり、 である。ここで、電圧と電流の位相差（力率角）をθと
すると、直流電流Idは、 である。ここでPWM制御率μは、 μ＝υ１ ＊／（Ed/2）で表される。
のIM制御回路の３相PWMインバータに適用される速度制
御回路を示すものである。まず第３図の全体的構成を説
明すると、31はIM、32は直流電源、33は３相PWMインバ
ータ、34はPWM制御回路、υa,υb,υｃは相電圧、ia,i
b,icは線電流、Edは直流電圧、Idは直流電流（平均値）
であり、 である。ここで、電圧と電流の位相差（力率角）をθと
すると、直流電流Idは、 である。ここでPWM制御率μは、 μ＝υ１ ＊／（Ed/2）で表される。
位相差値θは、（12）式より （13）式において、i1を指令値の、 で代用すれば、直流電流Idを検出するだけで、位相差値
θが算出され、（８）式及び（10）式により滑り角速度
ωｓを推定でき、（７）式より が得られ、（５），（６）式によりベクトル制御が可能
になる。i1はIM線電流のピーク値であるから、１相分の
電流よりピーク値を検出して演算してもよい。
θが算出され、（８）式及び（10）式により滑り角速度
ωｓを推定でき、（７）式より が得られ、（５），（６）式によりベクトル制御が可能
になる。i1はIM線電流のピーク値であるから、１相分の
電流よりピーク値を検出して演算してもよい。
第１図は、第３図のIM制御回路の３相PWMインバータ
に本発明の実施例を適用したもので、上記の各式の経過
を具体化している。図中、１はIM、２は直流電源、３は
３相PWMインバータ、４は直流電流検出回路、５はPWM制
御の制御率除算回路、６は位相差演算回路、７はベクト
ル比演算回路、８は滑り角速度推定回路、９はPI演算回
路、10は指令電流演算回路、11は指令電圧座標演算回
路、12は電圧位相演算回路、13は指令電圧演算回路、14
は指令電圧座標変換回路、15はPWM制御の制御率算出回
路、16は滑り角速度演算回路である。
に本発明の実施例を適用したもので、上記の各式の経過
を具体化している。図中、１はIM、２は直流電源、３は
３相PWMインバータ、４は直流電流検出回路、５はPWM制
御の制御率除算回路、６は位相差演算回路、７はベクト
ル比演算回路、８は滑り角速度推定回路、９はPI演算回
路、10は指令電流演算回路、11は指令電圧座標演算回
路、12は電圧位相演算回路、13は指令電圧演算回路、14
は指令電圧座標変換回路、15はPWM制御の制御率算出回
路、16は滑り角速度演算回路である。
ここでは、一次角速度ωｏを設定値ωｒ＊とωｓ＊の
和によって与え、 を求め、制御を行っている。
和によって与え、 を求め、制御を行っている。
直流電流検出回路４で直流電流Idを検出し、制御率除
算回路５でId/μの除算を行ったのち、位相差演算回路
６で（13）式により位相差θを算出する。この位相差θ
を電圧位相Φυより減ずれば、電流位相Φｉになり、ベ
クトル比演算回路７で（10）式によりi1β/i1αが得ら
れ、滑り角速度推定回路８で（２）式により滑り角速度
推定値 を算出する。
算回路５でId/μの除算を行ったのち、位相差演算回路
６で（13）式により位相差θを算出する。この位相差θ
を電圧位相Φυより減ずれば、電流位相Φｉになり、ベ
クトル比演算回路７で（10）式によりi1β/i1αが得ら
れ、滑り角速度推定回路８で（２）式により滑り角速度
推定値 を算出する。
PI演算回路９は、設定値と推定値の誤差erよりi1β＊
を出力するもので、 である。IMの負荷の変化によって滑りが変わってωｒが
変化すると、設定値ωｓ＊がIMのωｓからずれるため、
一次電流i1βが変化し、直流電流Idが変化することで推
定値 が変化する。これによって前記誤差erが発生し、PI演算
回路９はこの誤差erが無くなる ように動作し、IMの速度を設定値ωｒ＊通りに制御す
る。
を出力するもので、 である。IMの負荷の変化によって滑りが変わってωｒが
変化すると、設定値ωｓ＊がIMのωｓからずれるため、
一次電流i1βが変化し、直流電流Idが変化することで推
定値 が変化する。これによって前記誤差erが発生し、PI演算
回路９はこの誤差erが無くなる ように動作し、IMの速度を設定値ωｒ＊通りに制御す
る。
指令電流演算回路10は（14）式によりi1 ＊を演算し
て、前記位相差演算回路６へ入力する。指令電圧座標演
算回路11は、（５）式により、υ１α＊とυ１β＊を出
力し、電圧位相演算回路12及び指令電圧演算回路13へ入
力する。電圧位相演算回路12は（９）式によって電圧位
相φυを算出し、指令電圧演算回路13はυ１α＊２＋υ
１β＊２の平方根としてυ１ ＊を算出し、指令電圧座標
変換回路14はそれらにより（11）式を算出して、指令電
圧υａ＊，υｂ＊，υｃ＊を出力する。指令電圧演算回
路13の出力υ１ ＊は制御率算出回路15へも入力され、前
記制御率μ＝υ１ ＊／（Ed/2）が算出される。滑り角速
度演算回路16は（６）式によりωｓ＊を出力し、設定値
ωｒ＊との和によりωｏを前記指令電圧座標変換回路14
に与える。
て、前記位相差演算回路６へ入力する。指令電圧座標演
算回路11は、（５）式により、υ１α＊とυ１β＊を出
力し、電圧位相演算回路12及び指令電圧演算回路13へ入
力する。電圧位相演算回路12は（９）式によって電圧位
相φυを算出し、指令電圧演算回路13はυ１α＊２＋υ
１β＊２の平方根としてυ１ ＊を算出し、指令電圧座標
変換回路14はそれらにより（11）式を算出して、指令電
圧υａ＊，υｂ＊，υｃ＊を出力する。指令電圧演算回
路13の出力υ１ ＊は制御率算出回路15へも入力され、前
記制御率μ＝υ１ ＊／（Ed/2）が算出される。滑り角速
度演算回路16は（６）式によりωｓ＊を出力し、設定値
ωｒ＊との和によりωｏを前記指令電圧座標変換回路14
に与える。
このように、本発明の実施例では、速度センサなしで
IMのトルクを電流指令値i1β＊に対して線形に制御で
き、更に、速度センサなしで速度を推定することにより
応答性のよい速度制御を実現する。また、直流電流のみ
の検出で位相差（力率角）θを得て速度を推定するた
め、モータ電流の検出手段等が不要でハードウェアが簡
素になる。従来のV/F制御における汎用インバータを使
用したハードウェアでも故障電流検出用に直流電流検出
回路を配設することは一般的なので、これと同等のハー
ドウェアで速度センサなしの精度良好な速度制御が可能
になる。
IMのトルクを電流指令値i1β＊に対して線形に制御で
き、更に、速度センサなしで速度を推定することにより
応答性のよい速度制御を実現する。また、直流電流のみ
の検出で位相差（力率角）θを得て速度を推定するた
め、モータ電流の検出手段等が不要でハードウェアが簡
素になる。従来のV/F制御における汎用インバータを使
用したハードウェアでも故障電流検出用に直流電流検出
回路を配設することは一般的なので、これと同等のハー
ドウェアで速度センサなしの精度良好な速度制御が可能
になる。
H.発明の効果 以上説明したとおり、本発明によれば、従来のV/F制
御方式で使用されている汎用インバータ程度のハードウ
ェアで簡便に構成可能で、しかも速度センサの不要なIM
の速度制御方法を提供することができる。
御方式で使用されている汎用インバータ程度のハードウ
ェアで簡便に構成可能で、しかも速度センサの不要なIM
の速度制御方法を提供することができる。
第１図は本発明の一実施例の構成図、第２図は本発明の
原理の説明図、第３図はIM制御回路の構成図である。 1,31……誘導電動機、2,32……直流電源、3,33……３相
PWMインバータ、４……直流電流検出回路、５……PWM制
御の制御率乗算回路、６……位相差演算回路、７……ベ
クトル比演算回路、８……滑り角速度推定回路、９……
PI演算回路、10……指令電流演算回路、11……指令電圧
座標演算回路、12……電圧位相演算回路、13……指令電
圧演算回路、14……指令電圧座標変換回路、15……制御
率算出回路、16……滑り角速度演算回路。
原理の説明図、第３図はIM制御回路の構成図である。 1,31……誘導電動機、2,32……直流電源、3,33……３相
PWMインバータ、４……直流電流検出回路、５……PWM制
御の制御率乗算回路、６……位相差演算回路、７……ベ
クトル比演算回路、８……滑り角速度推定回路、９……
PI演算回路、10……指令電流演算回路、11……指令電圧
座標演算回路、12……電圧位相演算回路、13……指令電
圧演算回路、14……指令電圧座標変換回路、15……制御
率算出回路、16……滑り角速度演算回路。
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00
Claims (1)
- 【請求項１】誘導電動機と直流電源との間に３相インバ
ータ及びそのベクトル制御回路を介設し、該ベクトル制
御回路に回転子角速度を指令する誘導電動機の速度制御
方法において、電圧位相値及び電流／電圧位相差値より
電流のベクトル比を演算し、該ベクトル比に基づきすべ
り角周波数を推定し、前記回転子角速度は、任意に与え
た一次角速度から、前記すべり角周波数の推定値を減算
して求めることを特徴とする誘導電動機の速度制御方
法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1014820A JP2987839B2 (ja) | 1989-01-24 | 1989-01-24 | 誘導電動機の速度制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1014820A JP2987839B2 (ja) | 1989-01-24 | 1989-01-24 | 誘導電動機の速度制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02197284A JPH02197284A (ja) | 1990-08-03 |
| JP2987839B2 true JP2987839B2 (ja) | 1999-12-06 |
Family
ID=11871681
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1014820A Expired - Lifetime JP2987839B2 (ja) | 1989-01-24 | 1989-01-24 | 誘導電動機の速度制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2987839B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2752539B2 (ja) * | 1991-09-21 | 1998-05-18 | 株式会社日立製作所 | 車両用電動機の制御装置 |
| JP2019017125A (ja) * | 2017-07-03 | 2019-01-31 | 株式会社日立製作所 | 誘導電動機の駆動装置及び駆動方法 |
| CN110875709B (zh) * | 2018-08-30 | 2021-10-22 | 比亚迪股份有限公司 | 逆变器的保护方法和系统以及车辆 |
-
1989
- 1989-01-24 JP JP1014820A patent/JP2987839B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02197284A (ja) | 1990-08-03 |
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