JP2928416B2 - 直交検波器 - Google Patents
直交検波器Info
- Publication number
- JP2928416B2 JP2928416B2 JP3297077A JP29707791A JP2928416B2 JP 2928416 B2 JP2928416 B2 JP 2928416B2 JP 3297077 A JP3297077 A JP 3297077A JP 29707791 A JP29707791 A JP 29707791A JP 2928416 B2 JP2928416 B2 JP 2928416B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- analog
- equation
- phase
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直交振幅変調方式を採
用したシステムにおいて、直交振幅変調波を復調してそ
の変調波に含まれる２つの直交した位相情報を得る直交
検波器に関する。
用したシステムにおいて、直交振幅変調波を復調してそ
の変調波に含まれる２つの直交した位相情報を得る直交
検波器に関する。
【０００２】
【従来の技術】無線回線を介してディジタル伝送を行う
システムでは、変調方式として、例えば、搬送波の振幅
と位相とを個別のベースバンド信号に応じて変化させる
振幅位相変調方式が採用されるが、このような変調方式
の内、周波数の有効利用の点で有利な多値直交振幅変調
方式は、近年、干渉、フェージング歪みに対する補償技
術の進展と変復調技術の高度化とに伴い、多く採用され
つつある。
システムでは、変調方式として、例えば、搬送波の振幅
と位相とを個別のベースバンド信号に応じて変化させる
振幅位相変調方式が採用されるが、このような変調方式
の内、周波数の有効利用の点で有利な多値直交振幅変調
方式は、近年、干渉、フェージング歪みに対する補償技
術の進展と変復調技術の高度化とに伴い、多く採用され
つつある。
【０００３】このような変調方式によって得られる直交
振幅変調波は、独立した２つのベースバンド信号によっ
て直交する２つの搬送波をそれぞれ平衡変調し、かつそ
の変調出力を合成して得られるので、受信端では、この
ような変調と反対の処理を行う直交検波器を用いて上述
した２つのベースバンド信号を復調する。
振幅変調波は、独立した２つのベースバンド信号によっ
て直交する２つの搬送波をそれぞれ平衡変調し、かつそ
の変調出力を合成して得られるので、受信端では、この
ような変調と反対の処理を行う直交検波器を用いて上述
した２つのベースバンド信号を復調する。
【０００４】図１２は、従来の直交検波器の構成例を示
す図である。図において、周波数ｆc の中間周波信号に
変換された直交振幅変調波ＩF は、ミキサ１２１1 、１
２１2 の一方の入力に与えられる。ミキサ１２１1 の出
力はローパスフィルタ１２２1 、アナログ−ディジタル
変換器（Ａ／Ｄ）１２３1 を介して検波部１２４の一方
の入力に接続され、その出力には復調されたベースバン
ド信号に含まれる情報ＤＡＴＡが得られる。ミキサ１２
１2 の出力はローパスフィルタ１２２2 、アナログ−デ
ィジタル変換器（Ａ／Ｄ）１２３2を介して検波部１２
４の他方の入力に接続される。ローカル発振器１２５の
出力はミキサ１２１1 の他方の入力および９０度ハイブ
リッド１２６の入力に接続され、その出力はミキサ１２
１2 の他方の入力に接続される。検波部１２４のクロッ
ク端子は、クロック発生器１２７の出力に接続される。
す図である。図において、周波数ｆc の中間周波信号に
変換された直交振幅変調波ＩF は、ミキサ１２１1 、１
２１2 の一方の入力に与えられる。ミキサ１２１1 の出
力はローパスフィルタ１２２1 、アナログ−ディジタル
変換器（Ａ／Ｄ）１２３1 を介して検波部１２４の一方
の入力に接続され、その出力には復調されたベースバン
ド信号に含まれる情報ＤＡＴＡが得られる。ミキサ１２
１2 の出力はローパスフィルタ１２２2 、アナログ−デ
ィジタル変換器（Ａ／Ｄ）１２３2を介して検波部１２
４の他方の入力に接続される。ローカル発振器１２５の
出力はミキサ１２１1 の他方の入力および９０度ハイブ
リッド１２６の入力に接続され、その出力はミキサ１２
１2 の他方の入力に接続される。検波部１２４のクロッ
ク端子は、クロック発生器１２７の出力に接続される。
【０００５】このような構成の直交検波器では、上述し
た直交振幅変調波ＩF を ＩF ＝cos (2πｆcｔ＋Φ） …(1) の式で示し、かつローカル発振器１２５の出力信号Ｌを Ｌ＝cos (2πｆsｔ） …(2) の式で示すと、ミキサ１２１1 の出力端には
た直交振幅変調波ＩF を ＩF ＝cos (2πｆcｔ＋Φ） …(1) の式で示し、かつローカル発振器１２５の出力信号Ｌを Ｌ＝cos (2πｆsｔ） …(2) の式で示すと、ミキサ１２１1 の出力端には
【０００６】
【数１】
【０００７】の式で示されるベースバンド信号が得ら
れ、ミキサ１２１2 の出力端には、そのベースバンド信
号に直交した信号Ｑが得られる。上式(1) の第一項はロ
ーパスフィルタ１２２1 によって除去されるので、その
出力Ｉは
れ、ミキサ１２１2 の出力端には、そのベースバンド信
号に直交した信号Ｑが得られる。上式(1) の第一項はロ
ーパスフィルタ１２２1 によって除去されるので、その
出力Ｉは
【０００８】
【数２】
【０００９】の式で与えられ、かつローパスフィルタ１
２２2 の出力Ｑは、同様にして
２２2 の出力Ｑは、同様にして
【００１０】
【数３】
【００１１】の式で与えられる。また、ローカル発振器
１２５から出力される信号の周波数ｆs は、一般に、上
述した中間周波信号とほぼ同じ周波数に設定されるので
ローパスフィルタ１２２ 1 、１２２2の各出力には、
１２５から出力される信号の周波数ｆs は、一般に、上
述した中間周波信号とほぼ同じ周波数に設定されるので
ローパスフィルタ１２２ 1 、１２２2の各出力には、
【００１２】
【数４】
【００１３】の式で示されるように、位相情報Φを示す
２つの直交したベースバンド信号が得られる。アナログ
−ディジタル変換器１２３1 、１２３2 はこれらのベー
スバンド信号を逐次ディジタル信号に変換して検波部１
２４に与え、検波部１２４はこのようにして与えられる
ディジタル信号に応じてその内容に含まれる情報ＤＡＴ
Ａを送出する。
２つの直交したベースバンド信号が得られる。アナログ
−ディジタル変換器１２３1 、１２３2 はこれらのベー
スバンド信号を逐次ディジタル信号に変換して検波部１
２４に与え、検波部１２４はこのようにして与えられる
ディジタル信号に応じてその内容に含まれる情報ＤＡＴ
Ａを送出する。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
従来の直交検波器では、ミキサ１２１1 、１２１2 、ロ
ーパスフィルタ１２２1 、１２２2 および９０度ハイブ
リッド１２６は、アナログ回路で構成され、かつこれら
を構成する個々の素子の機械的寸法が大きいために機器
の実装効率の向上を阻む要因となっていた。また、９０
度ハイブリッド１２６の移相量については、復調出力の
ビット誤り率を大きく左右するが、その調整は容易では
なく、かつ動作環境その他に応じて変化するために直交
検波器の動作の安定性は必ずしも十分なものではなかっ
た。
従来の直交検波器では、ミキサ１２１1 、１２１2 、ロ
ーパスフィルタ１２２1 、１２２2 および９０度ハイブ
リッド１２６は、アナログ回路で構成され、かつこれら
を構成する個々の素子の機械的寸法が大きいために機器
の実装効率の向上を阻む要因となっていた。また、９０
度ハイブリッド１２６の移相量については、復調出力の
ビット誤り率を大きく左右するが、その調整は容易では
なく、かつ動作環境その他に応じて変化するために直交
検波器の動作の安定性は必ずしも十分なものではなかっ
た。
【００１５】本発明は、無調整化と動作の安定化とをは
かることができる直交検波器を提供することを目的とす
る。
かることができる直交検波器を提供することを目的とす
る。
【００１６】
【課題を解決するための手段】図１は、本発明の原理ブ
ロック図である。本発明は、直交振幅変調波を復調して
その変調波に含まれる２つの直交した位相情報を得る直
交検波器において、直交振幅変調波の搬送波周波数ｆｃ
に対してｆc ／２＜ｆs ＜２ｆc の不等式が成立する
周波数ｆs で、整数ｎに対して時間軸上で（１＋４ｎ）
／４ｆs で与えられる位相差を有する２つのクロックを
生成するクロック生成手段１１と、２つのクロックに応
じて個別に直交振幅変調波をディジタル変換し、その変
調波と２相クロックとの差周波数成分の位相を位相情報
として得るアナログ−ディジタル変換手段１３とを備え
たことを特徴とする。
ロック図である。本発明は、直交振幅変調波を復調して
その変調波に含まれる２つの直交した位相情報を得る直
交検波器において、直交振幅変調波の搬送波周波数ｆｃ
に対してｆc ／２＜ｆs ＜２ｆc の不等式が成立する
周波数ｆs で、整数ｎに対して時間軸上で（１＋４ｎ）
／４ｆs で与えられる位相差を有する２つのクロックを
生成するクロック生成手段１１と、２つのクロックに応
じて個別に直交振幅変調波をディジタル変換し、その変
調波と２相クロックとの差周波数成分の位相を位相情報
として得るアナログ−ディジタル変換手段１３とを備え
たことを特徴とする。
【００１７】
【作用】本発明は、アナログ−ディジタル変換手段１３
が、クロック生成手段１１が供給する２つのクロックに
応じて直交振幅変調波を個別にディジタル変換する。
が、クロック生成手段１１が供給する２つのクロックに
応じて直交振幅変調波を個別にディジタル変換する。
【００１８】このような２つクロックの周波数ｆs は直
交振幅変調波の搬送波周波数ｆc に対して（ｆc ／２）
＜ｆs ＜２ｆc の不等式が成立する値に設定されるの
で、上述したディジタル変換の過程では、周波数軸上で
無用の折り返しが発生せず、かつ｜ｆc−ｆs｜で与えら
れる差の周波数成分が得られるが、その成分には上述し
た搬送波周波数の位相がそのまま含まれる。また、上述
した２つのクロックの位相差は、時間軸上で整数ｎに対
して(１＋４ｎ)／４ｆs で与えられるので、アナログ−
ディジタル変換手段１３の２つの出力には直交した２つ
の位相情報が得られる。
交振幅変調波の搬送波周波数ｆc に対して（ｆc ／２）
＜ｆs ＜２ｆc の不等式が成立する値に設定されるの
で、上述したディジタル変換の過程では、周波数軸上で
無用の折り返しが発生せず、かつ｜ｆc−ｆs｜で与えら
れる差の周波数成分が得られるが、その成分には上述し
た搬送波周波数の位相がそのまま含まれる。また、上述
した２つのクロックの位相差は、時間軸上で整数ｎに対
して(１＋４ｎ)／４ｆs で与えられるので、アナログ−
ディジタル変換手段１３の２つの出力には直交した２つ
の位相情報が得られる。
【００１９】すなわち、従来例で用いられたミキサやロ
ーパスフィルタに代わるアナログ−ディジタル変換手段
１３と、９０度ハイブリッドに代えてディジタル回路を
用いて復調出力の直交度を決定するクロック生成手段１
１とを用いて直交検波器が構成されるので、実装効率が
向上して回路の無調整化が可能となり、かつ動作の安定
性が高められる。
ーパスフィルタに代わるアナログ−ディジタル変換手段
１３と、９０度ハイブリッドに代えてディジタル回路を
用いて復調出力の直交度を決定するクロック生成手段１
１とを用いて直交検波器が構成されるので、実装効率が
向上して回路の無調整化が可能となり、かつ動作の安定
性が高められる。
【００２０】
【実施例】以下、図面に基づいて本発明の実施例につい
て詳細に説明する。図２は、本発明の第一の実施例を示
す図である。
て詳細に説明する。図２は、本発明の第一の実施例を示
す図である。
【００２１】図において、図１２に示すものと機能およ
び構成が同じものについては、同じ参照番号を付与して
示し、ここではその説明を省略する。中間周波信号に変
換された直交振幅変調波ＩF はアナログ−ディジタル変
換器（Ａ／Ｄ）２１1 、２１2 に与えられ、これらの出
力はそれぞれリタイミング回路２２を介して検波部１２
４の入力に接続される。ローカル発振器１２５の出力は
サンプリングクロック発生器２３の入力に接続され、そ
の２つの出力はそれぞれアナログ−ディジタル変換器２
１1 、２１2 のクロック端子に接続される。
び構成が同じものについては、同じ参照番号を付与して
示し、ここではその説明を省略する。中間周波信号に変
換された直交振幅変調波ＩF はアナログ−ディジタル変
換器（Ａ／Ｄ）２１1 、２１2 に与えられ、これらの出
力はそれぞれリタイミング回路２２を介して検波部１２
４の入力に接続される。ローカル発振器１２５の出力は
サンプリングクロック発生器２３の入力に接続され、そ
の２つの出力はそれぞれアナログ−ディジタル変換器２
１1 、２１2 のクロック端子に接続される。
【００２２】なお、本実施例と図１に示すブロック図と
の対応関係については、ローカル発振器１２５およびサ
ンプリングクロック発生器２３はクロック生成手段１１
に対応し、アナログ−ディジタル変換器２１1 、２１2
およびリタイミング回路２２はアナログ−ディジタル変
換手段１３に対応する。
の対応関係については、ローカル発振器１２５およびサ
ンプリングクロック発生器２３はクロック生成手段１１
に対応し、アナログ−ディジタル変換器２１1 、２１2
およびリタイミング回路２２はアナログ−ディジタル変
換手段１３に対応する。
【００２３】以下、図２を参照して本実施例の動作を説
明する。直交振幅変調波ＩF が上述した式(1) で示さ
れ、かつアナログ−ディジタル変換器２１1 がサンプリ
ングクロック発生器２３から与えられる周波数ｆs のサ
ンプリングクロックに応じて動作する（図３）と、そ
の出力信号Ｉは、図３に点線で示すように、 ｆd ＝ｆc −ｆs …(8) の式で示される差の周波数（以下、「折り返し周波数」
という。）ｆd の成分が出力され、その信号は Ｉ＝cos (2πｆcｔ＋Φ） ＝cos (2π(fs＋ｆd）ｔ＋Φ） …(9) の式で示される。なお、ｆc およびｆs の値について
は、周波数軸上で無用の折り返しが発生しない条件にお
いて確実にアナログ−ディジタル変換を行うために、
明する。直交振幅変調波ＩF が上述した式(1) で示さ
れ、かつアナログ−ディジタル変換器２１1 がサンプリ
ングクロック発生器２３から与えられる周波数ｆs のサ
ンプリングクロックに応じて動作する（図３）と、そ
の出力信号Ｉは、図３に点線で示すように、 ｆd ＝ｆc −ｆs …(8) の式で示される差の周波数（以下、「折り返し周波数」
という。）ｆd の成分が出力され、その信号は Ｉ＝cos (2πｆcｔ＋Φ） ＝cos (2π(fs＋ｆd）ｔ＋Φ） …(9) の式で示される。なお、ｆc およびｆs の値について
は、周波数軸上で無用の折り返しが発生しない条件にお
いて確実にアナログ−ディジタル変換を行うために、
【００２４】
【数５】
【００２５】の不等式が成立する値に設定されるものと
する。さらに、上式(9) は、アナログ−ディジタル変換
器２１1 の変換周期Ｔsが
する。さらに、上式(9) は、アナログ−ディジタル変換
器２１1 の変換周期Ｔsが
【００２６】
【数６】
【００２７】の式で与えられ、かつその周期で到来する
サンプリングタイミングｔは自然数ｋに対して ｔ＝ｋ・Ｔs の式で与えられるので、これらを代入すると
サンプリングタイミングｔは自然数ｋに対して ｔ＝ｋ・Ｔs の式で与えられるので、これらを代入すると
【００２８】
【数７】
【００２９】と示される。このように、アナログ−ディ
ジタル変換器２１1の出力に得られる折り返し周波数の
成分には、式(1) に示す直交振幅変調波の位相情報Φが
そのまま含まれるので、例えば、図４に点線で示すよう
に、その位相情報Φが０ラジアンとπラジアンとの間で
変化すると、折り返し周波数の成分の位相も同様に変化
する。
ジタル変換器２１1の出力に得られる折り返し周波数の
成分には、式(1) に示す直交振幅変調波の位相情報Φが
そのまま含まれるので、例えば、図４に点線で示すよう
に、その位相情報Φが０ラジアンとπラジアンとの間で
変化すると、折り返し周波数の成分の位相も同様に変化
する。
【００３０】上述したサンプリングクロックは従来例と
同様にローカル発振器１２５で直交振幅変調波ＩF との
同期がとられ、かつほぼ同じ周波数に設定されたサンプ
リングクロックに応じて生成されるので、上式(8) より ｆd ＝０ …(11) となる。したがって、アナログ−ディジタル変換器２１
1 の出力には、上式(10)の括弧内の第一項が消去されて
ベースバンド信号を示す位相情報の余弦成分が得られ
る。また、アナログ−ディジタル変換器２１2 は、サン
プリングクロック発生器２３から上述したサンプリング
クロックと９０度の位相差を有するサンプリングクロッ
クが与えられるので、その出力には Ｑ＝sin （ 2πｆdｔ＋Φ） の式で与えられる信号が得られるが、上式(11)に基づい
てベースバンド信号を示す位相情報の正弦成分が得られ
る。
同様にローカル発振器１２５で直交振幅変調波ＩF との
同期がとられ、かつほぼ同じ周波数に設定されたサンプ
リングクロックに応じて生成されるので、上式(8) より ｆd ＝０ …(11) となる。したがって、アナログ−ディジタル変換器２１
1 の出力には、上式(10)の括弧内の第一項が消去されて
ベースバンド信号を示す位相情報の余弦成分が得られ
る。また、アナログ−ディジタル変換器２１2 は、サン
プリングクロック発生器２３から上述したサンプリング
クロックと９０度の位相差を有するサンプリングクロッ
クが与えられるので、その出力には Ｑ＝sin （ 2πｆdｔ＋Φ） の式で与えられる信号が得られるが、上式(11)に基づい
てベースバンド信号を示す位相情報の正弦成分が得られ
る。
【００３１】リタイミング回路２２は、このようにして
与えられた直交する２つの位相情報をこれらに含まれる
ビット数に応じたデータ速度ｆb の周期でリタイミング
して検波部１２４に与えるので、その出力には従来例と
同様に復調出力ＤＡＴＡが得られる。 このように本実
施例によれば、従来例のようにアナログのミキサや９０
度ハイブリッドを用いずに直交検波器が構成されるの
で、回路規模が低減されてハイブリッドの移相量その他
の複雑な調整が不要となり、かつ動作環境の変動に対し
て動作の安定化をはかることができる。
与えられた直交する２つの位相情報をこれらに含まれる
ビット数に応じたデータ速度ｆb の周期でリタイミング
して検波部１２４に与えるので、その出力には従来例と
同様に復調出力ＤＡＴＡが得られる。 このように本実
施例によれば、従来例のようにアナログのミキサや９０
度ハイブリッドを用いずに直交検波器が構成されるの
で、回路規模が低減されてハイブリッドの移相量その他
の複雑な調整が不要となり、かつ動作環境の変動に対し
て動作の安定化をはかることができる。
【００３２】また、本実施例では、自然数ｎに対してサ
ンプリングクロックの周波数を
ンプリングクロックの周波数を
【００３３】
【数８】
【００３４】の式で示される値ｆs ′に設定すると、ア
ナログ−ディジタル変換器２１1 の出力に得られるベー
スバンド信号Ｉは、上式(9) から
ナログ−ディジタル変換器２１1 の出力に得られるベー
スバンド信号Ｉは、上式(9) から
【００３５】
【数９】
【００３６】の式で与えられる。したがって、アナログ
−ディジタル変換器２１1 の出力端でこのようなベース
バンド信号を上式(12)で示される周波数でサンプリング
すると、上式(13)は、その小括弧内の第一項が消去可能
であるから、
−ディジタル変換器２１1 の出力端でこのようなベース
バンド信号を上式(12)で示される周波数でサンプリング
すると、上式(13)は、その小括弧内の第一項が消去可能
であるから、
【００３７】
【数１０】
【００３８】となる。すなわち、上式(14)は式(10)に等
しく、例えば、図５〜に示すように、サンプリング
クロックの周波数を整数分の一の値に設定しても、図５
に点線で示すように、同じ折り返し周波数成分が得られ
るので、サンプリングクロックの周波数を小さく設定し
て同様の直交検波が可能となり直交検波器の消費電力を
低減することができる。
しく、例えば、図５〜に示すように、サンプリング
クロックの周波数を整数分の一の値に設定しても、図５
に点線で示すように、同じ折り返し周波数成分が得られ
るので、サンプリングクロックの周波数を小さく設定し
て同様の直交検波が可能となり直交検波器の消費電力を
低減することができる。
【００３９】図６は、本発明の第二の実施例を示す図で
ある。図において、図２に示すものと機能および構成が
同じものについては、同じ参照番号を付与して示し、こ
こではその説明を省略する。
ある。図において、図２に示すものと機能および構成が
同じものについては、同じ参照番号を付与して示し、こ
こではその説明を省略する。
【００４０】本実施例と図２に示す実施例との相違点
は、サンプリングクロック発生器２３に代えてこれと位
相差の異なる２つのサンプリングクロックを送出するサ
ンプリングクロック発生器６１を備えた点にある。本実
施例の復調動作については、第一の実施例と同じである
から、ここではその説明を省略し、以下では、アナログ
−ディジタル変換器２１1 、２１2 に与えられるサンプ
リングクロックの位相差と復調出力の精度との関係につ
いて説明する。
は、サンプリングクロック発生器２３に代えてこれと位
相差の異なる２つのサンプリングクロックを送出するサ
ンプリングクロック発生器６１を備えた点にある。本実
施例の復調動作については、第一の実施例と同じである
から、ここではその説明を省略し、以下では、アナログ
−ディジタル変換器２１1 、２１2 に与えられるサンプ
リングクロックの位相差と復調出力の精度との関係につ
いて説明する。
【００４１】アナログ−ディジタル変換器２１1 の出力
には上述したように位相情報Φを示す振幅の信号が得ら
れるので、その位相情報を抽出するには、一般に、式(1
4)に示す出力信号Ｉに直交した信号が必要である。な
お、以下では、このような直交した信号をそれぞれ「co
s 成分」、「sin 成分」という。ここで、サンプリング
クロック発生器６１から出力される２つのサンプリング
クロックの位相差が時間軸上でΔｔで与えられると、こ
れらのサンプリングクロックに応じたサンプリングタイ
ミングｔは自然数ｎに対して
には上述したように位相情報Φを示す振幅の信号が得ら
れるので、その位相情報を抽出するには、一般に、式(1
4)に示す出力信号Ｉに直交した信号が必要である。な
お、以下では、このような直交した信号をそれぞれ「co
s 成分」、「sin 成分」という。ここで、サンプリング
クロック発生器６１から出力される２つのサンプリング
クロックの位相差が時間軸上でΔｔで与えられると、こ
れらのサンプリングクロックに応じたサンプリングタイ
ミングｔは自然数ｎに対して
【００４２】
【数１１】
【００４３】の式で示される。上述した２つのサンプリ
ングクロックの内、一方のサンプリングクロックに応じ
て直交振幅変調波ＩF をサンプリングして得られる折り
返し周波数の成分Ｓd1は、例えば、図７に示すよう
に、搬送波（直交振幅変調波）の位相が他方のサンプリ
ングタイミング（図７）に比べて進んでいる場合に
は、 Ｓd1＝cos （２πfdｔ＋Φ−φ）＝cos （２πfdｔ＋Φ−２πfcΔｔ）…(16) の式で示され、かつ他方のサンプリングクロックに応じ
て同様に得られる折り返し周波数の成分Ｓd2は、 Ｓd2＝cos （２πfdｔ＋Φ） …(17) の式で示される。したがって、上式(16)、(17)において
φ＝0.5πとすると、 Ｓd1＝sin （２πfdｔ＋Φ） Ｓd2＝cos （２πfdｔ＋Φ） となってsin 成分およびcos 成分が抽出され、また、
ングクロックの内、一方のサンプリングクロックに応じ
て直交振幅変調波ＩF をサンプリングして得られる折り
返し周波数の成分Ｓd1は、例えば、図７に示すよう
に、搬送波（直交振幅変調波）の位相が他方のサンプリ
ングタイミング（図７）に比べて進んでいる場合に
は、 Ｓd1＝cos （２πfdｔ＋Φ−φ）＝cos （２πfdｔ＋Φ−２πfcΔｔ）…(16) の式で示され、かつ他方のサンプリングクロックに応じ
て同様に得られる折り返し周波数の成分Ｓd2は、 Ｓd2＝cos （２πfdｔ＋Φ） …(17) の式で示される。したがって、上式(16)、(17)において
φ＝0.5πとすると、 Ｓd1＝sin （２πfdｔ＋Φ） Ｓd2＝cos （２πfdｔ＋Φ） となってsin 成分およびcos 成分が抽出され、また、
【００４４】
【数１２】
【００４５】と設定しても、上式(16)、(17)からsin 成
分の符号は反転するが、同様に２つの直交する成分が抽
出される。しかし、受信端では、実際には直交振幅変調
波ＩF の搬送波成分の周波数ｆc を誤差なく得ることは
できないので、その周波数にほぼ一致したfc′を再生し
て復調処理に用いる。すなわち、φ＝ 0.5πとすると、
上式(15)に示す実際のサンプリングタイミングｔ′は、
分の符号は反転するが、同様に２つの直交する成分が抽
出される。しかし、受信端では、実際には直交振幅変調
波ＩF の搬送波成分の周波数ｆc を誤差なく得ることは
できないので、その周波数にほぼ一致したfc′を再生し
て復調処理に用いる。すなわち、φ＝ 0.5πとすると、
上式(15)に示す実際のサンプリングタイミングｔ′は、
【００４６】
【数１３】
【００４７】の式で与えられ、かつ上述した２つのサン
プリングクロックの位相差は時間軸上
プリングクロックの位相差は時間軸上
【００４８】で
【数１４】
【００４９】の式で与えられる。ここに、ｍは、整数で
あって上述した位相差が搬送波の周期より大きい場合に
その周期をサンプリングタイミングの差から除くために
設定すべき定数である。上式(19)では、さらに、Ｔc ≒
Ｔc ′かつｎ＝ｍとみなすことができるので、上式(19)
は、
あって上述した位相差が搬送波の周期より大きい場合に
その周期をサンプリングタイミングの差から除くために
設定すべき定数である。上式(19)では、さらに、Ｔc ≒
Ｔc ′かつｎ＝ｍとみなすことができるので、上式(19)
は、
【００５０】
【数１５】
【００５１】の近似式に変形できる。このような時間差
のサンプリングクロックに応じて搬送波をサンプリング
して得られる折り返し周波数ｆd1′、ｆd2′の位相差
φ′は、
のサンプリングクロックに応じて搬送波をサンプリング
して得られる折り返し周波数ｆd1′、ｆd2′の位相差
φ′は、
【００５２】
【数１６】
【００５３】の式で示されるが、その第２項の値はＴc
の整数倍であるから消去可能であり
の整数倍であるから消去可能であり
【００５４】
【数１７】
【００５５】の式で与えられる。このようにして得られ
る２つの折り返し周波数は、上式で与えられる位相差
φ′が 0.5ラジアンとなるときに上述したcos 成分とsi
n 成分との位相差に等しくなるので、システムの要求に
応じて決定される直交度の許容誤差がパーセント値ａで
与えられる場合には、復調に用いるべき再生搬送波の周
波数fc′は、上述した位相差φ′に応じて、
る２つの折り返し周波数は、上式で与えられる位相差
φ′が 0.5ラジアンとなるときに上述したcos 成分とsi
n 成分との位相差に等しくなるので、システムの要求に
応じて決定される直交度の許容誤差がパーセント値ａで
与えられる場合には、復調に用いるべき再生搬送波の周
波数fc′は、上述した位相差φ′に応じて、
【００５６】
【数１８】
【００５７】の不等式が成立する値に設定すればよい。
このように本実施例によれば、サンプリングクロック発
生器６１から出力される２つのサンプリングクロックの
位相差を 0.5ラジアンに限定せず、要求される直交度と
実現可能な再生搬送波の周波数の精度との均衡の下にサ
ンプリングタイミング（図８、）の時間差を（ＴS
／４＋ｎＴS ）に設定すればよい。
このように本実施例によれば、サンプリングクロック発
生器６１から出力される２つのサンプリングクロックの
位相差を 0.5ラジアンに限定せず、要求される直交度と
実現可能な再生搬送波の周波数の精度との均衡の下にサ
ンプリングタイミング（図８、）の時間差を（ＴS
／４＋ｎＴS ）に設定すればよい。
【００５８】したがって、本実施例では、回路の動作速
度を遅くすることができるので消費電力が低減される。
図９は、本発明の第三の実施例を示す図である。
度を遅くすることができるので消費電力が低減される。
図９は、本発明の第三の実施例を示す図である。
【００５９】図において、図２および図６に示す実施例
と機能および構成が同じものについては、同じ参照番号
を付与して示し、ここではその説明を省略する。本実施
例と第一および第二の実施例との構成の相違点は、アナ
ログ−ディジタル変換器２１1 、２１2 に代えて単一の
アナログ−ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）９１と、その出
力を２つの直交チャネルＩ、Ｑに対応させて保持するフ
リップフロップ９２1 、９２2 とを設け、かつサンプリ
ングクロック発生器２３（６１）に代えてアナログ−デ
ィジタル変換器９１およびフリップフロップ９２1 、９
２ 2 に所定のクロックを与えるサンプリングクロック発
生器９３を設けた点にある。
と機能および構成が同じものについては、同じ参照番号
を付与して示し、ここではその説明を省略する。本実施
例と第一および第二の実施例との構成の相違点は、アナ
ログ−ディジタル変換器２１1 、２１2 に代えて単一の
アナログ−ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）９１と、その出
力を２つの直交チャネルＩ、Ｑに対応させて保持するフ
リップフロップ９２1 、９２2 とを設け、かつサンプリ
ングクロック発生器２３（６１）に代えてアナログ−デ
ィジタル変換器９１およびフリップフロップ９２1 、９
２ 2 に所定のクロックを与えるサンプリングクロック発
生器９３を設けた点にある。
【００６０】このような構成の直交検波器では、サンプ
リングクロック発生器９３は、アナログ−ディジタル変
換器９１に周期ＴS で時間軸上でＴS ／４隔たった２つ
のタイミングにクロックを与える（図１０）。アナロ
グ−ディジタル変換器９１は、そのクロックのタイミン
グにおける直交振幅変調波ＩF の瞬時値をディジタル信
号に変化する。また、サンプリングクロック発生器９３
は、上述した周期でアナログ−ディジタル変換器９１の
変換出力が確定するタイミングにフリップフロップ９２
1 、９２2にそれぞれ１つずつのクロックを与える（図
１０、）。フリップフロップ９２1 、９２2 は、こ
のようにして与えられるクロックに応じてアナログ−デ
ィジタル変換器９１の出力を保持するので、その出力に
は第一および第二の実施例と同様にして位相情報Φを示
す２つの直交したベースバンド信号が得られる。
リングクロック発生器９３は、アナログ−ディジタル変
換器９１に周期ＴS で時間軸上でＴS ／４隔たった２つ
のタイミングにクロックを与える（図１０）。アナロ
グ−ディジタル変換器９１は、そのクロックのタイミン
グにおける直交振幅変調波ＩF の瞬時値をディジタル信
号に変化する。また、サンプリングクロック発生器９３
は、上述した周期でアナログ−ディジタル変換器９１の
変換出力が確定するタイミングにフリップフロップ９２
1 、９２2にそれぞれ１つずつのクロックを与える（図
１０、）。フリップフロップ９２1 、９２2 は、こ
のようにして与えられるクロックに応じてアナログ−デ
ィジタル変換器９１の出力を保持するので、その出力に
は第一および第二の実施例と同様にして位相情報Φを示
す２つの直交したベースバンド信号が得られる。
【００６１】このように本実施例では、単一のアナログ
−ディジタル変換器を用いて直交振幅変調波の復調を行
うことができるので、直交検波器の回路規模が低減され
る。図１１は、本発明の第四の実施例を示す図である。
−ディジタル変換器を用いて直交振幅変調波の復調を行
うことができるので、直交検波器の回路規模が低減され
る。図１１は、本発明の第四の実施例を示す図である。
【００６２】図において、図２および図６に示す実施例
と機能および構成が同じものについては、同じ参照番号
を付与して示し、ここではその説明を省略する。本実施
例と第一および第二の実施例との相違点は、アナログ−
ディジタル変換器２１１1、２１２2の出力がリタイミン
グ回路２２を介さずに検波部１２４に与えられ、かつサ
ンプリングクロック発生器２３（６１）に代えて、アナ
ログ−ディジタル変換器２１１1、２１２2および検波部
１２４にクロック信号を与えるサンプリングクロック発
生器１１１を設けた点にある。
と機能および構成が同じものについては、同じ参照番号
を付与して示し、ここではその説明を省略する。本実施
例と第一および第二の実施例との相違点は、アナログ−
ディジタル変換器２１１1、２１２2の出力がリタイミン
グ回路２２を介さずに検波部１２４に与えられ、かつサ
ンプリングクロック発生器２３（６１）に代えて、アナ
ログ−ディジタル変換器２１１1、２１２2および検波部
１２４にクロック信号を与えるサンプリングクロック発
生器１１１を設けた点にある。
【００６３】このような構成の直交検波器では、サンプ
リングクロック発生器１１１は、データ速度ｆb を示す
クロックと同期したサンプリングクロックを生成し、そ
のサンプリングクロックの周期ＴS の四分の一隔たった
タイミングにアナログ−ディジタル変換器２１1 、２１
2 に１つずつサンプリングクロックを与える。さらに、
サンプリングクロック発生器１１１は、アナログ−ディ
ジタル変換器２１1 、２１2 が出力するディジタル信号
が確定するタイミングでサンプリングクロックに同期し
て検波部１２４にクロックを与える。
リングクロック発生器１１１は、データ速度ｆb を示す
クロックと同期したサンプリングクロックを生成し、そ
のサンプリングクロックの周期ＴS の四分の一隔たった
タイミングにアナログ−ディジタル変換器２１1 、２１
2 に１つずつサンプリングクロックを与える。さらに、
サンプリングクロック発生器１１１は、アナログ−ディ
ジタル変換器２１1 、２１2 が出力するディジタル信号
が確定するタイミングでサンプリングクロックに同期し
て検波部１２４にクロックを与える。
【００６４】すなわち、データ速度ｆb を与えるクロッ
クとサンプリングクロックの周波数ｆc とが同期するの
で、 ｆS ＝ｎｆb の式が成立し、上述した式(13)で示されるアナログ−デ
ィジタル変換器の出力として ｆS ′＝ｆb の式で与えられる周波数のサンプリングクロックで動作
した場合と等化な信号が得られるので、第一〜第三の実
施例で用いられたリタイミング回路２２を用いずに同様
の復調処理が可能となって直交検波器の回路規模が低減
される。
クとサンプリングクロックの周波数ｆc とが同期するの
で、 ｆS ＝ｎｆb の式が成立し、上述した式(13)で示されるアナログ−デ
ィジタル変換器の出力として ｆS ′＝ｆb の式で与えられる周波数のサンプリングクロックで動作
した場合と等化な信号が得られるので、第一〜第三の実
施例で用いられたリタイミング回路２２を用いずに同様
の復調処理が可能となって直交検波器の回路規模が低減
される。
【００６５】また、本実施例では、サンプリングクロッ
ク発生器１１１が、周期が(1／ｆb)に等しく時間軸上で
ＴS 隔たった２つのサンプリングクロックを生成し、か
つ検波部１２４にデータ速度ｆb と同じ周波数のクロッ
クを与える場合にも、同様の折り返し周波数成分が得ら
れる。
ク発生器１１１が、周期が(1／ｆb)に等しく時間軸上で
ＴS 隔たった２つのサンプリングクロックを生成し、か
つ検波部１２４にデータ速度ｆb と同じ周波数のクロッ
クを与える場合にも、同様の折り返し周波数成分が得ら
れる。
【００６６】すなわち、直交振幅変調波の復調処理はア
ナログ−ディジタル変換器２１1 、２１2 の動作速度を
下げても同様に行われるので、消費電力が低減され、か
つアナログ−ディジタル変換器に高速動作が要求されな
いので低廉化がはかられる。
ナログ−ディジタル変換器２１1 、２１2 の動作速度を
下げても同様に行われるので、消費電力が低減され、か
つアナログ−ディジタル変換器に高速動作が要求されな
いので低廉化がはかられる。
【００６７】
【発明の効果】以上説明したように本発明では、アナロ
グ−ディジタル変換手段は、クロック生成手段から供給
される位相差が９０度の２相クロックに応じて直交振幅
変調波の搬送波周波数と上述した２相クロックの周波数
との差周波数の成分を抽出して、その差周波数の成分に
含まれる位相情報から復調出力を得る。
グ−ディジタル変換手段は、クロック生成手段から供給
される位相差が９０度の２相クロックに応じて直交振幅
変調波の搬送波周波数と上述した２相クロックの周波数
との差周波数の成分を抽出して、その差周波数の成分に
含まれる位相情報から復調出力を得る。
【００６８】すなわち、直交検波器が、従来例で用いら
れたミキサ、ローパスフィルタおよび９０度ハイブリッ
ドに代わってディジタル回路で実現可能なクロック生成
手段およびアナログ−ディジタル変換手段で構成される
ので、無調整化が可能となって実装効率と動作の安定性
とが向上し、直交検波器の性能が高められる。
れたミキサ、ローパスフィルタおよび９０度ハイブリッ
ドに代わってディジタル回路で実現可能なクロック生成
手段およびアナログ−ディジタル変換手段で構成される
ので、無調整化が可能となって実装効率と動作の安定性
とが向上し、直交検波器の性能が高められる。
【図１】本発明の原理ブロック図である。
【図２】本発明の第一の実施例を示す図である。
【図３】折り返し周波数の生成過程を説明する図であ
る。
る。
【図４】折り返し周波数の位相で示される情報を示す図
である。
である。
【図５】サンプリング周期と折り返し周波数との関係を
示す図である。
示す図である。
【図６】本発明の第二の実施例を示す図である。
【図７】直交する折り返し周波数成分の抽出過程を説明
する図である。
する図である。
【図８】サンプリングタイミングと折り返し周波数の位
相との関係を示す図である。
相との関係を示す図である。
【図９】本発明の第三の実施例を示す図である。
【図１０】本実施例の動作タイミングチャートである。
【図１１】本発明の第四の実施例を示す図である。
【図１２】従来の直交検波器の構成例を示す図である。
１１ クロック生成手段 １３ アナログ−ディジタル変換手段 ２１，９１，１２３ アナログ−ディジタル変換器（Ａ
／Ｄ） ２２ リタイミング回路 ２３，６１，９３，１１１ サンプリングクロック発生
器 ９２ フリップフロップ（Ｆ／Ｆ） １２１ ミキサ １２２ ローパスフィルタ １２４ 検波部 １２５ ローカル発振器 １２６ ９０度ハイブリッド １２７ クロック発生器
／Ｄ） ２２ リタイミング回路 ２３，６１，９３，１１１ サンプリングクロック発生
器 ９２ フリップフロップ（Ｆ／Ｆ） １２１ ミキサ １２２ ローパスフィルタ １２４ 検波部 １２５ ローカル発振器 １２６ ９０度ハイブリッド １２７ クロック発生器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (1)
- 【請求項１】 直交振幅変調波を復調してその変調波に
含まれる２つの直交した位相情報を得る直交検波器にお
いて、 前記直交振幅変調波の搬送波周波数ｆc に対して ｆc ／２＜ｆs ＜２ｆc の不等式が成立する周波数ｆs で、整数ｎに対して時間
軸上で(１＋４ｎ)／４ｆs で与えられる位相差を有する
２つのクロックを生成するクロック生成手段（１１）
と、 前記２つのクロックに応じて個別に前記直交振幅変調波
をディジタル変換し、その変調波と前記２相クロックと
の差周波数成分の位相を前記位相情報として得るアナロ
グ−ディジタル変換手段（１３）とを備えたことを特徴
とする直交検波器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3297077A JP2928416B2 (ja) | 1991-11-13 | 1991-11-13 | 直交検波器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3297077A JP2928416B2 (ja) | 1991-11-13 | 1991-11-13 | 直交検波器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05136837A JPH05136837A (ja) | 1993-06-01 |
| JP2928416B2 true JP2928416B2 (ja) | 1999-08-03 |
Family
ID=17841912
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3297077A Expired - Fee Related JP2928416B2 (ja) | 1991-11-13 | 1991-11-13 | 直交検波器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2928416B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4637661B2 (ja) * | 2005-06-29 | 2011-02-23 | 京セラ株式会社 | 変調信号の復調装置 |
-
1991
- 1991-11-13 JP JP3297077A patent/JP2928416B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05136837A (ja) | 1993-06-01 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN106165366A (zh) | 利用符号定时恢复对调制信号进行频率与相位偏移补偿 | |
| JP2557426B2 (ja) | 同期復調装置における搬送波の同期を得るための方法及び装置 | |
| JP2000022772A (ja) | 搬送波再生回路並びに搬送波再生方法 | |
| JP2928416B2 (ja) | 直交検波器 | |
| EP0306941A2 (en) | Variable bit rate clock recovery circuit | |
| KR970072643A (ko) | 디지탈 fm 복조기 | |
| JPH05335962A (ja) | 復調装置の位相調整回路 | |
| JP2931454B2 (ja) | ディジタル位相変調信号復調回路 | |
| JP2964196B2 (ja) | ディジタル直交検波復調器 | |
| JPH06205064A (ja) | 直交検波器 | |
| JP2876906B2 (ja) | ユニークワード検出回路及び復調回路 | |
| JP3175714B2 (ja) | クロック同期回路 | |
| JP4463063B2 (ja) | 復調回路及び復調方法 | |
| JP2929925B2 (ja) | 直交復調器 | |
| JP3252670B2 (ja) | Ｐｓｋ搬送波信号再生装置 | |
| JPH06237277A (ja) | Ｐｓｋ搬送波信号再生装置 | |
| JP2853728B2 (ja) | ディジタル復調回路 | |
| JP3148319B2 (ja) | 変調位相検出装置及び復調装置 | |
| JPH08265381A (ja) | 直交変調装置 | |
| JPS6046157A (ja) | 準同期検波回路 | |
| KR950012041B1 (ko) | 디지탈 복조기 및 그에 적합한 디지탈 fir필터 | |
| JP3134410B2 (ja) | ディジタル同期復調回路 | |
| JPS62122345A (ja) | 同期検波回路 | |
| JP2841873B2 (ja) | 同期保持回路 | |
| JPS63229933A (ja) | 位相同期回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19990420 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080514 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090514 Year of fee payment: 10 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |