JP2894702B2 - 位相同期回路 - Google Patents
位相同期回路Info
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- JP2894702B2 JP2894702B2 JP63225419A JP22541988A JP2894702B2 JP 2894702 B2 JP2894702 B2 JP 2894702B2 JP 63225419 A JP63225419 A JP 63225419A JP 22541988 A JP22541988 A JP 22541988A JP 2894702 B2 JP2894702 B2 JP 2894702B2
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- Japan
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- circuit
- phase
- control signal
- noise band
- signal
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- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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- Filters And Equalizers (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はループの雑音帯域を制御信号により切替える
機能を有する位相同期回路に関し、特にループ帯域の切
替時における同期外れを防止した位相同期回路に関す
る。
機能を有する位相同期回路に関し、特にループ帯域の切
替時における同期外れを防止した位相同期回路に関す
る。
近年、搬送波ディジタル伝送方式の発達は目覚まし
く、周波数利用効率を増大し高能率な情報伝送を可能に
するため、直交振幅変調方式では多値化が図られ、現在
では256値直交振幅変復調方式の検討もなされている。
ところが、多値になる程復調器における識別特性が厳し
くなり、雑音などによる符号誤り率の劣化は著しいもの
となる。
く、周波数利用効率を増大し高能率な情報伝送を可能に
するため、直交振幅変調方式では多値化が図られ、現在
では256値直交振幅変復調方式の検討もなされている。
ところが、多値になる程復調器における識別特性が厳し
くなり、雑音などによる符号誤り率の劣化は著しいもの
となる。
一方、搬送波ディジタル伝送方式に用いられる復調器
においては、同期検波するために復調信号の論理演算を
実行し、その出力で基準発振器の位相制御を行って基準
搬送波の再生を実行する搬送波同期回路や、復調された
ベースバンド信号をディジタル信号に変換するために所
定の周期ならびにタイミング位相を有するタイミング信
号を再生するタイミング信号同期回路が用いられてい
る。
においては、同期検波するために復調信号の論理演算を
実行し、その出力で基準発振器の位相制御を行って基準
搬送波の再生を実行する搬送波同期回路や、復調された
ベースバンド信号をディジタル信号に変換するために所
定の周期ならびにタイミング位相を有するタイミング信
号を再生するタイミング信号同期回路が用いられてい
る。
これら搬送波同期回路やタイミング信号同期回路は位
相同期回路（PLL）によって構成されているため、上述
したように搬送波ディジタル伝送方式の回線の符号誤り
率は、多値になる程再生搬送波や再生タイミング信号の
S/Nすなわちループの雑音帯域に大きく影響されること
になる。
相同期回路（PLL）によって構成されているため、上述
したように搬送波ディジタル伝送方式の回線の符号誤り
率は、多値になる程再生搬送波や再生タイミング信号の
S/Nすなわちループの雑音帯域に大きく影響されること
になる。
ところが、後述するようにループの雑音帯域と位相同
期回路の引き込み範囲は相反するもので、再生搬送波や
再生タイミング信号のS/Nを良くするためにループの雑
音帯域を狭くすると位相同期回路の引き込み範囲は狭く
なり、また充分広い引き込み範囲をとろうとループの雑
音帯域を広げると再生搬送波や再生タイミング信号のS/
Nは悪くなる。そこで従来の技術としては、ある制御信
号、例えば位相非同期信号などにより、位相同期回路が
非同期の時にはループの雑音帯域を広げて位相同期回路
の引き込み範囲を広くしておき、位相同期が確立してい
る時は引き込み範囲は無関係となるので雑音帯域を狭く
しておくという雑音帯域切替回路がある。
期回路の引き込み範囲は相反するもので、再生搬送波や
再生タイミング信号のS/Nを良くするためにループの雑
音帯域を狭くすると位相同期回路の引き込み範囲は狭く
なり、また充分広い引き込み範囲をとろうとループの雑
音帯域を広げると再生搬送波や再生タイミング信号のS/
Nは悪くなる。そこで従来の技術としては、ある制御信
号、例えば位相非同期信号などにより、位相同期回路が
非同期の時にはループの雑音帯域を広げて位相同期回路
の引き込み範囲を広くしておき、位相同期が確立してい
る時は引き込み範囲は無関係となるので雑音帯域を狭く
しておくという雑音帯域切替回路がある。
例えば、雑音帯域切替回路を搬送波再生回路にもつ４
相位相変調方式の復調器のブロック図を第１図に示し、
この回路における従来の雑音帯域切替機能を有する積分
回路の一例を第３図に示す。
相位相変調方式の復調器のブロック図を第１図に示し、
この回路における従来の雑音帯域切替機能を有する積分
回路の一例を第３図に示す。
変調波Ｓを入力とするこの復調器は、乗算器1,2にお
いてπ/2位相器６で作った互いにπ/2ラジアン位相差の
ある搬送波c1，c2を前記入力信号Ｓで同期検波してベー
スバンド信号b1，b2を得る。このベースバンド信号b1，
b2はタイミング信号再生回路５へ入力され、更に再生さ
れたタイミング信号t1，t2によりA/D（アナログ−ディ
ジタル）変換器3,4においてディジタル信号X1，X2，
Y1，Y2に変換される。このディジタル信号X1，X2，Y1，
Y2は搬送波再生回路７において論理演算を実行し等化的
に位相の逓倍をおこなって、さらにその出力信号ｎは低
域通過ろ波器である積分回路８を通って信号ｐとして電
圧制御発振器９の位相制御を行う。
いてπ/2位相器６で作った互いにπ/2ラジアン位相差の
ある搬送波c1，c2を前記入力信号Ｓで同期検波してベー
スバンド信号b1，b2を得る。このベースバンド信号b1，
b2はタイミング信号再生回路５へ入力され、更に再生さ
れたタイミング信号t1，t2によりA/D（アナログ−ディ
ジタル）変換器3,4においてディジタル信号X1，X2，
Y1，Y2に変換される。このディジタル信号X1，X2，Y1，
Y2は搬送波再生回路７において論理演算を実行し等化的
に位相の逓倍をおこなって、さらにその出力信号ｎは低
域通過ろ波器である積分回路８を通って信号ｐとして電
圧制御発振器９の位相制御を行う。
ここで、10は搬送波非同期検出回路であり、搬送波再
生回路７の出力の搬送波同期時と非同期時のインピーダ
ンス変化を検出して、雑音帯域切替制御信号ｒとなり搬
送波同期時と非同期時で積分回路８の定数を変化させ
る。
生回路７の出力の搬送波同期時と非同期時のインピーダ
ンス変化を検出して、雑音帯域切替制御信号ｒとなり搬
送波同期時と非同期時で積分回路８の定数を変化させ
る。
従来の積分回路８は、第３図に示すように、２次の遅
れ進みフィルタとして構成されている。図において、R4
〜R7は抵抗、C2はコンデンサ、X1はピンダイオード、R
S2はX1の導通抵抗、RL2はX1のオフ抵抗である。
れ進みフィルタとして構成されている。図において、R4
〜R7は抵抗、C2はコンデンサ、X1はピンダイオード、R
S2はX1の導通抵抗、RL2はX1のオフ抵抗である。
２次ループの同期引き込み範囲（ωP）は（１）式で
表される。
表される。
ただし、K0KdK1Kdループ利得 τ1R4×C2（R4≫R5off） τ2on＝R5on×C2 τ2off＝R5off×C2 R5onRS2＋R5（R6≫RS2） R5offR5＋R6（R6≪RL2） 以上の式よりτ2on＜τ2offとなり、帯域切替制御信
号入力端子Z2がオフの時ループ引き込み範囲（ωP），
雑音帯域（BL）は共に広くなり、Z2がオンの時はどちら
も狭くなる。この時、帯域切替制御信号は搬送波非同期
検出信号でなくても、回線のビット誤り率が悪くなった
時に発動するような信号でもよく、また帯域切替回路は
搬送波同期回路でなくてもタイミング信号同期回路に用
いてもよい。すなわち、位相同期回路が確立していない
時や回線品質が劣化しているような時は再生信号のS/N
はあまり影響しないためループの雑音帯域、同期引き込
み範囲共に広くしておく。
号入力端子Z2がオフの時ループ引き込み範囲（ωP），
雑音帯域（BL）は共に広くなり、Z2がオンの時はどちら
も狭くなる。この時、帯域切替制御信号は搬送波非同期
検出信号でなくても、回線のビット誤り率が悪くなった
時に発動するような信号でもよく、また帯域切替回路は
搬送波同期回路でなくてもタイミング信号同期回路に用
いてもよい。すなわち、位相同期回路が確立していない
時や回線品質が劣化しているような時は再生信号のS/N
はあまり影響しないためループの雑音帯域、同期引き込
み範囲共に広くしておく。
また、位相同期が確立していて回線品質も良い場合は
再生信号のS/Nで回線が劣化しないようループの雑音帯
域を狭くしておく。
再生信号のS/Nで回線が劣化しないようループの雑音帯
域を狭くしておく。
上述した従来の雑音帯域切替機能を有した位相同期回
路はピンダイオードX1を用いてそのアノード側に電位を
切替えているため、切替えを行う際に、抵抗R5の電位、
すなわちコンデンサC2の両端の電位が急激に変化する。
そのため、電圧制御発振器９を制御している電圧がスパ
イク状に変動され、これが原因して位相同期回路が一時
的に同期外れを起こし易い。つまり、一時的に非同期に
なるという問題がある。
路はピンダイオードX1を用いてそのアノード側に電位を
切替えているため、切替えを行う際に、抵抗R5の電位、
すなわちコンデンサC2の両端の電位が急激に変化する。
そのため、電圧制御発振器９を制御している電圧がスパ
イク状に変動され、これが原因して位相同期回路が一時
的に同期外れを起こし易い。つまり、一時的に非同期に
なるという問題がある。
本発明はループ帯域の切替時における同期外れを防止
する位相同期回路を提供することを目的とする。
する位相同期回路を提供することを目的とする。
本発明の位相同期回路は、ディジタル変調方式に用い
られる２次の遅れ進みループフィルタの雑音帯域を制御
信号により切替える構成の位相同期回路において、 前記ループフィルタは入出力間に接続された第１の抵
抗と、前記第１の抵抗の出力に接続されたコンデンサと
第２の抵抗からなる接地された直列回路とからなり、前
記第２の抵抗の両端に電界効果トランジスタと第３の抵
抗の直列回路を接続しさらに、この電界効果トランジス
タのゲートに前記制御信号を入力して、前記制御信号に
基づき前記電界効果トランジスタを制御して前記雑音帯
域を切り替えることを特徴とする。
られる２次の遅れ進みループフィルタの雑音帯域を制御
信号により切替える構成の位相同期回路において、 前記ループフィルタは入出力間に接続された第１の抵
抗と、前記第１の抵抗の出力に接続されたコンデンサと
第２の抵抗からなる接地された直列回路とからなり、前
記第２の抵抗の両端に電界効果トランジスタと第３の抵
抗の直列回路を接続しさらに、この電界効果トランジス
タのゲートに前記制御信号を入力して、前記制御信号に
基づき前記電界効果トランジスタを制御して前記雑音帯
域を切り替えることを特徴とする。
上述した構成では、帯域切替の制御信号を積分回路か
ら直流的に切り離し、電圧制御発振器を制御する電圧が
スパイク状に変動されることを防止して、位相同期回路
の同期外れを防止する。
ら直流的に切り離し、電圧制御発振器を制御する電圧が
スパイク状に変動されることを防止して、位相同期回路
の同期外れを防止する。
次に、本発明を図面を参照して説明する。
第２図は本発明の一実施例を示し、これは第１図に示
した４相位相変調方式の復調器における積分回路８の回
路図であり、２次の遅れ進みフィルタを構成している。
した４相位相変調方式の復調器における積分回路８の回
路図であり、２次の遅れ進みフィルタを構成している。
図において、R1〜R3,R8は抵抗、C1はコンデンサ、TR1
は電界効果トランジスタ（FET）、RS1及びRL1は夫々電
界効果トランジスタTR1の導通抵抗，オフ抵抗である。
雑音帯域切替制御信号はZ1より入力されて電界効果トラ
ンジスタTR1のゲート電圧を変化させる。電界効果トラ
ンジスタTR1のドレイン・ソース間抵抗は、オンの時
RS1、オフの時RL1となる。但し、RS1≪RL1である。
は電界効果トランジスタ（FET）、RS1及びRL1は夫々電
界効果トランジスタTR1の導通抵抗，オフ抵抗である。
雑音帯域切替制御信号はZ1より入力されて電界効果トラ
ンジスタTR1のゲート電圧を変化させる。電界効果トラ
ンジスタTR1のドレイン・ソース間抵抗は、オンの時
RS1、オフの時RL1となる。但し、RS1≪RL1である。
この時、同期引き込み範囲（ωP）と雑音帯域（BL）
は上述の式（１），（２）で表される。
は上述の式（１），（２）で表される。
但し、 τ1R1×C1（R1≫R2off） τ2on＝R2on×C1 τ2off＝R2off×C1 R2on（RS1＋R8）//R2 R2offR2 （R2≪RL1） よって、R2on＜R2off，τ2on＜τ2offとなる。
即ち、帯域切替制御信号入力端子Z1がオフの時ループ
引き込み範囲（ωP），雑音帯域（BL）は共に広くな
り、Z1がオンの時はどちらも狭くなる。帯域切替制御信
号による電界効果トランジスタTR1のゲート電圧の制御
によって変化するのはドレイン・ソース間抵抗であり、
従来のようにコンデンサC1の両端の電位を変化させるこ
となく雑音帯域を切替えることができる。
引き込み範囲（ωP），雑音帯域（BL）は共に広くな
り、Z1がオンの時はどちらも狭くなる。帯域切替制御信
号による電界効果トランジスタTR1のゲート電圧の制御
によって変化するのはドレイン・ソース間抵抗であり、
従来のようにコンデンサC1の両端の電位を変化させるこ
となく雑音帯域を切替えることができる。
即ち、帯域切替の制御信号を積分回路から直流的に切
り離すことにより、帯域を切替える際の電圧制御発振器
を制御している電圧がスパイク状に変動されることはな
く、換言すれば位相同期回路が同期外れを起こすことな
く切替えることができる。
り離すことにより、帯域を切替える際の電圧制御発振器
を制御している電圧がスパイク状に変動されることはな
く、換言すれば位相同期回路が同期外れを起こすことな
く切替えることができる。
また、位相同期回路が確立していない時や回線品質が
劣化しているような時は再生信号のS/Nはあまり影響し
ないためループの雑音帯域、同期引き込み範囲共に広く
しておき、一方位相同期が確立していて、回線品質も良
い場合は再生信号のS/Nで回線が劣化しないようループ
の雑音帯域を狭くしておくという切替えを、位相同期回
路が非同期になることなく行うことができる。
劣化しているような時は再生信号のS/Nはあまり影響し
ないためループの雑音帯域、同期引き込み範囲共に広く
しておき、一方位相同期が確立していて、回線品質も良
い場合は再生信号のS/Nで回線が劣化しないようループ
の雑音帯域を狭くしておくという切替えを、位相同期回
路が非同期になることなく行うことができる。
なお、本発明は、帯域切替制御信号が搬送波非同期検
出信号でなくても、回線のビット誤り率が悪くなった時
に発動するような信号でもよく、また帯域切替回路は搬
送波同期回路でなくてもタイミング信号同期回路に用い
てもよい。
出信号でなくても、回線のビット誤り率が悪くなった時
に発動するような信号でもよく、また帯域切替回路は搬
送波同期回路でなくてもタイミング信号同期回路に用い
てもよい。
以上説明したように本発明は、積分回路の抵抗素子を
電界効果トランジスタのソース・ドレイン間抵抗で構成
し、この電界効果トランジスタのゲートに制御信号を入
力し、この制御信号により前記ソース・ドレイン間抵抗
の抵抗値を変化させるように構成しているので、前記制
御信号を積分回路から直流的に切り離した状態で積分回
路の抵抗値を変化することが可能となり、したがって、
コンデンサの両端の電圧を変化させることなく雑音帯域
を切替えることができ、切替えの際における位相同期回
路の同期外れを防止することができる効果がある。
電界効果トランジスタのソース・ドレイン間抵抗で構成
し、この電界効果トランジスタのゲートに制御信号を入
力し、この制御信号により前記ソース・ドレイン間抵抗
の抵抗値を変化させるように構成しているので、前記制
御信号を積分回路から直流的に切り離した状態で積分回
路の抵抗値を変化することが可能となり、したがって、
コンデンサの両端の電圧を変化させることなく雑音帯域
を切替えることができ、切替えの際における位相同期回
路の同期外れを防止することができる効果がある。
第１図は雑音帯域の切替回路を搬送波再生回路に備える
一般的な４相位相変調方式の復調器のブロック図、第２
図は本発明の雑音帯域切替機能を有する積分回路の一実
施例の回路図、第３図は従来の雑音帯域切替機能を有す
る積分回路の回路図である。 1,2…乗算器、3,4…A/D変換器、５…タイミング信号再
生回路、６…π/2ラジアン移相器、７…搬送波再生回
路、８…積分回路（低域ろ波器）、９…電圧制御発振
器、10…搬送波非同期検出回路、Ｓ…入力変調波、C1，
C2…再生搬送波、D1，D2…ベースバンド信号、X1，X2，
Y1，Y2…ディジタル信号、t1，t2…再生タイミング信
号,n…搬送波再生回路出力、ｒ…雑音帯域切替制御信
号、Ｐ…電圧制御発振器制御電圧、R1〜R8…抵抗、C1,C
2…コンデンサ、X1…ピンダイオード、TR1…電界効果ト
ランジスタ、Z1,Z2…雑音帯域切替制御信号入力端子、R
S1＝TRIの導通抵抗、RL1…TR1のオフ抵抗、RS2…X1の導
通抵抗、RL2…X1のオフ抵抗。
一般的な４相位相変調方式の復調器のブロック図、第２
図は本発明の雑音帯域切替機能を有する積分回路の一実
施例の回路図、第３図は従来の雑音帯域切替機能を有す
る積分回路の回路図である。 1,2…乗算器、3,4…A/D変換器、５…タイミング信号再
生回路、６…π/2ラジアン移相器、７…搬送波再生回
路、８…積分回路（低域ろ波器）、９…電圧制御発振
器、10…搬送波非同期検出回路、Ｓ…入力変調波、C1，
C2…再生搬送波、D1，D2…ベースバンド信号、X1，X2，
Y1，Y2…ディジタル信号、t1，t2…再生タイミング信
号,n…搬送波再生回路出力、ｒ…雑音帯域切替制御信
号、Ｐ…電圧制御発振器制御電圧、R1〜R8…抵抗、C1,C
2…コンデンサ、X1…ピンダイオード、TR1…電界効果ト
ランジスタ、Z1,Z2…雑音帯域切替制御信号入力端子、R
S1＝TRIの導通抵抗、RL1…TR1のオフ抵抗、RS2…X1の導
通抵抗、RL2…X1のオフ抵抗。
Claims (1)
- 【請求項１】ディジタル変調方式に用いられる２次の遅
れ進みループフィルタの雑音帯域を制御信号により切替
える構成の位相同期回路において、 前記ループフィルタは入出力間に接続された第１の抵抗
と、前記第１の抵抗の出力に接続されたコンデンサと第
２の抵抗からなる接地された直列回路とからなり、前記
第２の抵抗の両端に電界効果トランジスタと第３の抵抗
の直列回路を接続しさらに、この電界効果トランジスタ
のゲートに前記制御信号を入力して、前記制御信号に基
づき前記電界効果トランジスタを制御して前記雑音帯域
を切り替えることを特徴とする位相同期回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63225419A JP2894702B2 (ja) | 1988-09-08 | 1988-09-08 | 位相同期回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63225419A JP2894702B2 (ja) | 1988-09-08 | 1988-09-08 | 位相同期回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0273739A JPH0273739A (ja) | 1990-03-13 |
| JP2894702B2 true JP2894702B2 (ja) | 1999-05-24 |
Family
ID=16829077
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63225419A Expired - Lifetime JP2894702B2 (ja) | 1988-09-08 | 1988-09-08 | 位相同期回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2894702B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60186147A (ja) * | 1984-03-05 | 1985-09-21 | Nec Corp | Ｐｃｍ復調装置 |
-
1988
- 1988-09-08 JP JP63225419A patent/JP2894702B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0273739A (ja) | 1990-03-13 |
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