JPH03125507A - 周波数変換回路 - Google Patents
周波数変換回路Info
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- JPH03125507A JPH03125507A JP1262868A JP26286889A JPH03125507A JP H03125507 A JPH03125507 A JP H03125507A JP 1262868 A JP1262868 A JP 1262868A JP 26286889 A JP26286889 A JP 26286889A JP H03125507 A JPH03125507 A JP H03125507A
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- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims abstract description 6
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- 238000005513 bias potential Methods 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/12—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes
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- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の目的］
（産業上の利用分野）
本発明は、周波数変換回路に係り、例えばＦＭ受信機の
ＦＭ受信信号を中間周波信号に変換するために使用され
る。
ＦＭ受信信号を中間周波信号に変換するために使用され
る。
（従来の技術）
従来、例えばＦＭ受信機のＦＭ受信信号を中間周波信号
に変換するために使用される周波数変換回路は、第３図
乃至第５図に示すように構成されている。
に変換するために使用される周波数変換回路は、第３図
乃至第５図に示すように構成されている。
第３図の回路において、３１はＦＭ受信信号（高周波信
号）と局部発振信号とを混合するための周波数混合回路
であり、バイポーラ集積回路３０に形成されている。３
２は周波数混合回路３１の出力から１０．７ＭＨｚの中
間周波成分を取り出すための中間周波トランスであり、
集積回路３０の外部でＶｃｃ電源端子３４と周波数混合
出力端子３５との間に接続されている。３３は中間周波
トランス３２の２次側に接続された所望の選択度を得る
ためのセラミック・フィルタ（中心周波数は１０．７Ｍ
Ｈｚ）である。
号）と局部発振信号とを混合するための周波数混合回路
であり、バイポーラ集積回路３０に形成されている。３
２は周波数混合回路３１の出力から１０．７ＭＨｚの中
間周波成分を取り出すための中間周波トランスであり、
集積回路３０の外部でＶｃｃ電源端子３４と周波数混合
出力端子３５との間に接続されている。３３は中間周波
トランス３２の２次側に接続された所望の選択度を得る
ためのセラミック・フィルタ（中心周波数は１０．７Ｍ
Ｈｚ）である。
なお、周波数混合回路３］は、ＦＭ受信信号（高周波信
号）入力がベースに与えられる第１のＮＰＮ トランジ
スタＱｌｌと、直流バイアス電位がベースに与えられる
第２のＮＰＮ ）ランジスタＱ１２と、これらのＮＰＮ
）ランジスタＱｌｌおよびＱ １．２のエミッタ相互
間に接続された抵抗Ｒと、第１のＮＰＮトランジスタＱ
１１のエミッタと接地電位ＧＮＤとの間に接続されてい
る第１の電流源Ｉａと、第２のＮＰＮ トランジスタＱ
１２のエミッタとＧＮＤとの間に接続されている第２の
電流源Ｉｂと、ＶＣＣ電源端子３４と第１のＮＰＮ ）
ランジスタＱ１１および第２のＮＰＮトランジスタＱ１
２の各コレクタとの間にそれぞれのコレクタ・エミッタ
間が接続された第３のＮＰＮトランジスタＱ１３および
第４のＮＰＮトランジスタＱ１４と、第３のＮＰＮ ）
ランジスタＱ１３とエミッタ相互が接続され、第４のＮ
ＰＮトランジスタＱ１４とベース相互が接続され、コレ
クタが前記周波数混合出力端子３５に接続された第５の
ＮＰＮ ）ランジスタＱユ５と、第４のＮＰＮ トラン
ジスタＱ１４とエミッタ相互が接続され、第３のＮＰＮ
）ランジスタＱ１３とベース相互が接続され、コレク
タが周波数混合出力端子３５に接続された第６のＮＰＮ
トランジスタＱ１６とからなり、第３のＮＰＮトラン
ジスタ０１３、第５のＮＰＮトランジスタＱ１５の各ベ
ース間および第６のＮＰＮトランジスタＱ１６、第４の
ＮＰＮ ）ランジスタＱ、１４の各ベース間に局部発振
信号入力が与えられている。
号）入力がベースに与えられる第１のＮＰＮ トランジ
スタＱｌｌと、直流バイアス電位がベースに与えられる
第２のＮＰＮ ）ランジスタＱ１２と、これらのＮＰＮ
）ランジスタＱｌｌおよびＱ １．２のエミッタ相互
間に接続された抵抗Ｒと、第１のＮＰＮトランジスタＱ
１１のエミッタと接地電位ＧＮＤとの間に接続されてい
る第１の電流源Ｉａと、第２のＮＰＮ トランジスタＱ
１２のエミッタとＧＮＤとの間に接続されている第２の
電流源Ｉｂと、ＶＣＣ電源端子３４と第１のＮＰＮ ）
ランジスタＱ１１および第２のＮＰＮトランジスタＱ１
２の各コレクタとの間にそれぞれのコレクタ・エミッタ
間が接続された第３のＮＰＮトランジスタＱ１３および
第４のＮＰＮトランジスタＱ１４と、第３のＮＰＮ ）
ランジスタＱ１３とエミッタ相互が接続され、第４のＮ
ＰＮトランジスタＱ１４とベース相互が接続され、コレ
クタが前記周波数混合出力端子３５に接続された第５の
ＮＰＮ ）ランジスタＱユ５と、第４のＮＰＮ トラン
ジスタＱ１４とエミッタ相互が接続され、第３のＮＰＮ
）ランジスタＱ１３とベース相互が接続され、コレク
タが周波数混合出力端子３５に接続された第６のＮＰＮ
トランジスタＱ１６とからなり、第３のＮＰＮトラン
ジスタ０１３、第５のＮＰＮトランジスタＱ１５の各ベ
ース間および第６のＮＰＮトランジスタＱ１６、第４の
ＮＰＮ ）ランジスタＱ、１４の各ベース間に局部発振
信号入力が与えられている。
第３図の回路においては、中間周波トランス３２の２次
側をセラミックーフィルタ３３のインピーダンスと整合
させるために、中間周波トランス３２の２次側コイルの
巻数比を小さくする必要があるので、中間周波変換利得
を大きくとることが困難であるという問題がある。
側をセラミックーフィルタ３３のインピーダンスと整合
させるために、中間周波トランス３２の２次側コイルの
巻数比を小さくする必要があるので、中間周波変換利得
を大きくとることが困難であるという問題がある。
一方、第４図の回路においては、周波数混合回路４ユお
よびその出力側に接続されたインピーダンス変換用のエ
ミッタフォロア４２およびその出力側に一端側が接続さ
れた抵抗４３がバイポーラ集積回路４０に形成されてい
る。４４はＶｃｃ電源端子、４５は周波数混合回路４１
の出力端に接続された第１の周波数混合出力端子、４６
は抵抗４３の他端側に接続された第２の周波数混合出力
端子である。４７は周波数混合回路４１の出力中の１０
．７ＭＨｚの中間周波成分に同調するり、Ｃ同調回路か
らなる中間周波同調回路であり、集積回路４０の外部で
Ｖｃｃ電源端子４４と第１の周波数混合出力端子４５と
の間に接続されている。
よびその出力側に接続されたインピーダンス変換用のエ
ミッタフォロア４２およびその出力側に一端側が接続さ
れた抵抗４３がバイポーラ集積回路４０に形成されてい
る。４４はＶｃｃ電源端子、４５は周波数混合回路４１
の出力端に接続された第１の周波数混合出力端子、４６
は抵抗４３の他端側に接続された第２の周波数混合出力
端子である。４７は周波数混合回路４１の出力中の１０
．７ＭＨｚの中間周波成分に同調するり、Ｃ同調回路か
らなる中間周波同調回路であり、集積回路４０の外部で
Ｖｃｃ電源端子４４と第１の周波数混合出力端子４５と
の間に接続されている。
４８は集積回路４０の外部で第２の周波数混合出力端子
４６に接続された所望の選択度を得るためのセラミック
・フィルタである。
４６に接続された所望の選択度を得るためのセラミック
・フィルタである。
第４図の回路においては、エミッタフォロア４２によっ
て周波数混合回路４１の出力インピーダンスとセラミッ
ク・フィルタ４８とのインピーダンス整合をとるので中
間周波変換利得を大きくとることが可能になる。しかし
、エミッタフォロア４２は信号振幅制限作用を持たない
ので、セラミック・フィルタ４８の次段に接続される中
間周波増幅器（図示せず）に必要以上のレベルの中間周
波信号を供給するという問題がある。
て周波数混合回路４１の出力インピーダンスとセラミッ
ク・フィルタ４８とのインピーダンス整合をとるので中
間周波変換利得を大きくとることが可能になる。しかし
、エミッタフォロア４２は信号振幅制限作用を持たない
ので、セラミック・フィルタ４８の次段に接続される中
間周波増幅器（図示せず）に必要以上のレベルの中間周
波信号を供給するという問題がある。
さらに、第５図の回路においては、周波数混合回路５１
およびその負荷側と出力側とに接続された抵抗５２と中
間周波リミッタ５３とがバイポーラ集積回路５０に形成
されてＣ）る。５４はＶｃｃ電源端子、５５は中間周波
リミッタ５３の出力端に接続された周波数混合出力端子
である。５６は集積回路５０の外部で周波数混合出力端
子５５に接続された所望の選択度を得るためのセラミッ
ク・フィルタである。
およびその負荷側と出力側とに接続された抵抗５２と中
間周波リミッタ５３とがバイポーラ集積回路５０に形成
されてＣ）る。５４はＶｃｃ電源端子、５５は中間周波
リミッタ５３の出力端に接続された周波数混合出力端子
である。５６は集積回路５０の外部で周波数混合出力端
子５５に接続された所望の選択度を得るためのセラミッ
ク・フィルタである。
第５図の回路においては、中間周波リミッタ５３による
信号振幅制限作用によって、後段の中間周波増幅器に必
要以上のレベルの中間周波信号を供給することを防止す
ることが可能になる。しかし、周波数混合回路５１の負
荷側に中間周波トランスあるいは中間周波同調回路が接
続されていないので、周波数混合回路５１から発生する
中間周波信号以外の不要周波数成分の信号を抑制できず
、スプリアス特性が悪化するという問題がある。
信号振幅制限作用によって、後段の中間周波増幅器に必
要以上のレベルの中間周波信号を供給することを防止す
ることが可能になる。しかし、周波数混合回路５１の負
荷側に中間周波トランスあるいは中間周波同調回路が接
続されていないので、周波数混合回路５１から発生する
中間周波信号以外の不要周波数成分の信号を抑制できず
、スプリアス特性が悪化するという問題がある。
（発明が解決しようとする課題）
上記したように従来の周波数変換回路は、周波数混合回
路の出力から中間周波トランスを介して中間周波信号を
取り出す場合には中間周波変換利得を大きくとることが
困難であり、周波数混合回路の出力からエミッタフォロ
アを介して中間周波信号を取出す場合には後段の中間周
波増幅器に必要以上のレベルの中間周波信号を供給する
ことになり、周波数混合回路の出力から中間周波リミッ
タを介して中間周波信号を取出す場合にはスプリアス特
性が悪化するという問題がある。
路の出力から中間周波トランスを介して中間周波信号を
取り出す場合には中間周波変換利得を大きくとることが
困難であり、周波数混合回路の出力からエミッタフォロ
アを介して中間周波信号を取出す場合には後段の中間周
波増幅器に必要以上のレベルの中間周波信号を供給する
ことになり、周波数混合回路の出力から中間周波リミッ
タを介して中間周波信号を取出す場合にはスプリアス特
性が悪化するという問題がある。
本発明は、上記問題点を解決すべくなされたもので、そ
の目的は、中間周波変換利得を大きくとることができ、
後段の中間周波増幅器に必要以上のレベルの中間周波信
号を供給することを防止でき、周波数混合回路から発生
する中間周波信号以外の不要周波数成分の信号を十分に
抑制することが可能になり、スプリアス特性の悪化を招
かない周波数変換回路を提供することにある。
の目的は、中間周波変換利得を大きくとることができ、
後段の中間周波増幅器に必要以上のレベルの中間周波信
号を供給することを防止でき、周波数混合回路から発生
する中間周波信号以外の不要周波数成分の信号を十分に
抑制することが可能になり、スプリアス特性の悪化を招
かない周波数変換回路を提供することにある。
［発明の構成］
（課題を解決するための手段）
本発明の周波数変換回路は、半導体集積回路に形成され
た周波数混合回路およびこの出力側に接続されたインピ
ーダンス変換・信号振幅制限用の差動増幅回路を有し、
上記周波数混合回路の出力端および上記差動増幅回路の
出力端がそれぞれ対応して上記半導体集積回路の外部端
子である第１の周波数混合出力端子および第２の周波数
混合出力端子に接続されていることを特徴とする。
た周波数混合回路およびこの出力側に接続されたインピ
ーダンス変換・信号振幅制限用の差動増幅回路を有し、
上記周波数混合回路の出力端および上記差動増幅回路の
出力端がそれぞれ対応して上記半導体集積回路の外部端
子である第１の周波数混合出力端子および第２の周波数
混合出力端子に接続されていることを特徴とする。
（作 用）
インピーダンス変換・信号振幅制限用の差動増幅回路に
よって、周波数混合回路の出力インピーダンスと次段の
中間周波フィルタとのインピーダンス整合をとるので中
間周波変換利得を大きくとることが可能になると共に、
後段の中間周波増幅器に必要以上のレベルの中間周波信
号を供給することを防止することが可能になる。
よって、周波数混合回路の出力インピーダンスと次段の
中間周波フィルタとのインピーダンス整合をとるので中
間周波変換利得を大きくとることが可能になると共に、
後段の中間周波増幅器に必要以上のレベルの中間周波信
号を供給することを防止することが可能になる。
また、周波数混合回路の負荷側に中間周波同調回路を接
続することにより、周波数混合回路がら発生する中間周
波信号以外の不要周波数成分の信号を十分に抑制でき、
スプリアス特性の悪化を招くことはない。
続することにより、周波数混合回路がら発生する中間周
波信号以外の不要周波数成分の信号を十分に抑制でき、
スプリアス特性の悪化を招くことはない。
（実施例）
以下、図面を参照して本発明の一実施例を詳細に説明す
る。
る。
第１図は、例えばＦＭ受信機において、ＦＭ受倍信号を
中間周波信号に変換するために使用される周波数変換回
路を示している。即ち、１１はＦＭ受信信号（高周波信
号）と局部発振信号とを混合する周波数混合回路、１２
は周波数混合回路１１の出力側に接続されているインピ
ーダンス変換・信号振幅制限用の差動増幅回路であり、
これらはバイポーラ集積回路１０に形成されている。
中間周波信号に変換するために使用される周波数変換回
路を示している。即ち、１１はＦＭ受信信号（高周波信
号）と局部発振信号とを混合する周波数混合回路、１２
は周波数混合回路１１の出力側に接続されているインピ
ーダンス変換・信号振幅制限用の差動増幅回路であり、
これらはバイポーラ集積回路１０に形成されている。
１３はＶＣＣ電源端子、１４は周波数混合回路１１の出
力端に接続された第１の周波数混合出力端子、１５は差
動増幅回路１２の出力端に接続された第２の周波数混合
出力端子であり、これらは集積回路１０の外部端子であ
る。１６は周波数混合回路１１の出力中の１０．７ＭＨ
ｚの中間周波成分に同調するＬＣ同調回路（しはコイル
、Ｃは容量）からなる中間周波同調回路であり、集積回
路１０の外部でＶｃｅ電源端子１３と第１の周波数混合
出力端子１４との間に接続されている。１７は集積回路
１０の外部で第２の周波数混合出力端子１５に接続され
た所望の選択度を得るための中間周波フィルタ、例えば
セラミック・フィルタ（中心周０ 波数は１０．７ＭＨｚ）であり、このセラミック・フィ
ルタ１７の次段には中間周波増幅器（図示せず）が接続
されている。
力端に接続された第１の周波数混合出力端子、１５は差
動増幅回路１２の出力端に接続された第２の周波数混合
出力端子であり、これらは集積回路１０の外部端子であ
る。１６は周波数混合回路１１の出力中の１０．７ＭＨ
ｚの中間周波成分に同調するＬＣ同調回路（しはコイル
、Ｃは容量）からなる中間周波同調回路であり、集積回
路１０の外部でＶｃｅ電源端子１３と第１の周波数混合
出力端子１４との間に接続されている。１７は集積回路
１０の外部で第２の周波数混合出力端子１５に接続され
た所望の選択度を得るための中間周波フィルタ、例えば
セラミック・フィルタ（中心周０ 波数は１０．７ＭＨｚ）であり、このセラミック・フィ
ルタ１７の次段には中間周波増幅器（図示せず）が接続
されている。
周波数混合回路ユ１の構成は、例えば第３図中に示した
周波数混合回路３１と同様である。また、差動増幅回路
１２は、周波数混合回路１１の出力端にベースが直流的
に接続された第１のＮＰＮ ）ランジスタＱ１と、この
第１のＮＰＮ ）ランジスタＱ１とエミッタ相互が直流
的に接続され、ベースがＶｃｃ電源端子１３に接続され
た第２のＮＰＮトランジスタＱ２と、これらの第１のＮ
ＰＮ トランジスタＱ１および第２のＮＰＮ ）ランジ
スタＱ２の各エミッタの直流接続点と接地電位ＧＮＤと
の間に接続された電流源Ｉとを具備し、第１のＮＰＮ
ｌ−ランジスタＱ１および第２のＮＰＮトランジスタＱ
２の少なくとも一方のコレクタから周波数混合出力を取
出すように構成されている。本例では、第１のＮＰＮ
）ランジスタＱ１のコレクタがＶｅｃ電源端子１３に接
続され、第２のＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタとＶ
ＣＣ電源端子１３１ との間に負荷抵抗Ｒ１−が接続され、このコレクタが第
２の周波数混合出力端子１５に接続されている。
周波数混合回路３１と同様である。また、差動増幅回路
１２は、周波数混合回路１１の出力端にベースが直流的
に接続された第１のＮＰＮ ）ランジスタＱ１と、この
第１のＮＰＮ ）ランジスタＱ１とエミッタ相互が直流
的に接続され、ベースがＶｃｃ電源端子１３に接続され
た第２のＮＰＮトランジスタＱ２と、これらの第１のＮ
ＰＮ トランジスタＱ１および第２のＮＰＮ ）ランジ
スタＱ２の各エミッタの直流接続点と接地電位ＧＮＤと
の間に接続された電流源Ｉとを具備し、第１のＮＰＮ
ｌ−ランジスタＱ１および第２のＮＰＮトランジスタＱ
２の少なくとも一方のコレクタから周波数混合出力を取
出すように構成されている。本例では、第１のＮＰＮ
）ランジスタＱ１のコレクタがＶｅｃ電源端子１３に接
続され、第２のＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタとＶ
ＣＣ電源端子１３１ との間に負荷抵抗Ｒ１−が接続され、このコレクタが第
２の周波数混合出力端子１５に接続されている。
第２のＮＰＮ ）ランジスタＱ２のベース電位は、直流
的には上記第１のＮＰＮ トランジスタＱ１のベース電
位（ＬＣ同調回路１６のコイルＬを介してＶｃｃ電位が
与えられている。）にほぼ等しいが、交流的には接地さ
れている。また、負荷抵抗Ｒｌ−は、前記セラミック・
フィルタ１７の入力抵抗にほぼ等しく設定されている。
的には上記第１のＮＰＮ トランジスタＱ１のベース電
位（ＬＣ同調回路１６のコイルＬを介してＶｃｃ電位が
与えられている。）にほぼ等しいが、交流的には接地さ
れている。また、負荷抵抗Ｒｌ−は、前記セラミック・
フィルタ１７の入力抵抗にほぼ等しく設定されている。
周波数変換回路においては、インピーダンス変換・信号
振幅制限用の差動増幅回路１２によって、周波数混合回
路１１の出力インピーダンスと次段のセラミック・フィ
ルタ１７とのインピーダンス整合をとるので中間周波変
換利得を大きくとることが可能になると共に、後段の中
間周波増幅器に必要以上のレベルの中間周波信号を供給
することを防止することが可能になる。この場合、電流
源Ｉの電流値により差動増幅回路１２の利得を決定し、
中間周波変換利得を設定することができる。
振幅制限用の差動増幅回路１２によって、周波数混合回
路１１の出力インピーダンスと次段のセラミック・フィ
ルタ１７とのインピーダンス整合をとるので中間周波変
換利得を大きくとることが可能になると共に、後段の中
間周波増幅器に必要以上のレベルの中間周波信号を供給
することを防止することが可能になる。この場合、電流
源Ｉの電流値により差動増幅回路１２の利得を決定し、
中間周波変換利得を設定することができる。
２
また、周波数混合回路１１の負荷側に中間周波同調回路
１６が接続されているので、周波数混合回路１１から発
生する中間周波信号以外の不要周波数成分の信号を十分
に抑制でき、スプリアス特性の悪化を招くことはない。
１６が接続されているので、周波数混合回路１１から発
生する中間周波信号以外の不要周波数成分の信号を十分
に抑制でき、スプリアス特性の悪化を招くことはない。
また、集積回路１０の周波数混合出力端子１４．１５は
、従来例の第３図あるいは第５図の回路と比較して１個
多いが、従来例の第４図の回路と同数である。
、従来例の第３図あるいは第５図の回路と比較して１個
多いが、従来例の第４図の回路と同数である。
第２図は、第１図の周波数変換回路の変形例を示してお
り、差動増幅回路１２の利得を変えるために、第１のＮ
ＰＮ ）ランジスタＱ１および第２のＮＰＮトランジス
タＱ２の各エミッタに抵抗Ｒ１、Ｒ２を挿入し、差動増
幅回路１２の入力インピーダンスを高めると共にダイナ
ミックレンジを大きくするために、第３のＮＰＮトラン
ジスタＱ３および抵抗Ｒ３からなる第１のエミッタフォ
ロアを第１のＮＰＮトランジスタＱ１の入力側に挿入し
、第４のＮＰＮ トランジスタＱ４および抵抗Ｒ４から
なる第２のエミッタフォロアを第２の３ ＮＰＮ トランジスタＱ２の入力側に挿入している。
り、差動増幅回路１２の利得を変えるために、第１のＮ
ＰＮ ）ランジスタＱ１および第２のＮＰＮトランジス
タＱ２の各エミッタに抵抗Ｒ１、Ｒ２を挿入し、差動増
幅回路１２の入力インピーダンスを高めると共にダイナ
ミックレンジを大きくするために、第３のＮＰＮトラン
ジスタＱ３および抵抗Ｒ３からなる第１のエミッタフォ
ロアを第１のＮＰＮトランジスタＱ１の入力側に挿入し
、第４のＮＰＮ トランジスタＱ４および抵抗Ｒ４から
なる第２のエミッタフォロアを第２の３ ＮＰＮ トランジスタＱ２の入力側に挿入している。
第２図の周波数変換回路によれば、第１図の周波数変換
回路と同様の効果が得られるほか、特性が向上すると共
に中間周波変換利得の設定が容易になる。
回路と同様の効果が得られるほか、特性が向上すると共
に中間周波変換利得の設定が容易になる。
［発明の効果］
上述したように本発明の周波数変換回路によれば、周波
数混合回路の出力側に接続された差動増幅回路によって
、周波数混合回路の出力インピーダンスと次段の中間周
波フィルタとのインピーダンス整合をとるので中間周波
変換利得を大きくとることが可能になると共に、後段の
中間周波増幅器に必要以上のレベルの中間周波信号を供
給することを防止することが可能になる。また、周波数
混合回路の負荷側に中間周波同調回路を接続することに
より、周波数混合回路から発生する中間周波信号以外の
不要周波数成分の信号を＋どＣに抑制することが可能に
なり、スプリアス特性の悪化を招くことはない。従って
、本発明の周波数変換回路はＦ Ｍ受信機等に採用して
極めて有効である。
数混合回路の出力側に接続された差動増幅回路によって
、周波数混合回路の出力インピーダンスと次段の中間周
波フィルタとのインピーダンス整合をとるので中間周波
変換利得を大きくとることが可能になると共に、後段の
中間周波増幅器に必要以上のレベルの中間周波信号を供
給することを防止することが可能になる。また、周波数
混合回路の負荷側に中間周波同調回路を接続することに
より、周波数混合回路から発生する中間周波信号以外の
不要周波数成分の信号を＋どＣに抑制することが可能に
なり、スプリアス特性の悪化を招くことはない。従って
、本発明の周波数変換回路はＦ Ｍ受信機等に採用して
極めて有効である。
４
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の周波数変換回路の一実施例を示す回路
図、第２図は第１図の周波数変換回路の変形例を示す回
路図、第３図乃至第５図はそれぞれ従来の周波数変換回
路を示す回路図である。 １０・・・バイポーラ集積回路、１１・・・周波数混合
回路、１２・・・インピーダンス変換・信号振幅制限用
の差動増幅回路、］３・・・Ｖｃｃ電源端子、１４．１
５・・・周波数混合出力端子、１６・・・中間周波同調
回路、１７・・・中間周波フィルタ、Ｑｌ、Ｑ２・・・
Ｎ Ｐ Ｎ ｌ−ランジスタ、■・・・電流源、ＲＬ・
・・負荷抵抗。
図、第２図は第１図の周波数変換回路の変形例を示す回
路図、第３図乃至第５図はそれぞれ従来の周波数変換回
路を示す回路図である。 １０・・・バイポーラ集積回路、１１・・・周波数混合
回路、１２・・・インピーダンス変換・信号振幅制限用
の差動増幅回路、］３・・・Ｖｃｃ電源端子、１４．１
５・・・周波数混合出力端子、１６・・・中間周波同調
回路、１７・・・中間周波フィルタ、Ｑｌ、Ｑ２・・・
Ｎ Ｐ Ｎ ｌ−ランジスタ、■・・・電流源、ＲＬ・
・・負荷抵抗。
Claims (3)
- （１）半導体集積回路に形成された周波数混合回路およ
びこの出力側に接続されたインピーダンス変換・信号振
幅制限用の差動増幅回路を有し、前記周波数混合回路の
出力端および前記差動増幅回路の出力端がそれぞれ対応
して前記半導体集積回路の外部端子である第１の周波数
混合出力端子および第２の周波数混合出力端子に接続さ
れていることを特徴とする周波数変換回路。 - （２）前記半導体集積回路の外部で、前記第１の周波数
混合出力端子と電源との間にＬＣ同調回路からなる中間
周波同調回路が接続されると共に前記第２の周波数混合
出力端子に中間周波フィルタが接続されていることを特
徴とする請求項１記載の周波数変換回路。 - （３）前記差動増幅回路は、前記周波数混合回路の出力
端にベースが直流的に接続された第１のバイポーラトラ
ンジスタと、この第１のバイポーラトランジスタとエミ
ッタ相互が直流的に接続され、ベース電位は直流的には
前記第１のバイポーラトランジスタのベース電位にほぼ
等しいが交流的には接地された第２のバイポーラトラン
ジスタと、これらの第１のバイポーラトランジスタおよ
び第２のバイポーラトランジスタの各エミッタの直流接
続点に接続された電流源と、前記第１のバイポーラトラ
ンジスタおよび第２のバイポーラトランジスタの少なく
とも一方のコレクタと電源電位との間に接続された負荷
抵抗とを具備し、このコレクタから周波数混合出力を取
出すことを特徴とする請求項１または２記載の周波数変
換回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1262868A JPH0767050B2 (ja) | 1989-10-11 | 1989-10-11 | 周波数変換回路 |
| US07/688,611 US5222016A (en) | 1989-10-11 | 1990-10-08 | Frequency converter |
| KR1019900016085A KR940011022B1 (ko) | 1989-10-11 | 1990-10-11 | 주파수변환회로 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1262868A JPH0767050B2 (ja) | 1989-10-11 | 1989-10-11 | 周波数変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03125507A true JPH03125507A (ja) | 1991-05-28 |
| JPH0767050B2 JPH0767050B2 (ja) | 1995-07-19 |
Family
ID=17381746
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1262868A Expired - Lifetime JPH0767050B2 (ja) | 1989-10-11 | 1989-10-11 | 周波数変換回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5222016A (ja) |
| JP (1) | JPH0767050B2 (ja) |
| KR (1) | KR940011022B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008288208A (ja) * | 2007-05-21 | 2008-11-27 | Ryo Seiko | ソケットの搭載装置 |
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| US5920810A (en) * | 1997-05-05 | 1999-07-06 | Motorola, Inc. | Multiplier and method for mixing signals |
| US8001048B2 (en) * | 1997-08-15 | 2011-08-16 | Masi Larry A | Non-cash transaction incentive and commission distribution system |
| US7092692B2 (en) * | 2003-03-31 | 2006-08-15 | Agency For Science, Technology And Research | Threshold voltage (Vth), power supply (VDD), and temperature compensation bias circuit for CMOS passive mixer |
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1989
- 1989-10-11 JP JP1262868A patent/JPH0767050B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-10-08 US US07/688,611 patent/US5222016A/en not_active Expired - Fee Related
- 1990-10-11 KR KR1019900016085A patent/KR940011022B1/ko not_active IP Right Cessation
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR910008936A (ko) | 1991-05-31 |
| US5222016A (en) | 1993-06-22 |
| KR940011022B1 (ko) | 1994-11-22 |
| JPH0767050B2 (ja) | 1995-07-19 |
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