JP2687059B2 - ミクサー - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、テレビジョン受像機お
よびラジオ受信機において有用な平衡ミクサーに関し、
特に、ミクサーの混合装置をバイアスするバイアス回路
網に関する。

【０００２】

【発明の背景】ミクサーは、或る周波数の入力信号を別
の周波数に変換する３個のポートを持った回路網であ
る。この変換を実現するために、入力信号は非線形装置
により別の入力信号とヘテロダインすなわち“混合”さ
れる。この処理により、２つの入力信号の周波数の和と
差に等しい周波数を有する２つの主要な出力信号が発生
される。しかしながら、不要な混合生成物も通常発生さ
れる。テレビジョンまたはラジオ受信機のチューナで
は、ＲＦ段から受信される無線周波（ＲＦ）信号は、局
部発振器により発生される局部発振器（ＬＯ）信号と混
合され、中間周波（ＩＦ）信号を発生する。

【０００３】種々の型式のミクサー、それらの動作、そ
れらの相対的な長所および短所についての優れた記述
が、ダブリュー・エイチ・ヘイワードの著書、“無線周
波数設計入門”（プレンティス・ホール社出版、版権１
９８２年）の第２３２頁〜第２４５頁にみられる。

【０００４】トランジスタのような能動デバイスを増幅
器として使用するミクサーもあり、ダイオードのような
受動デバイスを使用するミクサーもある。受動ミクサー
が能動ミクサーよりも有利な点は、能動ミクサーは不要
な混合生成物を増幅する傾向にあり、これらの生成物を
除去することが一層困難になることである。ミクサーの
混合装置は、“２乗”モードまたは“スイッチング”モ
ードで動作する。スイッチング・モードのミクサーは２
乗モードのミクサーよりも、不要な生成物の発生が少な
い。スイッチング・モードのミクサーの中でも、いわゆ
る“平衡”ミクサーには独特の利点がいくつか有り、こ
れらの利点の中には、２つの入力信号のうち少なくとも
１つがミクサーの他方の入力および出力で省かれること
である。平衡ミクサーのこの利点およびその他の利点は
以下に更に詳しく説明する。

【０００５】ミユータースパウフ氏とアンダーソン氏に
より１９８９年４月１３日に出願された米国特許出願第
３３７，７９８号には単一平衡ミクサーが開示されてい
る。１９８９年にアメリカ合衆国インディアナ州インデ
ィアナポリス所在のトムソンコンシューマ エレクトロ
ニクス社が出版した、“ＲＣＡ／ＧＥカラーテレビジョ
ン・サービスデータ−ＣＴＣ−１５６／１５７”に記載
された、ＣＴＣ−１５６および１５７型シャーシを含ん
でいるＲＣＡカラーテレビジョン受像機は、ミユーター
スパウフ氏とアンダーソン氏の特許出願で開示されたも
のと類似する単一平衡ミクサーを備えたＴＣＣＲおよび
ＴＣＨＲ型のチューナを使用している。これらの単一平
衡ミクサーは、１対の混合ダイオードと、ＬＯ信号およ
びＲＦ信号を平衡インピーダンス構成で混合ダイオード
に結合する単一のバラン（ｂａｌｕｎ）とを含んでい
る。

【０００６】プライス氏に付与された米国特許第４，６
０１，０６３号には二重平衡ミクサーが開示されてい
る。アメリカ合衆国インディアナ州インディアナポリス
所在のアールシーエー社が１９８５年に出版した、“Ｒ
ＣＡカラーテレビジョン基礎サービスデータＣＴＣ１３
３シリーズ”に記述された、ＣＴＣ−１３３型シャーシ
を含んでいるＲＣＡカラーテレビジョン受像機は、プラ
イス氏の特許に開示されたものと類似する二重平衡ミク
サーを使用している。これらの二重平衡ミクサーには、
ブリッジ状に構成された２対の混合ダイオードと、ＬＯ
信号およびＲＦ信号をそれぞれ平衡インピーダンス構成
で混合ダイオードに結合する２個のバランとが含まれて
いる。各対のダイオードは、電源電圧および電源電圧と
２個のダイオードの間に結合される抵抗を含んでいる電
流源回路網によりバイアスされる。

【０００７】

【発明の概要】発明の目的 ミクサーの混合装置を電圧源バイアス回路網によりバイ
アスし、負荷の変動によって、電圧源から供給される電
圧が著しい影響を受けず、局部発振器（ＬＯ）信号の整
流に起因して起こる、第１および第２の単方向性導通デ
バイスに供給されるバイアス電圧が変動するのを抑制
し、ＲＦ入力への局部発振器信号の漏れを減少させ、Ｌ
Ｏ信号の振幅範囲を拡大し、局部発振器に必要とされる
電力を減らすことにある。 発明の構成 無線周波（ＲＦ）信号を供給する手段と局部発振器（Ｌ
Ｏ）信号を供給する手段とを含んでいるチューナにおい
て、前記ＲＦ信号とＬＯ信号を合成して中間周波（Ｉ
Ｆ）信号を発生するミクサーであって、 直列に接続され
且つ同じ極性方向に接続された第１および第２の単方向
性導通デバイスと、 前記ＲＦ信号およびＬＯ信号のうち
の少なくとも１つを、平衡のとれたインピーダンス構成
で前記直列に接続された第１および第２の単方向性導通
デバイスの両端間に結合させるインピーダンス変成回路
網と、 一定電圧の電圧源（＋Ｖｃ）と、 前記電圧源と、
前記直列に接続された第１および第２の単方向性導通デ
バイスの接続点との間に接続される第１の抵抗要素と、
第２の抵抗要素と、 基準電位点と、 前記インピーダンス
変成回路網の少なくとも一部分を介して前記基準電位点
を前記第２の抵抗要素に接続する手段とから成り、 前記
第１および第２の抵抗要素は、前記電圧源と前記基準電
位点との間に分圧器を形成して前記第１および第２の単
方向性導通デバイスにバイアス電圧を供給し、 前記分圧
器のテブナン等価回路は、前記バイアス電圧が前記ＬＯ
信号の整流に 起因して変動するのを抑制するために比較
的低いソース・インピーダンスを有するテブナン電圧源
を供給するものであり、 前記第１および第２の抵抗要素
は、所定の分圧比を与えるように選定され、該分圧比
は、ＬＯ信号の振幅範囲を拡大させ且つ局部発振器に必
要とされる電力を減らすために、前記バイアス電圧が前
記第１および第２の単方向性導通デバイスの導通電圧よ
りも僅かに低くなるように選定される。 発明の効果 負荷の変動によって、電圧源から供給される電圧が著し
い影響を受けず、局部発振器（ＬＯ）信号の整流に起因
して起こる、第１および第２の単方向性導通デバイスに
供給されるバイアス電圧が変動するのを抑制することが
でき、ＲＦ入力への局部発振器信号の漏れも減少し、Ｌ
Ｏ信号の振幅範囲が拡大され、局部発振器に必要とされ
る電力を減らすことができる。

【０００８】これらの図面において、対応する要素には
同じもしくは類似の参照番号を付けてある。また、図
１，図２，図３の回路図は同じ様に構成されているの
で、これら種々の実施例の類似点と相違点を容易に見分
けられるであろう。

【０００９】

【実施例】図１，図２および図３に示すチューナはテレ
ビジョン受像機とラジオ受信機の両方に有効である。し
かしながら、一例として、テレビジョンの環境に関連し
てチューナを説明する。

【００１０】図１，図２、図３に示すように、アンテナ
あるいは他のＲＦ（無線周波数）テレビジョン信号源
（例えばケーブル分配システム）から供給されるＲＦ信
号は、ＲＦ入力端子１０を介して同調可能なＲＦ増幅器
１２に結合される。同調可能な局部発振器１４は局部発
振器（ＬＯ）信号を発生する。増幅されたＲＦ信号とＬ
Ｏ信号は平衡ミクサー１６に結合される。ミクサー１６
はこれら２つの信号を合成（ヘテロダイン）し、中間周
波（ＩＦ）信号を発生する。望ましい方法としては、ミ
クサー１６により発生されるＩＦ信号はＩＦ“プレフィ
ルタ”１８により濾波されてから、ＩＦ出力端子２０を
介してテレビジョン受像機のＩＦ部に結合される。後に
続く増幅段で歪み成分を生じることがある第１および第
２の隣接テレビジョン・チャネルの信号並びに不要なミ
クサー生成物を著しく減衰させるために、プレフィルタ
１８は、テレビジョン受像機のＩＦ部で用いられる通常
のＩＦフィルタよりも選択度が良くなるように設計され
ている。プレフィルタ１８は複同調バターワースフィル
タ（Ｂｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈ ｆｉｌｔｅｒ）で構成す
ることもできる。プレフィルタ１８は、上述した出願係
属中のミユータースパウフ氏外による特許出願の主題で
ある。

【００１１】図１と図３に示す単一平衡ミクサー１６と
１６′はそれぞれ１対の混合ダイオードと１個のインピ
ーダンス変成回路網を有し、ＲＦ信号とＬＯ信号を平衡
インピーダンス構成の混合ダイオードに結合する。図１
に示す単一平衡ミクサー１６のインピーダンス変成回路
網はバラン２２で構成される。バラン２２は通常の方法
で形成される２対のバイファイラ巻線（ｂｉｆｉｌａ
ｗｉｎｄｉｎｇｓ）２２_１，２２_２および２２_３，２２
_４を含み、局部発振器１４の出力における不平衡すなわ
ち単終端（シングルエンディド）インピーダンスの構成
を、混合ダイオード２４と２６を駆動するのに必要とさ
れる平衡すなわち二重終端（ダブルエンディド）インピ
ーダンスの構成に変換する。ＬＯ信号は、コンデンサ１
５を介してバイファイラ巻線２２_１と２２_２の接続点に
おいてバラン２２の第１入力端子２８に結合され、バイ
ファイラ巻線２２_３と２２_４の接続点における第２入力
端子３０は接地されている。増幅されたＲＦ信号は、コ
ンデンサ１３を介してバイファイラ巻線２２_２，２２_３
の接続点における端子３２に結合される。バイファイラ
巻線２２_３と２２_４の接続点における“中央”端子３０
は接地されている。ダイオード２４と２６は、巻線２２
_１の一方の端における第１の出力端子３４と巻線２２_４
の一方の端における第２の出力端子３６との間に直列に
接続され、極性は同じ向きになっている。ＩＦ信号はダ
イオード２４と２６の接続点に発生され、コンデンサ３
８を介してＩＦプレフィルタ１８に結合される。

【００１２】図１に関してこれまで述べたチューナ（以
下に説明するバイアス回路４０を備えていない）は、ミ
ユータースパウフ氏とアンダーソン氏の出願に開示され
たチューナに類似しており、また、アメリカ合衆国イン
ディアナ州インディアナポリス所在のトムソン コンシ
ューマ エレクトロニクス社が出版した“ＲＣＡ／ＧＥ
カラーサービスデータ・ＣＴＣ１５６／１５７”に記載
された、ＣＴＣ１５６およびＣＴＣ１５７シャーシを含
んでいるＲＣＡカラーテレビジョン受像機に用いられる
ＴＣＣＲ型とＴＣＨＲ型チューナと類似している。

【００１３】先に述べたように、本発明は特に平衡ミク
サー用のバイアス回路網に関するものである。図１に示
す単一平衡ミクサー１６のバイアス回路網４０は、電源
電圧＋Ｖ_ｃとダイオード２４のアノードとの間に接続さ
れる比較的大きな値の抵抗４２と、ダイオード２４とバ
ラン２２の端子３４との間に接続され注目している周波
数範囲でのインピーダンスが無視できるＲＦバイパス・
コンデンサ４４と、コンデンサ４４と並列に接続される
比較的小さい値の抵抗４６とから成る。しかしながら、
図１に示す単一平衡ミクサー１６に用いられている構成
のバイアス回路網４０の必要性並びに重要性を述べる前
に、図２に示す二重平衡ミクサー１６″の基本構成につ
いて述べる。その理由は、この２つのミクサーに用いら
れるバイアス回路網が類似しているからである。

【００１４】図２に示す二重平衡ミクサー１６″は２対
の混合ダイオードと２個のインピーダンス変成回路網を
有する。図２に示す二重平衡ミクサー１６″に用いられ
る要素のうち、図１に示す単一平衡ミクサーに使用され
る要素と関連する要素には同じ参照番号が付けられてい
るが、ミクサー１６″は二重平衡構成なので、記号ａお
よびｂが付加されている。

【００１５】明確に言うと、二重平衡ミクサー１６″
は、図１に示す単一平衡ミクサー１６に用いるバラン２
２と同じ構成を有する第１のバラン２２′を含んでい
る。しかしながら、バラン２２′は、平衡インピーダン
スの構成をとり対を成す混合ダイオード２４ａ，２６ａ
および２４ｂ，２６ｂに、ＬＯ信号ではなく単終端ＲＦ
信号を結合するのに用いられる。ミクサー１６″は対を
成すバイファイラ巻線４８_１，４８_２および４８_３，４
８_４を有する第２のバラン４８も含んでいる。第２のバ
ラン４８は単終端ＬＯ信号を、平衡インピーダンスの構
成をとり対を成す混合ダイオード２４ａ，２６ａおよび
２４ｂ，２６ｂに結合するのに用いられる。ＬＯ信号
は、バイファイラ巻線４８_１と４８_２の接続点にあるバ
ラン４８の第１の入力端子５０に結合され、バイファイ
ラ巻線４８_３と４８_４の接続点にある第２の入力端子５
２は接地される。第１の出力端子５４は、ミクサー１
６″の注目している周波数範囲でインピーダンスが無視
できる直流阻止コンデンサ５６ｂを介してダイオード２
４ｂと２６ｂの接続点に結合され、第２の出力端子５８
は直流阻止コンデンサ５６ａを介してダイオード２４ａ
と２６ａの接続点に結合される。ＩＦ信号は、バイファ
イラ巻線４８_２と４８_３の接続点にある“中央”端子６
０に発生され、ＩＦプレフィルタ１８に結合される。直
流阻止コンデンサ５６ａと５６ｂが在るので、コンデン
サ３８は省略してもよい。

【００１６】以下に述べるバイアス回路網４０ａと４０
ｂを除くと、図２に示す二重平衡ミクサー１６″の基本
構成は、プライス氏の特許の図１に示す二重平衡ミクサ
ーと類似しており、また、インディアナ州インディアナ
ポリス所在のアール・シー・エー社が出版した、“ＲＣ
Ａカラーテレビジョン基礎サービスデータＣＴＣ１３３
シリーズ”に記載された、ＣＴＣ１３３型シャーシを含
んでいるＲＣＡカラーテレビジョン受像機に用いられた
ＭＴＴ００７型チューナに使用されるミクサーと類似し
ている。

【００１７】平衡ミクサーの動作と長所を簡単に説明す
ることにより、図１と図３にそれぞれ示す単一平衡ミク
サー１６と１６′のバイアス回路網４０と４０′および
図２に示す二重平衡ミクサーのバイアス回路網４０ａと
４０ｂの必要性並びに特有の構成を理解するのが容易と
なるであろう。

【００１８】単一平衡ミクサーの主要な特徴は、インピ
ーダンス変成回路網の出力側の平衡のとれた片側に発生
される２つの局部発振器信号成分が相殺されるので、Ｉ
Ｆ出力端子とＲＦ入力端子におけるＬＯ信号からの寄与
が事実上排除されることである。二重平衡ミクサーで
は、ＬＯ信号とＲＦ信号の双方からの寄与はＩＦ出力端
子において事実上排除される。また、ＬＯ信号からの寄
与はＲＦ入力端子において事実上排除され、ＲＦ信号か
らの寄与はＬＯ入力端子において事実上排除される。し
かしながら、二重平衡ミクサーの費用は、構成要素の数
が比較的多くなるので、単一平衡ミクサーの費用よりも
高くなる。

【００１９】典型的には、平衡ミクサーのダイオードは
スイッチとして動作し、このスイッチの導通状態はＬＯ
信号に応答して制御される。図１，図２および図３に示
す例示的実施例では、望ましい混合ダイオードは、日本
の（株）日立製作所より入手できるＨＳＭ８８Ｓのよう
なショットキーダイオードであり、“２乗”特性を示す
ダイオードよりも、相対的“非導通”領域と相対的“導
通”領域間において、ずっと急激な遷移を示す。図４
は、ＨＳＭ８８Ｓダイオードの電圧対電流伝達特性を示
す。

【００２０】２乗特性のミクサーは、２つの入力信号を
掛け合わす際に、混合装置（すなわち、ダイオードまた
はトランジスタ）の２乗特性に依存する。或る意味で
は、平衡ミクサーは一種の同期復調器と見なすことがで
き、ダイオードはＬＯ信号に応答して相対的に非導通な
状態と相対的に導通な状態との間でスイッチ制御され、
ＲＦ信号を整流した形式でミクサーの出力端子に送る。
スイッチング型式のミクサーの出力信号を表わすフーリ
エ級数の或るより高次の項は、２乗ミクサーの出力信号
を表わすフーリエ級数の同じ項と比較して振幅が無くな
ってはいないが、相当に減少している。その結果、スイ
ッチング型式のミクサーは２乗ミクサーよりも、不要な
生成物が少ない傾向にあり、また生じる歪みも少ない傾
向にある。

【００２１】２乗ミクサーの場合、以下の（１）および
（２）の両方を行なう場合、非常に望ましいことが判明
している。（１）ＬＯ信号に比較的一定の振幅を与え
る。 （２）不要な生成物に対する比較的低い振幅と一致す
る、出力信号の望ましい生成物に対する比較的大きな振
幅を確保するために、混合ダイオードに対して安定なバ
イアス電圧源を供給する。平衡ミクサーの場合、ダイオ
ードは典型的にはスイッチング装置として働くので、Ｌ
Ｏ信号の振幅は重要ではないと考えられ、また、ＬＯ信
号の振幅がダイオードを非導通状態と導通状態の間で確
実に切り換えるのに十分大きい限り、ダイオードのバイ
アス電源は必要でないと考えられる。しかしながら、Ｖ
ＨＦおよびＵＨＦ帯のように比較的大きな周波数範囲全
体にわたって、ＬＯ信号の振幅を十分に高いレベルに容
易に維持することができないこともある。その場合、ダ
イオードを非導通状態と導通状態の間でより確実に切り
換えるために、ダイオードの電流対電圧伝達特性の非導
通領域と導通領域との間の遷移点もしくは遷移点の付近
でダイオードをバイアスするのが望ましいことが判明し
ている。

【００２２】プライス氏の回路ではバイアス電流が各対
の同じ極性のダイオードに供給されており、そのため、
それぞれの抵抗（ＣＴＣ１３３型シャーシの場合１３キ
ロオーム）を電源電圧（ＣＴＣシャーシの場合＋１８ボ
ルト）と、対を成す同極性のダイオードのうち第１のダ
イオードのアノードとの間に接続している。２個の直流
分離コンデンサは、ミクサーについて注目している周波
数範囲内でのインピーダンスが無視できるので、２つの
バイアス電流路を分離するのに用いられる。バイアス電
流は、ＲＦ入力バランの巻線を介して大地に戻される。
比較的高い値の抵抗は、バイアス電流を供給するのみな
らず、ＲＦ信号とＬＯ信号が減衰されるのを防ぐ。比較
のために、本発明の図２に示す、電源電圧＋Ｖ_ｃに結合
される抵抗４２ａと４２ｂおよびこれに関連するコンデ
ンサ４４ａと４４ｂは、プライス氏の特許の図１に示す
対応する要素と同じ様に構成されている。しかしなが
ら、本発明によるバイアス回路の他の特徴は著しく異な
り、以下に説明するように、プライス氏の電流源バイア
ス回路網の問題点の解決に向けられている。

【００２３】本発明は、プライス氏のミクサー回路はＬ
Ｏ信号の振幅を予め定められる範囲内で維持することが
できるときには十分な性能を発揮するが、その電流源バ
イアス回路は、ＬＯ信号の振幅が注目している周波数範
囲（特にＶＨＦとＵＨＦ帯）において、また各チューナ
ごとに著しく変動する状況に最適のものではないという
認識に一部基づいている。更に明確に言うと、本発明
は、電流源バイアス回路網の代りに電圧源バイアス回路
を使用すべきであるという認識に一部基づいている。ま
た本発明は、抵抗を１個加えるだけでよいという極めて
簡単な方法で電圧源バイアス回路を提供できる方法に一
部基づいている。

【００２４】プライス氏の回路では、各１対の混合ダイ
オード（２４ａ，２６ｂおよび２４ｂ，２６ａ）につい
て、ダイオードによりＬＯ信号を整流するため、それぞ
れの直流分離コンデンサ（４４ａと４４ｂ）の両端に、
特にＬＯ信号の高振幅時に、電圧が発生される。このよ
うになる理由は、抵抗と直流分離コンデンサの接続点に
生じる直流インピーダンスが比較的高いためである。整
流された電圧は、ＬＯ信号の振幅が変化するにつれて変
化する。この変化は、注目している周波数範囲にわたっ
て、また各チューナごとに非常に大きなものである。そ
の結果、ダイオードのバイアス点は大きく変動し、ＬＯ
信号自体の振幅の変化と共に、ダイオードのスイッチン
グ動作は不確実となり、ミクサーの性能は低下する。

【００２５】電流源のソース・インピーダンスと比較し
て、電圧源は比較的低いインピーダンスを示す。従っ
て、負荷の変動は、電圧源から供給される電圧に大きな
影響を及ぼさない。しかしながら、プライス氏のミクサ
ー回路の電流源を単に電圧源で置き換えるだけならば、
ＲＦ信号は比較的低インピーダンスの電圧源を通って大
地に“分路”されるので、ミクサーの平衡インピーダン
スの構成が損なわれ、ミクサーの性能がひどく悪くな
る。更に、ミクサーの最適の動作のために混合ダイオー
ドをバイアスするのに必要とされる比較的低い電圧を供
給することのできる電圧源は、テレビジョン受像機およ
びラジオ受信機では通常見い出されない。

【００２６】図１に示す単一平衡ミクサーでは、比較的
低い値の抵抗４６をコンデンサ４４の両端に接続するこ
とにより、プライス氏の特許に開示される比較的高イン
ピーダンスの電流源バイアス回路網は比較的低インピー
ダンスの電圧源バイアス回路網に変換される。明確に言
うと、比較的高い値の抵抗４２と比較的低い値の抵抗４
６が分圧器を形成し、比較的高い電源電圧＋Ｖ_ｃから、
ダイオード２４と２６のために比較的低いバイアス電圧
を発生する。分圧器のための、大地への直流帰路は、バ
ラン２２の巻線２２_１，２２_２および２２_３を通る。図
１に示す単一平衡ミクサーでは、コンデンサ４４は抵抗
４６をバイパスするのに用いられる。これと比較して、
プライス氏のバイアス回路網の対応するコンデンサは、
直流分離のために用いられている。図２に示す二重平衡
ミクサーのバイアス回路網４０ａと４０ｂの対応する要
素は、同様な分圧器の形式で構成されている。導通電圧
よりも僅かに低いバイアス電圧を各ダイオードに供給す
るように分圧比が選定されることが望ましい。一例とし
て、図４に示す日立ＨＳＭ８８Ｓショットキーダイオー
ドの伝達特性に関して、分圧比は全バイアス電圧０．４
４５ボルト、すなわちダイオード１個当り０．２２５ボ
ルトを供給するよう選定され、これは導通電圧０．３ボ
ルトよりも少し低い。

【００２７】図１と図２に示すミクサーの分圧器バイア
ス回路網のテブナン等価回路は電圧を供給する電圧源
（テブナン電圧源と呼ばれる）である。供給される電圧
は、分圧器を形成する２個の直列抵抗の分圧比で決定さ
れ、テブナン電圧源抵抗は分圧器を形成する２個の並列
抵抗の合成により決定される。図１と図２にそれぞれ示
す電圧源バイアス回路網４０，４０ａおよび４０ｂの抵
抗４６，４６ａおよび４６ｂは比較的低い値を有するの
で、テブナン電圧源抵抗は比較的低い値を有する。その
結果、ＬＯ信号をダイオードで整流することによりコン
デンサ４４，４４ａおよび４４ｂに発生する電圧はＬＯ
信号の各サイクルの間に急速に放電されるので、ダイオ
ードのバイアス電圧は著しい影響を受けない。しかしな
がら、分圧器のための、大地への直流帰路はバランのバ
イファイラ巻線を通るので、ＲＦ信号とＬＯ信号に関し
ては、大地に対して比較的高いインピーダンスを示す。
その結果、バランにより得られる平衡インピーダンスの
構成は影響を受けない。大地分離インピーダンスはイン
ダクタのような分離要素を追加する必要がないことは注
目すべき重要なことである。インダクタを追加すると、
費用が増大するのみならず、寄生応答も引き起こされ
る。

【００２８】図１に示す単一平衡ミクサー１６の電圧バ
イアス源４０は、バラン２２の出力端子３４と３６の間
の平衡インピーダンスの構成を少しばかり不平衡にす
る。抵抗４２とほぼ等しい値を有する抵抗６２を出力端
子３６と大地との間に接続すると、平衡のとれたインピ
ーダンス構成が回復される傾向にある。抵抗４２と６２
の抵抗値は、バラン２２自体の僅かな不平衡を補正する
ために幾分異なる値に選定されることもある。

【００２９】一例として以下の表は、上述したＣＴＣ１
５６型シャーシを含んでいるＲＣＡカラーテレビジョン
受像機に用いる単一平衡ミクサーに使用したときの、電
圧電源バイアス回路網４０に適する構成要素の値を示
す。 構成要素 値 Ｖ_ｃ １７ボルト Ｒ４２ １５００オーム Ｒ４６ ５６オーム Ｒ６２ １２００オーム Ｃ４４ １０００ピコファラド

【００３０】テストの結果は、電圧源バイアス回路網４
０を追加すると、ＴＣＣＲチューナの性能はいくつかの
点で著しく改善されることを示す。ＶＨＦ帯に関して
は、電圧源バイアス回路網４０により、局部発振器駆動
電圧を７〜１０ｄｂ低下することができた。このため、
局部発振器に要する電力が有利に減じられ、従って局部
発振器の複雑性と費用を減らすことができる。また、Ｒ
Ｆ入力への局部発振器信号の漏れも減少し、従って干渉
の可能性も少なくなる。その結果、この目的のために必
要とされる複雑で高価な回路を省くことができる。性能
の改善は、−３〜＋７ｄｂｍ程度で比較的広い局部発振
器信号の振幅の範囲にわたって一様に行われる。このた
め、局部発振器に課される制約が更に減少し、従って局
部発振器の複雑性と費用を更に減少することができる。
これと同様な利点はＵＨＦ発振器についても期待するこ
とができる。

【００３１】図３に示す単一平衡ミクサー１６′の有す
る電圧源バイアス回路網４０′は、図１と図２に示す電
圧源バイアス回路網４０，４０ａおよび４０ｂと幾分類
似しているが、ＬＯ信号とＲＦ信号を混合ダイオード２
４と２６に結合させるためにインピーダンス変成器が使
用されるので大地ヘの直流帰路を備える方法が異なって
いる。図１に示す単一平衡ミクサー１６と比較して、単
一平衡ミクサ１６′はバランの代りにＲＦ変成器６４を
使用している。明確に言うと、局部発振器１４により発
生されるＬＯ信号は、局部発振器１４の出力を第１の入
力端子６６に接続し、第２の入力端子６８を接地するこ
とにより、変成器６４の１次巻線６４_１の両端に結合さ
れる。ＲＦ増幅器１２により発生される、増幅されたＲ
Ｆ信号は変成器６４の２次巻線６４_２の中央タップ端子
７４に結合される。混合ダイオード２４と２６は、出力
端子７０と７２を介して２次巻線６４_２の両端に互いに
直列に接続される。

【００３２】先に説明したように、図１に示すミクサー
１６においては、バラン２２の巻線２２_１，２２_２およ
び２２_３を端子３０を介して接地することにより、ＲＦ
信号とＬＯ信号のための平衡インピーダンスの構成と両
立して、電圧バイアス源４０のために直流が大地に有効
に戻される。これと比較して、図３に示すミクサー１
６′の変成器６４の２次巻線６４_２が、電圧バイアス源
４０′に直流帰路を供給する目的で直接接地されるなら
ば、２次巻線６４_２の平衡インピーダンスの構成が乱さ
れてしまう。

【００３３】平衡のとれたインピーダンスの構成を維持
すると共に電圧源バイアス回路網４０′に直流帰路を供
給するためには、比較的高い値の抵抗（図１に示す電圧
源バイアス回路網４０に用いられた抵抗４２に相当す
る）を１個使用する代りに、実質的に同じ値で比較的高
い値の抵抗を２個（７６と７８）使用する。抵抗７６は
図１に示すバイアス回路網４０の抵抗４２と同じ回路位
置に接続され、抵抗７８は、端子７２と大地との間に、
抵抗７６と平衡のとれる関係で接続される。抵抗４６と
コンデンサ４４は図１に示す分圧器４０の場合と同じ様
に接続される。抵抗７６，４６および７８は、２次巻線
６４_２により抵抗４６と７８の間で直流接続が行われる
ので、分圧器を形成する。ダイオード２４と２６のバイ
アス電圧は抵抗４６に発生する。

【００３４】ダイオード２４と２６に関して、分圧器の
等価回路は、抵抗７６と７８との直列の合成と抵抗４６
との間の分圧により決定される電圧を供給しているテブ
ナン電圧源、および抵抗７６と７８の直列の合成と抵抗
４６との並列の合成により決定されるテブナン電源抵抗
から成る電圧源である。この電圧源は、抵抗７８によ
り、平衡インピーダンスの構成でＲＦ信号とＬＯ信号に
関しては大地から分離される。

【００３５】図１に示す単一平衡ミクサ１６のバイアス
回路網４０により供給される同じバイアス電圧に関し
て、バイアス回路網４０および４０′の抵抗４２の抵抗
値が同じであるとすると、抵抗７６と７８の抵抗値はそ
れぞれ抵抗４２の抵抗値のほぼ２分の１になるはずであ
る。巻線６４_２が中央タップ端子７４を基準として平衡
がとれているならば、平衡のとれたインピーダンスの構
成を維持するために、抵抗７６と７８は同じ公称抵抗値
を持つべきである。２次巻線が僅かに不平衡であるなら
ば、２次巻線６４_２の不平衡を補正するために、抵抗４
２と６２の抵抗値は幾分異なるように選定されるであろ
う。

【００３６】電圧源は、比較的低い値の電源抵抗４６に
より、比較的低い値のバイアス電圧と比較的低い値の電
源抵抗を供給する。この比較的低いバイアス電圧は、ダ
イオード２４と２６を導通電圧よりも少し低くバイアス
するのに適している。比較的低い値の電源抵抗により、
バイパス・コンデンサ４４の両端に発生するバイアス電
圧が、ダイオード２４と２６でＬＯ信号を整流すること
により、著しく変化しないことが保証される。しかしな
がら、前に述べたように、電圧源は、抵抗７８により、
ＲＦ信号とＬＯ信号に関して、平衡インピーダンスの構
成で大地から分離される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の特徴に従って構成された単一平衡ミク
サーを含んでいるチューナの概略図である。

【図２】本発明のもう１つの特徴に従って構成された二
重平衡ミクサーの概略図を示すものである。

【図３】本発明の更にもう１つの特徴に従って構成され
た、もう１つの単一平衡ミクサーを含んでいるチューナ
の概略図である。

【図４】図１，図２および図３に示す平衡ミクサーの動
作を理解するのに役立つ、ダイオードの電圧対電流特性
のグラフである。

【符号の説明】

１２ ＲＦ増幅器 １４ 局部発振器 １６ 平衡ミクサー １６″ 二重平衡ミクサー ２２ バラン（平衡不平衡変成器） ２２_１ バイファイラ巻線 ２２_２ バイファイラ巻線 ２２_３ バイファイラ巻線 ２２_４ バイファイラ巻線 ２４ ダイオード ２４ａ 混合ダイオード ２４ｂ 混合ダイオード ２６ ダイオード ２６ａ 混合ダイオード ２６ｂ 混合ダイオード ４０ バイアス回路網 ４０ａ バイアス回路網 ４０ｂ バイアス回路網 ４２ 抵抗 ４４ ＲＦバイパス・コンデンサ ４４ａ 直流分離コンデンサ ４４ｂ 直流分離コンデンサ ４６ 抵抗 ４８_１ バイファイラ巻線 ４８_２ バイファイラ巻線 ４８_３ バイファイラ巻線 ４８_４ バイファイラ巻線 ６２ 抵抗 ６４ 変成器 ７６ 抵抗 ７８ 抵抗

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 マツクス ウオード ミユータースパウ フ アメリカ合衆国 インデイアナ州 イン デイアナポリスノース・レイマン・アベ ニユー 7353 (56)参考文献 特開 昭61−212122（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−36604（ＪＰ，Ａ) 実開 昭63−26117（ＪＰ，Ｕ)

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 無線周波（ＲＦ）信号を供給する手段と
   局部発振器（ＬＯ）信号を供給する手段とを含んでいる
   チューナにおいて、前記ＲＦ信号とＬＯ信号を合成して
   中間周波（ＩＦ）信号を発生するミクサーであって、 直列に接続され且つ同じ極性方向に接続された少なくと
   も一対の単方向性導通デバイスと、 前記ＲＦ信号およびＬＯ信号のうちの少なくとも１つ
   を、平衡のとれたインピーダンス構成で前記直列に接続
   された単方向性導通デバイスの両端間に結合させるイン
   ピーダンス変成回路網と、 電圧源（＋Ｖｃ）と、 前記電圧源と、前記直列に接続された単方向性導通デバ
   イスとの間に接続される第１の抵抗要素と、 第２の抵抗要素と、 基準電位点と、 前記インピーダンス変成回路網の少なくとも一部分を介
   して前記基準電位点を前記第２の抵抗要素に接続する手
   段とから成り、前記第１の抵抗要素と第２の抵抗要素の接続点は、前記
   第１の抵抗要素と前記直列に接続された単方向性導通デ
   バイスとの接続点に接続され、 前記第１の抵抗要素および第２の抵抗要素は、前記電圧
   源と前記基準電位点との間に分圧器を形成して前記直列
   に接続された単方向性導通デバイスにバイアス電圧を供
   給し、 前記第１および第２の抵抗要素の値は、前記第１の抵抗
   要素と第２の抵抗要素との接続点が比較的低いインピー
   ダンスを呈するように選定される、前記ミクサー。