CN1027207C

CN1027207C - 平衡混频器的偏置网络

Info

Publication number: CN1027207C
Application number: CN91108730A
Authority: CN
Inventors: 马克斯·W·穆特斯包
Original assignee: Thomson Consumer Electronics Inc
Current assignee: Technicolor USA Inc
Priority date: 1990-08-31
Filing date: 1991-08-30
Publication date: 1994-12-28
Anticipated expiration: 2006-08-30
Also published as: CN1059627A; KR0176718B1; KR920005471A; DE4128140A1; GB2250879B; GB2250879A; JPH04263503A; GB9118234D0; JP2687059B2; US5157786A

Abstract

平衡混频器含至少一对开关型二极管和至少一个阻抗变压器，用于将射频或本机振荡信号的至少一个耦合到平衡阻抗结构的二极管，还包括提供混频二极管偏置电压的电压源偏置网络。该网络包括高阻值电阻的分压器和通过阻抗变换器的绕组串联连接在电压源和地之间的低阻值电阻。偏置电压偏置混频二极管略低于导通阈值以在较宽LO信号幅度范围上混频器性能最优以减少LO功率需求。电压源的低阻抗阻止了偏置电压由于LO信号检波而变化，由于与地的连接通过阻抗变换器的绕组而使FR和LO信号与地隔离。

Description

本发明涉及用于电视和无线电接收机中的平衡混频器，更具体地说涉及对混频器混频装置加偏置的偏置网络。

本申请涉及Muterspaugh和Anderso的、题为“带输出滤波器的单平衡混频器”的、专列号为5，034，994的美国专利。该专利已转让给本申请相同受让人。

混频器是将一种频率的输入信号转换为另一种频率的三端口网络。为执行该转换，通过一非线性装置将该输入信号与另一输入信号进行外差或混合。该过程产生两个其频率等于两输入信号频率之和以及之差的主输出信号。然而，通常也产生不需要的混频信号。在电视或无线电接收机的调谐器中，将从射频级收到的射频（RF）信号与本机振荡器（LO）产生的本机振荡信号混合从而产生中频（IF）信号。

在W.H.Hayward所著的Prentice Hall 1982年出版的“射频设计引论”第232到245页中给出了对各种类型混频器、它们的操作以及相应优缺点的很好的描述。

有些混频器使用诸如构造为放大器的晶体管的有源器件，而另一些则利用无源器件，例如二极管。无源混频器优越于有源混频器之处在于有源混频器有可能放大不需要的混频结果，使得很难将它们消去。混频器的混频器件也可以“平方律”方式或“开关”方式运行。开关方式混频器可产生比平方律混频器要少的不需要的结果。在开关方式混频器中，所谓“平衡”混频器具有独特优点，包括省去混频器另一输入端和输出端的两个输入信号中的至少一个。以下对平衡混频器的该优点和其它优点进行更详细描述。

上面指出的Muterspaugh和Anderson的专利申请公开了单平衡混频器。包括CTC-156和157底盘的RCA牌彩色电视接收机使用了带有类似于Muterspaugh和Anderson的该专利申请的单平衡混频器的TCCR和TCHR型调谐器，上述电视机的技术资料参见1989年汤姆森消费电子有限公司（美国，印第安纳州，印第安纳波利斯）发表的“RCA/GE彩色电视维护数据CTC 156/157”。这些单平衡的混频器包括单对混频二极管和用于以对称阻抗配置将LO和RF信号耦合到混频二极管的单个平衡-不平衡转换器。

Price的4，601，063号美国专利公开了一种双平衡混频器。包括CTC-133底盘的RCA牌彩色电视接收机使用类似于该Price专利所公开的双平衡混频器，上述彩色电视机的技术资料参见1985年由汤姆森消费电子有限公司（美国、印第安纳州，印第安纳波利斯）出版的“RCA彩色电视维护数据CTC-133系列”。这些双平衡混频器包括以桥式结构布局的两对混频二极管，和用于以平衡阻抗配置将LO和RF信号中的相应信号耦合到混频二极管的两个平衡-非平衡变换器。每对二极管由包括电压源、耦合在电压源和两二极管接点之间的电阻器的电流源网络所偏置。

本发明部分根据以下认识，即为了可靠地产生平衡混频器的优点，对平衡混频器的混频器件例如二极管的偏置应该比先有技术受到更为精确的控制。更具体地说，本发明人已认识到，与其用电流源来偏置二极管，不如用具有比较低值电压源阻抗的电压源来偏置平衡混频器的二极管。本发明还部分根据这样的认识，即以简单而廉价的方式提供平衡混频器的电压源偏置网络。本发明的这些和其它方面参考附图将在下面详细说明。

附图中：

图1是包含有按本发明一个方面构造的单平衡混频器的调谐器的简略表示;

图2是按照本发明另一方面构造的双平衡混频器的简略表示;

图3是包括有按照本发明另一方面构造的另一种单平衡混频器的调谐器的简略表示;

图4是用于理解图1、2和3中所示平衡混频器操作的二极管电压-电流特征的图形表示。

在各图中，对应元件用相同或类似标号表示。此外，以相同方式布局图1、2和3的简略表示以便可容易地看出各实施例间的相同和不同。

图1、2和3所示调谐器可用于电视接收机和无线电接收机。但作为例子，参照电视接收机情况说明调谐器。

如图1、2和3所示，由天线或其它射频信号源（例如电缆分配系统）供给的射频（RF）信号通过RF输入端10耦合到可调谐RF放大器12。可调谐本机振荡器14产生一本机振荡（LO）信号。放大的RF信号和LO信号耦合到平衡混频器16，组合（外差）这两个信号而产生一中频（IF）信号。最好是由混频器16产生的IF信号在通过IF输出端20耦合到电视接收机IF部分之前由IF“前置滤波器”18进行滤波。前置滤波器18的设计比电视接收机的中频部分所用常规IF滤波器具有更多可选择性，以便有效衰减不需要的混频结果以及会在后继放大级中引起畸变分量的第一和第二邻接电视频道信号。前置滤波器18可包含双调谐巴特沃兹（Butterworth）滤波器。前置滤波器18是以上所提及的Muterspaugh的专利的主题。

图1和图3分别示出的单平衡混频器16和16′是具有单对混频二极管和用于将RF和LO信号以平衡阻抗结构方式耦合到混频二极管的单个阻抗变换网络。图1所示单平衡混频器16的阻抗变换网络包括平衡- 不平衡转换器22。平衡-不平衡转换器22包括以常规方式构造的两对双线绕组22₁、22₂和22₃、22₄用以将本机振荡器14输出端的非平衡或单端阻抗配置变换为驱动混频二极管24和26所需的平衡或双端配置。通过电容器15将LO信号耦合到平衡-非平衡变换器22的第一输入端28，即双线绕组22₁和22₂的连接点，至少双线绕组22₃和22₄的连接点即第二输入端30与地相连接。放大的RF信号通过电容器13耦合到双线绕组22₂和22₃的连接点的端22₃。双线绕组22₃和22₄连接点的“中央”端32与地相连接。二极管24和26以同样极性串联连接在绕组22₁的一端的第一输出端34与绕组22₄的一端的第二输出端36之间。在二极管24和26的连结处产生IF信号，该信号通过电容器38耦合到IF前置滤波器18。

至此参考图1所述调谐器（不带以下所述偏置网络40）类似于Muterspaugh和Anderson的专利中所公开的调谐器，以及包括CTC 156和CTC 157底盘的RCA牌彩色电视接收机中使用的TCCR和TCHR型调谐器，上述电视接收机的技术资料参见美国、印第安纳州、印第安纳波利斯的汤姆森消费电子有限公司出版的“RCA/GE彩色电视维护数据CTC156/157”。

如先前所指出，本发明具体与平衡混频器的偏置网络相关。图1所示单平衡混频器16的偏置网络40包含串联连接在电压源+Vc和二极管24阳极之间的比较大值电阻器42，在重要频率范围内阻抗很小并且连接在二极管24阳极和平衡-平衡变换器22的端34之间的RF旁路电容器44，以及与电容器44并联连接的比较低值的电容器46。然而，在说明图1所示单平衡混频器16中所用偏置网络40结构的要求和具体意义之前，先说明图2所示双平衡混频器16″的基本结构，因为两个混频器中所用偏置网络是相同的。

图2所示双平衡混频器16″有两对混频二极管和两个阻抗变换网络。图2所示双平衡混频器16″中所用的某些元件通常和图1所示单平衡混频器16所用元件相关连，这些元件具有相同标号但因为混频器16″的双平衡结构而额外指定出“a”和“b”。

具体地说，双平衡混频器16″包括其结构和图1所示单平衡混频器16所用平衡-非平衡转换器22相同的第一平衡-非平衡转换器22′。然而，平衡-非平衡转换器22′用于将单端RF信号而不是LO信号耦合到平衡阻抗结构的混频二极管对24a、26a和24b、26b。混频器16″也包括带有双线绕组48₁、48₂和48₃、48₄的第二平衡-非平衡转换器48，该转换器用于将单端LO信号耦合到平衡阻抗结构的混频二极管对24a、26a和24b、26b。LO信号耦合到处在双线绕组48₁和48₂的结点处的平衡-非平衡转换器48的第一输入端50，而双线绕组48₃和48₄的连结点的第二输入端52与地相连接。第一输出端54通过隔直电容器56b耦合到二极管24b和26b的结点，该电容器在混频器16″的主要频率范围内阻抗极小，而第二输出端58通过隔直电容器56a耦合到二极管24a和26a连结点处。在双线绕阻48₂和48₃的连结处的“中央”端60产生中频信号并耦合到前置滤波器18。由于隔直电容器56a和56b的存在，如果有必要可去掉电容器38。

除了以下所讨论的偏置网络40a和40b，如图2所示双平衡混频器16″的基本结构类似于Price专利的图1所示双平衡混频器，该混频器用于包括CTC 133机座的RCA商标名的彩色电视接收机所用MTT007型调谐器中，该电视接收机技术资料参见印第安纳州、印第安纳波利斯的RCA公司出版的“RCA彩色电视基本维护数据CTC 133系列”。

平衡混频器操作和优点的简单描述有助于理解分别如图1和3所示单平衡混频器16和16′的偏置网络40和40′以及图2所示双平衡混频器的偏置网络40a和40b的要求和具体结构。

单平衡混频器的主要特征在于，由于去掉了阻抗变换网络输出侧平衡两半所产生的两个本机振荡信号分量，从而从本质上消去了IF输出端和RF输入端的LO信号的影响。在双平衡混频器中，来自LO和RF信号的影响实际上在IF输出端消去。此外，LO信号的影响实际上在RF输入端消去，而RF信号的影响实际上在LO输入端消去。然而，由于相对有较多的元件数量，使双平衡混频器的成本高于单平衡混频器的成本。

一般地，平衡混频器的二极管如同其导通状态受控于LO信号的开关那样工作。在图1、2和3所示实施例中，混频二极管最好是肖特基二极管，例如可从日本日立（Hitachi）公司购得的HSM 88S，该二极管在相对“非导通”区域和相对“导通”区域之间呈现比“平方律”特性的二极管大得多的突变跃迁。HSM 88S二极管的电压对电流传输特性如图4所示。

平方律混频器取决于混合器件（二极管或三级管）将两个输入信号乘在一起的平方律特性。从某种意义上来说，平衡混频器可认为是一种同步解调器，在该同步解调器中，二极管响应LO信号而在相对非导通状态和相对导通状态之间转换，以便以检波形式选择RF信号到混频器输出端的路由。如果没有消去表示混频器开关类型的输出信号的付里叶级数的某些较高阶项，在幅度上与表示平方律混频器输出信号的付里叶级数的相同项相比，也有实质性减小。因此，混频器的开关类型可能有较少的不需要的结果，所以比平方律混频器畸变要小。

对平方律混频器，业已发现以下配备是极为理想为：1）相对恒定幅度的LO信号，2）混频二极管的稳定偏置电压源，以确保对于同不需要乘积的比较低的幅度一致的输出信号所要求的乘积具有比较大的幅度。对平衡混频器，由于二极管通常如开关器件般工作，可以认为LO信号的幅度并非关键性的，因此，只要LO信号幅度足够高使二极管在非导通和导通状态之间可靠地切换，该二极管偏置电压不是必需的。然而，在诸如VHF和UHF频段的比较大频率范围内将LO信号幅度容易地维持在足够高电平也许是不可能的。在这种情形下，已发现最好在二极管电流对电压传输特性的非导通和导通区之间的跃迁点或附近偏置二极管，以便使二极管在两状态之间更可靠地转换。

在前面所引用的Price的专利文件所述装置中，通过将各自电阻（在CTC 133机座中的13千欧姆）连接在电压源（在CTC 133机座中为+18伏）和同极性二极管对的第一二极管的阳极之间而对每对相同极性二极管提供偏置电流。在混频器主要频率范围内阻抗极小的两个隔直电容器用于将两个偏置电流路径分开。通过RF输入平衡-非平衡变换器的绕组提供偏置电流到地的返回路径。相对高值电阻不仅提供偏置电流，而且防止RF和LO信号被衰减。为进行比较，应注意到，耦合到本发明图2所示的电压源+Vc和相关电容器44a和44b的电阻器42a和42b局部以和Price的专利中图1所示相应元件相同的方式进行布局。然而，本发明偏置装置的其它方面显著不同并且造成如下面将说明的在上述Price的专利文件中所述的电流源偏置网络的低效率。

本发明部分根据这样的认识，尽管当LO信号维持在预定范围内时上述Price的专利文件中所述的混频器装置运行正确，但电流源偏置装置并不能很好适合于LO信号幅度可在主要频率范围（尤其是VHF和UHF频段上）和不同调谐器中显著变化的情形。更具体地说，本发明部分基于这样的认识，即用电压源偏置装置代替电流源偏置网络。本发明也部分根据以只需增加单个电阻器的极为简单方式提供电压源偏置装置的方式。

在上述Price的专利文件所述的装置中，对每一对混频二极管（24a、26b和24b、26a），由二极管对LO信号检波的电压，尤其是以LO信号的高幅度，可以在相应的隔直电容器（分别为44a和44b）上产生。这是由于电阻器和隔直电容器连结点处的直流阻抗比较高。检波电压随LO信号幅度变化而变化，该变化在主要频率范围和不同调谐器中是很显著的。结果，二极管偏压点可与LO信号自身幅度变化一起显著变化，从而造成二极管的不可靠开关动作，以及性能低于最佳混频器的性能。

与电流源的源阻抗相比，电压源呈现较低的阻抗。因此，负载变化不会显著影响由电压源提供的电压。但是，如果以电压源简单替代上述Price的专利文件中所述的混频器装置的电流源，那么RF信号会通过电压源的较低的电源阻抗“分流”到地，从而扰乱混频器的平衡阻抗结构并严重削弱其性能。此外，能直接提供所需较低电压来偏置最优混频器操作的混频二极管的电压源通常不能在电视和无线电接收机中找到。

在图1所示单平衡混频器中，电容器44两端的较低值电阻器46的连接将如Price的专利中所示较高阻抗电流源偏置网络那样变换为较低阻抗电压源偏置网络。具体而言，较高值电阻42和较低值电阻46包含用于从较高电压+Vc产生较低偏置电压的分压器。分压器到地的直流返回路径通过平衡-非平衡变换器22的绕组22₁、22₂和22₃。在图1所示单平衡混频器中，电容器44用于旁路电阻46。作为比较，上述Price的专利文件所述的偏置网络中拓扑对应电容器用于直流隔离。图2所示双平衡混频器中偏置网络40a和40b的对应元件是具有相同分压器结构的布局。最好选择分压率提供每个二极管的偏置电压，该电压略低于导通电压。通过实例，参考图4所示Hitachi HSM 88S肖特基二极管传输特性，选择分压率提供0.445伏总偏压，即对每个二极管为0.225伏，略低于0.3伏特的导通电压。

图1和图2所示混频器的分压偏置网络的戴维南等效电路是一个电压源（称为戴维南电压源）与一个电阻（称为戴维南电源电阻）的串联电路，该电压源提供由分压器比率确定的电压，该电阻由两个电阻的并联组合确定。由于图1和图2分别所示的电压源偏置网络40、40a和40b的电阻46、46a和46b具有较低的阻值，因此该戴维南源电阻的阻值较低。因此，由于LO信号的二极管检波，在电容器44、44a和44b两端产生的电压在LO信号每个周期内被迅速放电而该二极管偏置电压不受到显著影响。然而，由于分压器的到地的直流回路通过平衡-非平衡变换器的双线绕组，相对于RF和LO信号产生对地的较高阻抗。结果，由平衡-非平衡变换器提供的平衡阻抗结构不受影响。重要的是注意到地隔离阻抗无需额外的诸如电感器的隔离元件。额外的电感器不光增加成本而且会引起寄生效应。

图1所示单平衡混频器16的偏置电压源40使平衡-非平衡变换器22的输出端34和36间的另一种平衡阻抗些许不平衡。将阻值基本等于电阻42的阻值的电阻62连接在输出端36和地之前有可能恢复平衡的阻抗结构。电阻42和62的具体电阻值也可选择为略为不足以补偿平衡-非平衡变换器22本身的少许的不平衡。

通过实例，以下表格指出当用于前面提到的包括CTC 156底盘的RCA商标各彩色电视接收机中所用TCCR调谐器的单平衡混频器时适合于偏压源网络40的元件值：

元件数值

Vc 17伏

R42 1500欧姆

R46 56欧姆

R62 1200欧姆

C44 1000微微法拉

测试表明，增加偏置电压源网络40明显在几个方面提高了TCCR调谐器性能。对于VHF频段，偏置电压源网络40允许减少本机振荡器驱动电压7到10分贝。这就有利地降低了本机振荡器的电源要求，从而可使本机振荡器简单而且便宜。这也减少了本机振荡信号到RF输入的泄漏，从而减少了干扰的可能。因此，能取消此场合所要求的其它的复杂而且昂贵的电路。这种性能改进在大约-3到+7dBm的比较宽的本机振荡幅度范围内是一致的。这可进一步减少对本机振荡器的限制，从而可进一步降低其复杂性和成本。至于UHF振荡器可得到相同的好处。

图3所示单平衡混频器16′带有有些类似于图1和图2所示偏置电压源网络40、40a、40b的偏置电压源网络40′，但由于用于将LO和RF信号耦合到混频二极管24和26的阻抗变换器，而在提供到地的直流回路的方式方面存在差异。与图1所示单平衡混频器16相比较，单平衡混频器16′使用RF变换器64来代替平衡-非平衡变换器。具体而言，本机振荡器14产生的LO信号借助于将本机振荡器14的输出连接到第一输入端66以及将第二输入端68与地相连，将由本机振荡器14产生的LO信号耦合到变换器64的初级绕组64₁。由RF放大器12产生的放大的RF信号耦合到变压器64次级绕组64₂的中央抽头端74。混频二极管24和26通过输出端70和72串联跨接在次级绕组64₂上。

如前面所述，在图1所示混频器16中，由于平衡-非平衡变换器22的绕组22₁、22₂和22₃通过端30接地，所以可有利地对RF和LO信号提供与平衡阻抗结构一致的偏置电压源40到地的直流回路。作为比较，如果次级绕组64₂直接接地以提供偏置电压源40′直流回路，图2所示混频器16′的变压器64的次级绕组64₂的平衡阻抗结构则会受到破坏。

为提供偏置电压源网络40′的直流回路并同时维护平衡结构，用两个基本具有相同阻值的较高阻值电阻76和78来代替单个较高阻值电阻（对应于图1所示偏置电压源网络40所用的电阻42）。电阻76连接在和图1所示偏置网络40的电阻42相同的电路位置。而电阻78以与电阻76相平衡的关系连接在端72和地之间。电阻46和电容器44以和图1所示分压器40相同的方式进行连接。电阻76、46和78由于次级绕组64提供的对电阻46和78之间的直流连接而构成分压器。在电阻46两端产生了二极管24和26的偏置电压。

对于二极管24和26，分压器的等效电路为包含戴维南电压源以及戴维南源电阻的电压源，该戴维南电压源提供的电压由电阻46及电阻76和78串联组合的电压划分所确定，该戴维南源电阻由电阻46和电阻76、78串联组合的并联组合所确定。电压源对于平衡阻抗结构中的RF和LO信号因存在电阻78而与地隔离。

对由图1所示单平衡混频器16的偏置网络40所提供的相同偏置电压，假定偏置网络40和40′的电阻42具有相同阻值，电阻76和78每一个的阻值应基本上等于电阻42阻值的一半。如果次级绕组64₂以中央抽头端74平衡，则电阻76和78都应用相同标称阻值以维持平衡阻抗结构。如果次级绕组64₂略微不平衡，则电阻42和62的阻值可选择为略不等，以补偿次级绕组64₂的不平衡。

该电压源借助较低值的源电阻46而提供了较低值的偏置电压和较低值的源电阻。该较低值偏置电压适合于将二极管24和26偏置为略低于导通电压。较低值源电阻可确保旁路电容器44两端产生的偏置电压不因二极管24和26的LO信号检波而显著改变。但是，如前所述，对RF和LO信号，由于有电阻78，电压源以平衡阻抗结构对于RF和LO信号而与地隔离。

Claims

1、一种包括提供射频(RF)信号的装置(10、12)和提供本机振荡(LO)信号的装置(14)以及用于组合所述RF和LO信号以产生中频(IF)信号的装置的调谐器，包括：

至少一对以同样极性方向串联连接的第一对单向导通器件(24，24a，24b，26，26a，26b)；

电容元件(44，44a，44b)，该电容元件在所述RF和LO信号频率范围内阻抗极小并与所述串联连接的单向导通器件相串联；

阻抗变换装置(22，48，64，64₂)，至少包括用于耦合平衡阻抗结构中所述单向导通器件和所述电容元件(44，44a，44b)的所述FR和LO信号中至少一个的第一和第二绕组，

电压源(+Vc)；

连接在所述电压源(+Vc)与所述单向导通器件和所述电容元件(44，44a，44b)的所述串联结点之间的第一电阻元件(42，42a，42b)；其特征在于还包括：

跨接于所述电容元件(44，44a，44b)两端的第二电阻元件(46，46a，46b)，

参考电压，以及

连接装置(30，30′，32′，52，72)，用于通过至少一个所述绕组将所述参考电压连到所述第二电阻元件(46，46a，46b)，以使所述第一和第二电阻(42，42a，42b，46，46a，46b)形成所述电压源(+Vc)与给所述第一和第二单向导通器件(24，24a，24b，26，26a，26b)提供偏置电压的所述参考电压之间的分压器，所述分压器的戴维南等效电路为一电压源，该电路为所述电容元件(44，44a，44b)提供了一条放电通路。

2、如权利要求1所述调谐器，其特征在于：

所述阻抗变换装置（22，48）包括其所述第一和第二绕组（22₁，22₂，22₃，22₄，22′₁，22′₂，22′₃，22′₄，48₁，48₂，48₃，48₄）以双线方式缠绕的平衡-非平衡变换器，还包括以双线方式缠绕的第三和第四绕组（22₁，22₂，22₃，22₄，22′₁，22′₂，22′₃，22′₄，48₁，48₂，48₃，48₄），所述第一、第二、第三和第四绕组（22₁，22₂，22₃，22₄，22′₁，22′₂，22′₃，22′₄，48₁，48₂，48₃，48₄）串联连接;

所述串联连接的单向导通器件（24，24a，24b，26，26a，26b）与电容元件（44，44a，44b）跨接于所述串联连接的平衡-非平衡变换器的所述第一、第二、第三和第四绕组（22₁，22₂，22₃，22₄，22′₁，22′₂，22′₃，22′₄，48₁，48₂，48₃，48₄）上，

所述连接装置包含所述平衡-非平衡变换器的所述绕组（22₁，22₂，22₃，22₄，22′₁，22′₂，22′₃，22′₄，48₁，48₂，48₃，48₄）中的两个绕组间结点与所述参考电压连接。

3、如权利要求2所述调谐器，其特征在于，

所述混频器为单平衡混频器，

所述电容元件（44）与所述第一绕组连接，以及

其阻值至少接近于所述第一电阻元件（42）的第三电阻元件（62）耦合在所述单向导通器件（24，26）与所述第四绕组的所述串联连接点与所述参考电压之间。

4、如权利要求2所述调谐器，其特征在于，

所述LO信号耦合到所述平衡-非平衡变换器。

5、如权利要求2所述调谐器，其特征在于，

所述RF信号耦合到所述平衡-非平衡变换器。

6、如权利要求1所述调谐器，其特征在于，

所述第一和第二绕组包含变压器的初级和次级绕组，

所述串联连接的单向导通器件（24，24a，24b，26，26a，26b）和电容元件（44，44a，44b）跨接于所述变压器的所述次级绕组上。

7、如权利要求6所述调谐器，其特征在于，

所述混频器是单平衡混频器，

所述电容元件（44）与所述次级绕组的一端相连，以及

其阻值至少接近于所述第一电阻元件（76）阻值的第三电阻元件（78）耦合于所述次级绕组另一端与所述参考电压之间。

8、如权利要求7所述调谐器，其特征在于，

所述LO信号耦合到所述初级绕组。

9、一种包括提供射频（RF）信号的装置（12）和提供本机振荡（LO）信号的装置（14）以及用于组合所述RF和LO信号以产生中频（IF）信号的装置的调谐器，包括：

至少一对以同样极性方向串联连接的第一对单向导通器件（24，24a，24b，26，26a，26b）;

用于以平衡阻抗结构将所述RF和LO信号中至少一个跨接到所述串联连接的单向导通器件（24，24a，24b，26，26a，26b）上的阻抗变换装置（22，48，64₁，64₂），

电压源（+Vc），

连接在所述电压源（+Vc）与所述单向导通器件（24，24a，24b，26，26a，26b）和所述电容元件（44，44a，44b）的所述串联接点之间的第一电阻元件（42，42a，42b），

跨接于所述电容元件（44，44a，44b）的第二电阻元件（46，46a，46b），

参考电压，以及

用于通过所述阻抗变换网络（22，48，64₁，64₂）的至少一部分将所述参考电压连到所述第二电阻元件（46，46a，46b），以使所述第一和第二电阻（42，42a，42b，46，46a，46b）形成所述电压源（+Vc）与所述参考电压之间的分压器的装置（30，30′，32′，52，72），所述参考电压用于给所述第一和第二单向导通器件（24，24a，24b，26，26a，26b）提供偏置电压，所述分压器的戴维南等效电路为一电压源，该电路为所述电容元件（44，44a，44b）提供了一条放电通路。