JP2806527B2 - ダブルバランスミキサー - Google Patents
ダブルバランスミキサーInfo
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- JP2806527B2 JP2806527B2 JP63105662A JP10566288A JP2806527B2 JP 2806527 B2 JP2806527 B2 JP 2806527B2 JP 63105662 A JP63105662 A JP 63105662A JP 10566288 A JP10566288 A JP 10566288A JP 2806527 B2 JP2806527 B2 JP 2806527B2
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- Japan
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- circuit
- balance mixer
- double balance
- signal
- dbm
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、TV,VTRなどの電子チューナに使用されるダ
ブルバランスミキサーに関するものである。
ブルバランスミキサーに関するものである。
従来の技術 従来のダブルバランスミキサー（以下、DBM回路と記
す）は、次のような構成のものであった。以下、図面に
基づいて説明する。
す）は、次のような構成のものであった。以下、図面に
基づいて説明する。
第４図はDBM回路１の全体回路図であり、第５図およ
び第６図は第４図のDBM回路１の平衡出力負荷端子イ，
ロに接続される、それぞれ異なる平衡出力負荷回路2aお
よび2bを示している。第４図は平衡出力負荷端子イ，ロ
がオープンのDBM回路を示し、第５図では、コイルL1と
コンデンサC1と抵抗R1の並列接続によるIF（中間周波
数）同調フィルタを平衡出力負荷回路2aとしてもつDBM
回路１を、第６図では、トランスＴを平衡出力負荷回路
2bとしてもつDBM回路１をそれぞれ示している。
び第６図は第４図のDBM回路１の平衡出力負荷端子イ，
ロに接続される、それぞれ異なる平衡出力負荷回路2aお
よび2bを示している。第４図は平衡出力負荷端子イ，ロ
がオープンのDBM回路を示し、第５図では、コイルL1と
コンデンサC1と抵抗R1の並列接続によるIF（中間周波
数）同調フィルタを平衡出力負荷回路2aとしてもつDBM
回路１を、第６図では、トランスＴを平衡出力負荷回路
2bとしてもつDBM回路１をそれぞれ示している。
第４図のDBA回路１において、３は差動増幅部のRF信
号入力端子、４はダブルバランスミキサー部のローカル
信号入力端子、5,6は差動増幅部およびダブルバランス
ミキサー部のベースバイアス信号入力端子、７はダブル
バランスミキサー部トランジスタのコレクタから出力を
得るIF信号出力端子、８はダブルバランスミキサー部ト
ランジスタのコレクタに電圧を供給する電源端子、９は
差動増幅部のトランジスタのエミッタに接続された定電
流源、RCはコレクタ抵抗、RBはベースバイアス抵抗、RE
はエミッタ抵抗である。
号入力端子、４はダブルバランスミキサー部のローカル
信号入力端子、5,6は差動増幅部およびダブルバランス
ミキサー部のベースバイアス信号入力端子、７はダブル
バランスミキサー部トランジスタのコレクタから出力を
得るIF信号出力端子、８はダブルバランスミキサー部ト
ランジスタのコレクタに電圧を供給する電源端子、９は
差動増幅部のトランジスタのエミッタに接続された定電
流源、RCはコレクタ抵抗、RBはベースバイアス抵抗、RE
はエミッタ抵抗である。
次に、DBM回路１の動作について説明する。第４図に
おいて、DBM回路１は乗算回路を構成しており、アンテ
ナにより受信した放送信号（RF信号）はRF信号入力端子
３から、また、RF信号よりも中間周波数（IF）だけ高い
局発信号（ローカル信号）がローカル信号入力端子４か
らDBM回路１にそれぞれ入力されると、RF信号とローカ
ル信号がミキシングされ、その和と差の周波数信号成分
がIF信号出力端子７から出力される。ここでは、差の周
波数信号成分の中間周波数信号（IF信号）に、平衡出力
負荷回路2a,2bを用いて同調させている。
おいて、DBM回路１は乗算回路を構成しており、アンテ
ナにより受信した放送信号（RF信号）はRF信号入力端子
３から、また、RF信号よりも中間周波数（IF）だけ高い
局発信号（ローカル信号）がローカル信号入力端子４か
らDBM回路１にそれぞれ入力されると、RF信号とローカ
ル信号がミキシングされ、その和と差の周波数信号成分
がIF信号出力端子７から出力される。ここでは、差の周
波数信号成分の中間周波数信号（IF信号）に、平衡出力
負荷回路2a,2bを用いて同調させている。
発明が解決しようとする課題 さて、第４図〜第６図のような従来方式では、第４図
の場合、DBM回路１の負荷が開放であるため、周波数特
性が平坦となり、選択性を持たない欠点がある。第５図
では、平衡出力負荷回路2aで同調フィルタが構成されて
いるため、選択度が良いものの、DBMの回路１の出力イ
ンピーダンスが小さくなり、DBM回路１の利得低下を招
いている。さらに、第６図では、トランスを用いること
による回路構成の複雑さ、DBM回路１のICなどにおける
端子数の増加に伴う、コストアップが問題となってい
た。
の場合、DBM回路１の負荷が開放であるため、周波数特
性が平坦となり、選択性を持たない欠点がある。第５図
では、平衡出力負荷回路2aで同調フィルタが構成されて
いるため、選択度が良いものの、DBMの回路１の出力イ
ンピーダンスが小さくなり、DBM回路１の利得低下を招
いている。さらに、第６図では、トランスを用いること
による回路構成の複雑さ、DBM回路１のICなどにおける
端子数の増加に伴う、コストアップが問題となってい
た。
本発明は、上記問題を解決するもので、DBM回路の選
択度の向上を図るとともに、利得アップを確保すること
を目的とするものである。
択度の向上を図るとともに、利得アップを確保すること
を目的とするものである。
課題を解決するための手段 上記問題を解決するために本発明は、ダブルバランス
ミキサーの平衡出力端子間にコイルとコンデンサの並列
タンク回路と、この並列タンクと回路と直列に抵抗を接
続した第１の中間周波数同調フィルタを接続したもので
ある。
ミキサーの平衡出力端子間にコイルとコンデンサの並列
タンク回路と、この並列タンクと回路と直列に抵抗を接
続した第１の中間周波数同調フィルタを接続したもので
ある。
作用 この構成により、ダブルバランスミキサーの平衡出力
端子間に並列タンク回路を有する中間周波数同調フィル
タを接続しているので、ダブルバランスミキサーの選択
度が向上する。
端子間に並列タンク回路を有する中間周波数同調フィル
タを接続しているので、ダブルバランスミキサーの選択
度が向上する。
また、中間周波数同調フィルタのタンク回路のインピ
ーダンス値を上げる事により、ダブルバランスミキサー
の利得を向上させる事ができる。
ーダンス値を上げる事により、ダブルバランスミキサー
の利得を向上させる事ができる。
実施例 以下、本発明の一実施例を添付図面に基づいて説明す
る。
る。
第１図はコイルL2とコンデンサC2の並列タンク回路に
直列に抵抗R2を接続したIF同調フィルタを新型式の平衡
出力負荷回路２としてもつDBM回路１の構成図である。
直列に抵抗R2を接続したIF同調フィルタを新型式の平衡
出力負荷回路２としてもつDBM回路１の構成図である。
第２図（Ａ）は第１図の新型式の平衡出力負荷回路2D
BM回路１のコレクタ抵抗RCを含めた負荷回路図である。
10は共振周波信号を表わす。
BM回路１のコレクタ抵抗RCを含めた負荷回路図である。
10は共振周波信号を表わす。
第２図（Ｂ）は第２図（Ａ）の等価回路で、r2はコイ
ルL2の等価抵抗分である。
ルL2の等価抵抗分である。
次に、第２図の回路の共振時のインピーダンスを算出
する。第２図（Ｂ）において、共振時のこの同調フィル
タのインピーダンスP2は、L2,r2,C2の閉回路とR2で構成
される直列回路とRC×２の並列インピーダンスで与えら
れ、 となる。一般的に、負荷QL2は、共振時の角周波数をω
０とすると、ω0C2（2RC＋R2）となる。また、帯域幅BW
2は、共振周波数をf0とすると、f0/QL2で与えらえる。
する。第２図（Ｂ）において、共振時のこの同調フィル
タのインピーダンスP2は、L2,r2,C2の閉回路とR2で構成
される直列回路とRC×２の並列インピーダンスで与えら
れ、 となる。一般的に、負荷QL2は、共振時の角周波数をω
０とすると、ω0C2（2RC＋R2）となる。また、帯域幅BW
2は、共振周波数をf0とすると、f0/QL2で与えらえる。
さて、第７図（Ａ）は従来例の第５図に示すコイルL1
とコンデンサC1と抵抗R1を並列に接続した従来型式の平
衡出力負荷回路2aとDBM回路１のコレクタ抵抗RCを含め
た負荷回路図、第７図（Ｂ）は第７図（Ａ）の等価回路
であり、r1はコイルＬの等価抵抗分である。このときの
共振時のインピーダンスP1は、第２図のときと同様に、 となる。ここで、ω０は共振時の角周波数、f0は共振周
波数である。
とコンデンサC1と抵抗R1を並列に接続した従来型式の平
衡出力負荷回路2aとDBM回路１のコレクタ抵抗RCを含め
た負荷回路図、第７図（Ｂ）は第７図（Ａ）の等価回路
であり、r1はコイルＬの等価抵抗分である。このときの
共振時のインピーダンスP1は、第２図のときと同様に、 となる。ここで、ω０は共振時の角周波数、f0は共振周
波数である。
一方、DBM回路１における変換利得CGはPX/REに比例す
る。ここで、PXは共振インピーダンス、REはDBM回路１
のエミッタ抵抗である。したがって、新回路（第１図）
と従来回路（第５図）において、両DBM回路共にREが等
しいので、２つの回路の利得比GRは、 で与えられることになる。
る。ここで、PXは共振インピーダンス、REはDBM回路１
のエミッタ抵抗である。したがって、新回路（第１図）
と従来回路（第５図）において、両DBM回路共にREが等
しいので、２つの回路の利得比GRは、 で与えられることになる。
第８図および第９図に、従来回路と新回路における利
得アップ度の実際の実施例を示している。第８図および
第９図では、各回路の同調波形を同一、すなわち共振周
波数f0が等しく、帯域幅をBW1＝BW2とした場合の各回路
の共振インピーダンスP1,P2を示しており、このP1,P2の
値を上式に代入すると、２つの回路の利得比GRは となり、新回路（第９図）は従来回路（第８図）に比
べ、約９〔dB〕の利得アップが可能であることがわか
る。
得アップ度の実際の実施例を示している。第８図および
第９図では、各回路の同調波形を同一、すなわち共振周
波数f0が等しく、帯域幅をBW1＝BW2とした場合の各回路
の共振インピーダンスP1,P2を示しており、このP1,P2の
値を上式に代入すると、２つの回路の利得比GRは となり、新回路（第９図）は従来回路（第８図）に比
べ、約９〔dB〕の利得アップが可能であることがわか
る。
第３図は新型式および従来型式の平衡出力負荷回路と
その切り替え回路11とを備えた新DBM回路を示してい
る。先の説明でも述べたように、各負荷回路は同調波形
が同一で、しかも利得の調整が行えるという特徴を持
つ。したがって、この負荷回路を切り替えることによ
り、選択度が同じで、その上、負荷回路の定数設定によ
っては、自由な利得差の設定を行えるDBM回路の構成が
可能である。言うまでもなく、複数の平衡出力負荷と、
その切り替え回路を備えたDBM回路の構成においても、
同様の効果があげられることは明らかである。
その切り替え回路11とを備えた新DBM回路を示してい
る。先の説明でも述べたように、各負荷回路は同調波形
が同一で、しかも利得の調整が行えるという特徴を持
つ。したがって、この負荷回路を切り替えることによ
り、選択度が同じで、その上、負荷回路の定数設定によ
っては、自由な利得差の設定を行えるDBM回路の構成が
可能である。言うまでもなく、複数の平衡出力負荷と、
その切り替え回路を備えたDBM回路の構成においても、
同様の効果があげられることは明らかである。
また、利得設定を考慮に入れなければ、DBM回路の選
択度のみの切り替えも行える特徴も持っている。
択度のみの切り替えも行える特徴も持っている。
発明の効果 以上のように本発明によれば、ダブルバランスミキサ
ーの平衡出力端子間に並列タンク回路を有する中間周波
数同調フィルタを接続しているので、ダブルバランスミ
キサーの選択度が向上する。
ーの平衡出力端子間に並列タンク回路を有する中間周波
数同調フィルタを接続しているので、ダブルバランスミ
キサーの選択度が向上する。
また、中間周波数同調フィルタのタンク回路のインピ
ーダンス値を上げる事により、ダブルバランスミキサー
の利得を向上させる事ができる。
ーダンス値を上げる事により、ダブルバランスミキサー
の利得を向上させる事ができる。
第１図は本発明の一実施例における新型式平衡出力負荷
をもつダブルバランスミキサーの回路図、第２図（Ａ）
（Ｂ）は新型式平衡出力負荷とダブルバランスミキサー
のコレクタ抵抗を含めた負荷回路図およびその等価回路
図、第３図は本発明の他の実施例における複数の平衡出
力負荷回路と切り替え回路を備えたダブルバランスミキ
サーの回路図、第４図は従来から用いられてきた平衡出
力負荷がオープンのダブルバランスミキサーの回路図、
第５図および第６図はそれぞれ従来の平衡出力負荷をも
つダブルバランスミキサーの回路図、第７図（Ａ）
（Ｂ）は第５図の従来の平衡出力負荷とダブルバランス
ミキサーのコレクタ抵抗を含めた負荷回路図およびその
等価回路図、第８図および第９図は第７図の従来の負荷
回路と第２図の新型式の負荷回路を用いたダブルバラン
スミキサーにおける利得アップを算出するためのそれぞ
れの負荷回路定数の一例を示す図である。 １……DBM回路、２……平衡出力負荷回路、３……RF信
号入力端子、４……ローカル信号入力端子、5,6……ベ
ースバイアス信号入力端子、７……IF信号出力端子、８
……電源端子、９……定電流源、11……切り替え回路、
RC……コレクタ抵抗、RB……ベースバイアス抵抗、RE…
…エミッタ抵抗。
をもつダブルバランスミキサーの回路図、第２図（Ａ）
（Ｂ）は新型式平衡出力負荷とダブルバランスミキサー
のコレクタ抵抗を含めた負荷回路図およびその等価回路
図、第３図は本発明の他の実施例における複数の平衡出
力負荷回路と切り替え回路を備えたダブルバランスミキ
サーの回路図、第４図は従来から用いられてきた平衡出
力負荷がオープンのダブルバランスミキサーの回路図、
第５図および第６図はそれぞれ従来の平衡出力負荷をも
つダブルバランスミキサーの回路図、第７図（Ａ）
（Ｂ）は第５図の従来の平衡出力負荷とダブルバランス
ミキサーのコレクタ抵抗を含めた負荷回路図およびその
等価回路図、第８図および第９図は第７図の従来の負荷
回路と第２図の新型式の負荷回路を用いたダブルバラン
スミキサーにおける利得アップを算出するためのそれぞ
れの負荷回路定数の一例を示す図である。 １……DBM回路、２……平衡出力負荷回路、３……RF信
号入力端子、４……ローカル信号入力端子、5,6……ベ
ースバイアス信号入力端子、７……IF信号出力端子、８
……電源端子、９……定電流源、11……切り替え回路、
RC……コレクタ抵抗、RB……ベースバイアス抵抗、RE…
…エミッタ抵抗。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 金井 勝一 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 昭60−180206（ＪＰ，Ａ) 実開 昭60−145722（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H03D 7/00 H03D 7/14
Claims (2)
- 【請求項１】トランジスタで形成されるとともに、RF信
号入力端子から平衡入力される信号とローカル信号入力
端子から平衡入力されるローカル信号とがミキシングさ
れ、平衡信号が平衡出力端子に出力されるダブルバラン
スミキサーにおいて、前記ダブルバランスミキサーの平
衡出力端子間に、コイルとコンデンサの並列タンク回路
と、この並列タンクと回路と直列に抵抗を接続した第１
の中間周波数同調フィルタを接続したダブルバランスミ
キサー。 - 【請求項２】コイルとコンデンサと抵抗が各々並列に接
続された第２の中間周波数同調フィルタと第１の中間周
波数同調フィルタとが選択的に切り替える事ができる請
求項１に記載のダブルバランスミキサー。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63105662A JP2806527B2 (ja) | 1988-04-28 | 1988-04-28 | ダブルバランスミキサー |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63105662A JP2806527B2 (ja) | 1988-04-28 | 1988-04-28 | ダブルバランスミキサー |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01276907A JPH01276907A (ja) | 1989-11-07 |
| JP2806527B2 true JP2806527B2 (ja) | 1998-09-30 |
Family
ID=14413647
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63105662A Expired - Fee Related JP2806527B2 (ja) | 1988-04-28 | 1988-04-28 | ダブルバランスミキサー |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2806527B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5959313A (ja) * | 1982-09-25 | 1984-04-05 | Sumitomo Heavy Ind Ltd | 鋼管分割切断機設備 |
| JPS60180206A (ja) * | 1984-02-27 | 1985-09-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高周波信号処理装置 |
-
1988
- 1988-04-28 JP JP63105662A patent/JP2806527B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01276907A (ja) | 1989-11-07 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |