JP2777084B2 - 流体速度測定装置のための信号送受信装置 - Google Patents
流体速度測定装置のための信号送受信装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、二つのトランスデュー
サの間を通過する流体の速度又は容積を測定する測定シ
ステムに使用する送受信装置に関する。
サの間を通過する流体の速度又は容積を測定する測定シ
ステムに使用する送受信装置に関する。
【０００２】
【従来技術】英国特許出願第8813640 号（公告番号第22
2254号）には、特にガス流の測定に適した流体測定シス
テム及び方法が開示されている。この流体測定システム
及び方法では、第一及び第二のトランスデューサ間で、
超音波信号を一方から他方へ、又はその反対方向へと、
双方向に伝播させてその伝播時間を測定することにより
ガスの速度又は容積を求め、さらにこの値を用いてガス
の流量と消費されたガス量を算出する。
2254号）には、特にガス流の測定に適した流体測定シス
テム及び方法が開示されている。この流体測定システム
及び方法では、第一及び第二のトランスデューサ間で、
超音波信号を一方から他方へ、又はその反対方向へと、
双方向に伝播させてその伝播時間を測定することにより
ガスの速度又は容積を求め、さらにこの値を用いてガス
の流量と消費されたガス量を算出する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上記した従
来の流体測定システム又は方法に使用するのに適した音
波信号の送受信装置を提供することを解決すべき課題と
する。
来の流体測定システム又は方法に使用するのに適した音
波信号の送受信装置を提供することを解決すべき課題と
する。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明の一態様において
は、流体速度測定装置のための信号送受信装置が提供さ
れる。この装置は、流体の流路中に信号伝達経路を形成
するように互いに隔たって配置された第一及び第二のト
ランスデューサ手段と、該第一及び第二のトランスデュ
ーサ手段と、該トランスデューダ手段間で信号を双方向
に送信及び受信するための送信及び受信手段と、該トラ
ンスデューサ手段の各々が周期的に送信手段及び受信手
段のいずれかとして作動するようにスイッチ手段とを備
え、第一及び第二のトランスデューサ手段間での双方向
の信号伝達時間差を検出して流体の測度を測定する。第
一トランスデューサ手段は、その特性が送信モードで作
動する場合と受信モードで作動する場合の両方でほぼ同
一となるようにするする送信及び受信の両方に共通の第
一マッチング手段を備え、第二トランスデューサ手段
は、その特性が送信モードで作動する場合と受信モード
で作動する場合の両方でほぼ同一となるようにする送信
及び受信の両方に共通の第二マッチング手段を備える。
は、流体速度測定装置のための信号送受信装置が提供さ
れる。この装置は、流体の流路中に信号伝達経路を形成
するように互いに隔たって配置された第一及び第二のト
ランスデューサ手段と、該第一及び第二のトランスデュ
ーサ手段と、該トランスデューダ手段間で信号を双方向
に送信及び受信するための送信及び受信手段と、該トラ
ンスデューサ手段の各々が周期的に送信手段及び受信手
段のいずれかとして作動するようにスイッチ手段とを備
え、第一及び第二のトランスデューサ手段間での双方向
の信号伝達時間差を検出して流体の測度を測定する。第
一トランスデューサ手段は、その特性が送信モードで作
動する場合と受信モードで作動する場合の両方でほぼ同
一となるようにするする送信及び受信の両方に共通の第
一マッチング手段を備え、第二トランスデューサ手段
は、その特性が送信モードで作動する場合と受信モード
で作動する場合の両方でほぼ同一となるようにする送信
及び受信の両方に共通の第二マッチング手段を備える。
【０００５】
【実施例】以下、本発明の実施例を図について説明す
る。第１図に流体速度測定装置を示す。この流体速度測
定装置は、ダクト１０内に距離Ｌだけ離れて配置された
二つの音響トランスデューサＴＤＲ１、ＴＤＲ２（例え
ば圧電素子を備える装置）を有する。二つの音響トラン
スデューサＴＲ１、ＴＲ２間の距離Ｌは、信号伝達経路
を形成する。これら音響トランスデューサは、超音波周
波数で作動する。この装置には、基準信号源（たとえば
３２KHz ）となるクリスタル発振器１５が組み込まれて
いる。このクリスタル発振器１５によって破線で囲むフ
ェーズロックループ（ＰＬＬ）が形成される。このフェ
ーズロックループは、位相検知器（ＰＳＤ）１７と、デ
ィバイダ１８と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１９とから
構成される。電圧制御発振器１９は、その入力電圧によ
り制御された一定周波数の出力（たとえば1.４４MHz ）
を発生するように構成されている。この一定周波数は、
たとえば４４で除算を行うディバイダ１８を経てフィー
ドバックされ、クリスタル発振器からの正確な基準周波
数に対応する周波数を与える。これらの周波数は位相検
知器１７において比較され、何らかの誤差がある場合に
は、電圧が許容範囲内に調整される。
る。第１図に流体速度測定装置を示す。この流体速度測
定装置は、ダクト１０内に距離Ｌだけ離れて配置された
二つの音響トランスデューサＴＤＲ１、ＴＤＲ２（例え
ば圧電素子を備える装置）を有する。二つの音響トラン
スデューサＴＲ１、ＴＲ２間の距離Ｌは、信号伝達経路
を形成する。これら音響トランスデューサは、超音波周
波数で作動する。この装置には、基準信号源（たとえば
３２KHz ）となるクリスタル発振器１５が組み込まれて
いる。このクリスタル発振器１５によって破線で囲むフ
ェーズロックループ（ＰＬＬ）が形成される。このフェ
ーズロックループは、位相検知器（ＰＳＤ）１７と、デ
ィバイダ１８と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１９とから
構成される。電圧制御発振器１９は、その入力電圧によ
り制御された一定周波数の出力（たとえば1.４４MHz ）
を発生するように構成されている。この一定周波数は、
たとえば４４で除算を行うディバイダ１８を経てフィー
ドバックされ、クリスタル発振器からの正確な基準周波
数に対応する周波数を与える。これらの周波数は位相検
知器１７において比較され、何らかの誤差がある場合に
は、電圧が許容範囲内に調整される。
【０００６】電圧制御発振器１９の出力は、装置のマス
タークロック周波数を与える。このマスタークロック周
波数は、タイミングロジックブロック２０に入力され
る。このタイミングロジックブロック２０は、必要に応
じて他のブロックに送ったり、内部ロジックに応じて
（又はマイクロプロセッサ３１の指示に基づき）制御信
号を形成したりする。各トランスデューサは、信号のバ
ーストを送信したり受信したりする作動を交互に行うの
で、各トランスデューサは、送信回路及び受信回路に接
続することができ、タイミングロジックブロックは、マ
イクロプロセッサの制御のもとに、送信及び受信作動の
時期を決定するように作動する。トランスミッタ発振器
２１は、タイミングロジックブロック２０からマスター
クロック信号と送信の指示、及び送信側として選択され
たトランスデューサについての指示を受信する。トラン
スミッタの出力は、パルスのバースト（たとえば１８０
KHz ）の形であり、中間部で位相が逆転してマーカーと
して作用するようになっている。このバーストはインタ
ーフェースブロック２２又は２３に送られる。ブロック
２２又は２３のいずれも、それぞれに組み合わされたト
ランスデューサのためのトランスミッタ部と、ダクト１
０を通過して受信された超音波信号を処理する前置増幅
部とを備える。
タークロック周波数を与える。このマスタークロック周
波数は、タイミングロジックブロック２０に入力され
る。このタイミングロジックブロック２０は、必要に応
じて他のブロックに送ったり、内部ロジックに応じて
（又はマイクロプロセッサ３１の指示に基づき）制御信
号を形成したりする。各トランスデューサは、信号のバ
ーストを送信したり受信したりする作動を交互に行うの
で、各トランスデューサは、送信回路及び受信回路に接
続することができ、タイミングロジックブロックは、マ
イクロプロセッサの制御のもとに、送信及び受信作動の
時期を決定するように作動する。トランスミッタ発振器
２１は、タイミングロジックブロック２０からマスター
クロック信号と送信の指示、及び送信側として選択され
たトランスデューサについての指示を受信する。トラン
スミッタの出力は、パルスのバースト（たとえば１８０
KHz ）の形であり、中間部で位相が逆転してマーカーと
して作用するようになっている。このバーストはインタ
ーフェースブロック２２又は２３に送られる。ブロック
２２又は２３のいずれも、それぞれに組み合わされたト
ランスデューサのためのトランスミッタ部と、ダクト１
０を通過して受信された超音波信号を処理する前置増幅
部とを備える。
【０００７】受信信号はさらに共通の増幅器２４で増幅
され、走査型のキャパシタアレイ（ＳＣＡ）２５に送ら
れる。後で詳述するように、キャパシタアレイ２５は、
入力波形の各周期における所定部分の「スナップショッ
ト」すなわち映像を与えるものである。この映像は、複
数の周期にわたり蓄積されるので、入力情報に対するフ
ィルター作用を果たす。このようにキャパシタに蓄積さ
れ記憶された情報は、二つの目的に使用される。第一
に、この情報は、フィルター２７及び位相検知器２９に
通されて位相変化点を求める位相基準メモリとなり、第
二に、位相変化点の検出の後に、アナログ・デジタル変
換器３０に通されてマイクロプロセッサ３１で使用する
情報のメモリ源となる。マイクロプロセッサ３１は、保
持した情報を使用して別のタイミング情報を導き出し、
通過時間の測定の精度を高める。位相検知器２９は又、
他方の入力にローパスフィルター２８の出力を受けてお
り、位相検知器２９の二つの入力が位相変化の生じる時
点を求めるのを可能にする。キャパシタアレイ２５から
の信号は位相検知キャパシタ２９の他方の入力に与えら
れる信号に比して遅れており、これによって遅れのない
信号の位相変化を検出することができる。
され、走査型のキャパシタアレイ（ＳＣＡ）２５に送ら
れる。後で詳述するように、キャパシタアレイ２５は、
入力波形の各周期における所定部分の「スナップショッ
ト」すなわち映像を与えるものである。この映像は、複
数の周期にわたり蓄積されるので、入力情報に対するフ
ィルター作用を果たす。このようにキャパシタに蓄積さ
れ記憶された情報は、二つの目的に使用される。第一
に、この情報は、フィルター２７及び位相検知器２９に
通されて位相変化点を求める位相基準メモリとなり、第
二に、位相変化点の検出の後に、アナログ・デジタル変
換器３０に通されてマイクロプロセッサ３１で使用する
情報のメモリ源となる。マイクロプロセッサ３１は、保
持した情報を使用して別のタイミング情報を導き出し、
通過時間の測定の精度を高める。位相検知器２９は又、
他方の入力にローパスフィルター２８の出力を受けてお
り、位相検知器２９の二つの入力が位相変化の生じる時
点を求めるのを可能にする。キャパシタアレイ２５から
の信号は位相検知キャパシタ２９の他方の入力に与えら
れる信号に比して遅れており、これによって遅れのない
信号の位相変化を検出することができる。
【０００８】位相変化が検出されると、検知器の出力に
よりロジックブロック２０がキャパシタアレイ２５に禁
止信号又は凍結信号を送り、キャパシタアレイにそれ以
上の信号が蓄積されないようにするとともに、蓄積され
た信号を保持してマイクロプロセッサ３１で使用できる
ようにする。マイクロプロセッサは、信号の通過時間内
に生じたマスタークロックパルスの数についての情報
と、キャパシタアレイに蓄積された電圧から得られる情
報とを利用して通過時間を求める。このマスタークロッ
クの数とキャパシタアレイの蓄積電圧の両方を組み合わ
せて情報とすることにより、信号通過時間の算定につい
ての精度を高めることができる。得られた結果は、速度
又は流量として、たとえばディスプレイ３２に表示する
ことができる。マイクロプロセッサ３１の出力は、たと
えば離れた位置にある機器に送ることもできる。この実
施例のシステムの種々の作動及び構造を以下に詳細に説
明する。すでに述べたように、トランスミッタ発振器２
１が二つのトランスデューサに交互に情報のバーストを
送る。この発振器２１の適当な形態が第２図に示してあ
る。該発振器２１は、カウンタ４０と、制御ブロック４
１、及びゲートブロック４２からなる。第１図のタイミ
ングロジックブロック２０がトランスデューサ発振器２
１に三つの入力を与える。これらの入力は、マスターク
ロックパルス、送信トリガ、及び方向選択信号である。
カウンタ４０は送信トリガ（第３ｂ図）の後のマスター
クロックパルス（第３ａ図）を受信し、これをカウント
して一連のパルスを形成し（第３ｃ、３ｄ図）、この一
連のパルスがゲートブロック４２から出力される。
よりロジックブロック２０がキャパシタアレイ２５に禁
止信号又は凍結信号を送り、キャパシタアレイにそれ以
上の信号が蓄積されないようにするとともに、蓄積され
た信号を保持してマイクロプロセッサ３１で使用できる
ようにする。マイクロプロセッサは、信号の通過時間内
に生じたマスタークロックパルスの数についての情報
と、キャパシタアレイに蓄積された電圧から得られる情
報とを利用して通過時間を求める。このマスタークロッ
クの数とキャパシタアレイの蓄積電圧の両方を組み合わ
せて情報とすることにより、信号通過時間の算定につい
ての精度を高めることができる。得られた結果は、速度
又は流量として、たとえばディスプレイ３２に表示する
ことができる。マイクロプロセッサ３１の出力は、たと
えば離れた位置にある機器に送ることもできる。この実
施例のシステムの種々の作動及び構造を以下に詳細に説
明する。すでに述べたように、トランスミッタ発振器２
１が二つのトランスデューサに交互に情報のバーストを
送る。この発振器２１の適当な形態が第２図に示してあ
る。該発振器２１は、カウンタ４０と、制御ブロック４
１、及びゲートブロック４２からなる。第１図のタイミ
ングロジックブロック２０がトランスデューサ発振器２
１に三つの入力を与える。これらの入力は、マスターク
ロックパルス、送信トリガ、及び方向選択信号である。
カウンタ４０は送信トリガ（第３ｂ図）の後のマスター
クロックパルス（第３ａ図）を受信し、これをカウント
して一連のパルスを形成し（第３ｃ、３ｄ図）、この一
連のパルスがゲートブロック４２から出力される。
【０００９】カウンタ４０はタイミング基準信号（第３
ｇ図）を形成し、このタイミング基準信号が通過時間の
計算開始点となる。第３ａ図のマスタークロックパルス
は連続的に発生させられてシステムの基準源となる。後
述するように、ブロック２２又は２３内の駆動回路で
は、位相が互いに逆になるパルス列Ａ、Ｂ（第３ｃ、３
ｄ）が使用される。各時点においていずれのトランスデ
ューサ（ＴＤＲ１又はＴＤＲ２）が送信側となるか（他
方のトランスデューサが受信側として使用される）の選
択を行うために、選択信号（第３ｅ図）が形成される。
送信波形（第１図のブロック２２又は２３内のマッチン
グ用部品を通過した後のもの）は、第３ｆに示される。
以上から明らかなように、パルス列と該パルス列から得
られた送信信号の各々は、多数の周期の後に反転信号が
続き、さらにその後に別の周期が続く形態のものであ
る。第３ｃ、３ｄ図の例では、４周期のパルスの後で反
転が起こり、次に２周期のパルスが続く。好ましい構成
では、最初に１６周期のパルスが生じた後に反転し、そ
の後に８周期のパルスが続くように制御ブロック４１が
制御する。カウンタ４０は、1.４４MHz のマスタークロ
ックを受け、各８パルスをカウントした後に出力を発生
する、という８分割機能を達成する。第３ｃ、３ｄ図の
パルス列は１８０KHz の割合で発生し、ブロック２２又
は２３で適当にマッチングされ、超音波トランスデュー
サＴＤＲ１、ＴＤＲ２で使用するのに適切な形となって
いる。これらブロックの構成を幾分簡略化した形で第４
図に示す。
ｇ図）を形成し、このタイミング基準信号が通過時間の
計算開始点となる。第３ａ図のマスタークロックパルス
は連続的に発生させられてシステムの基準源となる。後
述するように、ブロック２２又は２３内の駆動回路で
は、位相が互いに逆になるパルス列Ａ、Ｂ（第３ｃ、３
ｄ）が使用される。各時点においていずれのトランスデ
ューサ（ＴＤＲ１又はＴＤＲ２）が送信側となるか（他
方のトランスデューサが受信側として使用される）の選
択を行うために、選択信号（第３ｅ図）が形成される。
送信波形（第１図のブロック２２又は２３内のマッチン
グ用部品を通過した後のもの）は、第３ｆに示される。
以上から明らかなように、パルス列と該パルス列から得
られた送信信号の各々は、多数の周期の後に反転信号が
続き、さらにその後に別の周期が続く形態のものであ
る。第３ｃ、３ｄ図の例では、４周期のパルスの後で反
転が起こり、次に２周期のパルスが続く。好ましい構成
では、最初に１６周期のパルスが生じた後に反転し、そ
の後に８周期のパルスが続くように制御ブロック４１が
制御する。カウンタ４０は、1.４４MHz のマスタークロ
ックを受け、各８パルスをカウントした後に出力を発生
する、という８分割機能を達成する。第３ｃ、３ｄ図の
パルス列は１８０KHz の割合で発生し、ブロック２２又
は２３で適当にマッチングされ、超音波トランスデュー
サＴＤＲ１、ＴＤＲ２で使用するのに適切な形となって
いる。これらブロックの構成を幾分簡略化した形で第４
図に示す。
【００１０】ブロック２２、２３の各々の構成は同一で
ある。ブロック２２は信号Ａ１、Ｂ１と選択信号１を受
信する。信号Ａ１、Ｂ１は抵抗Ｒ１、Ｒ２を介してトラ
ンジスタＴＲ１、ＴＲ２に接続され、該トランジスタＴ
Ｒ１、ＴＲ２は出力がトランスフォーマＴ１に接続され
ている。トランスフォーマＴ１の他方の巻線はトランス
デューサＴＤＲ１に接続されている。トランスデューサ
ＴＤＲ１の両端にキャパシタＣ１１が接続されている。
抵抗Ｒ８が、選択信号に応じてスイッチとして働く電界
効果型トランジスタ（ＦＥＴ）Ｓ１に接続されている。
トランスフォーマＴ１、キャパシタＣ１１、及び抵抗Ｒ
８は、トランスデューサが送信側として働く場合と受信
側として働く場合とで、理想的な作動特性となるように
するためのマッチングネットワークを構成する。トラン
ジスタＴＲ１、ＴＲ２とダイオードＤ１、Ｄ２は、トラ
ンジスタＴＲ５と抵抗Ｒ５からなる定電流レギュレータ
に接続されている。トランジスタＴＲ６は、トランスデ
ューサＴＤＲ１からの信号受信中における第１段の増幅
を与え、このトランスデューサの出力が増幅器２４の前
置増幅器２４ａに接続されている。この前置増幅器はト
ランジスタＴＲ８、ＴＲ９とそれに組み合わせた抵抗Ｒ
１０ないしＲ１２から構成される。抵抗Ｒ６を介してフ
ィードバックが行われる。
ある。ブロック２２は信号Ａ１、Ｂ１と選択信号１を受
信する。信号Ａ１、Ｂ１は抵抗Ｒ１、Ｒ２を介してトラ
ンジスタＴＲ１、ＴＲ２に接続され、該トランジスタＴ
Ｒ１、ＴＲ２は出力がトランスフォーマＴ１に接続され
ている。トランスフォーマＴ１の他方の巻線はトランス
デューサＴＤＲ１に接続されている。トランスデューサ
ＴＤＲ１の両端にキャパシタＣ１１が接続されている。
抵抗Ｒ８が、選択信号に応じてスイッチとして働く電界
効果型トランジスタ（ＦＥＴ）Ｓ１に接続されている。
トランスフォーマＴ１、キャパシタＣ１１、及び抵抗Ｒ
８は、トランスデューサが送信側として働く場合と受信
側として働く場合とで、理想的な作動特性となるように
するためのマッチングネットワークを構成する。トラン
ジスタＴＲ１、ＴＲ２とダイオードＤ１、Ｄ２は、トラ
ンジスタＴＲ５と抵抗Ｒ５からなる定電流レギュレータ
に接続されている。トランジスタＴＲ６は、トランスデ
ューサＴＤＲ１からの信号受信中における第１段の増幅
を与え、このトランスデューサの出力が増幅器２４の前
置増幅器２４ａに接続されている。この前置増幅器はト
ランジスタＴＲ８、ＴＲ９とそれに組み合わせた抵抗Ｒ
１０ないしＲ１２から構成される。抵抗Ｒ６を介してフ
ィードバックが行われる。
【００１１】ブロック２３はブロック２２と同じであ
り、抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ７、Ｒ９と、トランジスタＴＲ
３、ＴＲ４、ＴＲ７と、トランスフォーマＴ２と、キャ
パシタＣ１２、ＦＥＴ Ｓ２、及びダイオードＤ３、Ｄ
４から構成される。このブロックも、定電流レギュレー
タＴＲ５／Ｒ５と増幅器２４に接続される。抵抗Ｒ９と
トランスフォーマＴ２とキャパシタＣ４４がマッチング
用ネットワークを構成する。チャンネル１から信号の送
信を行う場合には、トランジスタＴＲ１、ＴＲ２が抵抗
Ｒ１、Ｒ２を介して信号Ａ１、Ｂ１により交互に導通さ
せられる。エミッタ電流が、両方のチャンネルに共通の
抵抗Ｒ５とトランジスタＴＲ５によりモニターされる。
電流がトランジスタＴＲ５の導通しきい値に達すると
（この状態は入力信号の立ち上がりから数マイクロ秒で
生じる）、トランジスタＴＲ５が導通してベース電流を
減少させ、電流調整ループを構成する。電力は、トラン
スフォーマＴ１の一次巻線の中央タップに供給される。
このトランスフォーマＴ１はトランスデューサＴＤＲ１
のマッチッグ用ネットワークの一部を構成する。この構
成では、トランスフォーマＴ１の電流がトランジスタＴ
Ｒ１、ＴＲ２と定電流レギュレータＴＲ５、Ｒ５により
制御されるので、マッチングネットワークのインピーダ
ンスが変化するのを防止できる。送信中にＦＥＴ Ｓ１
が選択１信号によりオンにされ、マッチングネットワー
クを流れる電流に対して低インピーダンスの電流路を与
えることになる。送信された信号がトランスデューサＴ
ＤＲ２により受信される期間中はＦＥＴ Ｓ１がオンに
維持される。送信波形を第３ｆ図に示す。
り、抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ７、Ｒ９と、トランジスタＴＲ
３、ＴＲ４、ＴＲ７と、トランスフォーマＴ２と、キャ
パシタＣ１２、ＦＥＴ Ｓ２、及びダイオードＤ３、Ｄ
４から構成される。このブロックも、定電流レギュレー
タＴＲ５／Ｒ５と増幅器２４に接続される。抵抗Ｒ９と
トランスフォーマＴ２とキャパシタＣ４４がマッチング
用ネットワークを構成する。チャンネル１から信号の送
信を行う場合には、トランジスタＴＲ１、ＴＲ２が抵抗
Ｒ１、Ｒ２を介して信号Ａ１、Ｂ１により交互に導通さ
せられる。エミッタ電流が、両方のチャンネルに共通の
抵抗Ｒ５とトランジスタＴＲ５によりモニターされる。
電流がトランジスタＴＲ５の導通しきい値に達すると
（この状態は入力信号の立ち上がりから数マイクロ秒で
生じる）、トランジスタＴＲ５が導通してベース電流を
減少させ、電流調整ループを構成する。電力は、トラン
スフォーマＴ１の一次巻線の中央タップに供給される。
このトランスフォーマＴ１はトランスデューサＴＤＲ１
のマッチッグ用ネットワークの一部を構成する。この構
成では、トランスフォーマＴ１の電流がトランジスタＴ
Ｒ１、ＴＲ２と定電流レギュレータＴＲ５、Ｒ５により
制御されるので、マッチングネットワークのインピーダ
ンスが変化するのを防止できる。送信中にＦＥＴ Ｓ１
が選択１信号によりオンにされ、マッチングネットワー
クを流れる電流に対して低インピーダンスの電流路を与
えることになる。送信された信号がトランスデューサＴ
ＤＲ２により受信される期間中はＦＥＴ Ｓ１がオンに
維持される。送信波形を第３ｆ図に示す。
【００１２】送信された信号を（チャンネル２におい
て）受信する場合には、信号Ａ２、Ｂ２がなく、トラン
ジスタＴＲ３、ＴＲ４が非導通状態にある。ＦＥＴ Ｓ
２がオフになり、第１段増幅器のトランジスタＴＲ７が
導通する。したがって、トランジスタＴＲ７、ＴＲ８、
ＴＲ９が抵抗Ｒ７からの負フィードバックを伴う高ゲイ
ン増幅器として作用する。この強い負のフィードバック
のため、マッチング用ネットワークへの入力のインピー
ダンスが、送信中にＦＥＴ Ｓ２があたえるインピーダ
ンスと同等な程度の非常に低い値に維持される。このよ
うにして、送信と受信の両方で、マッチング用ネットワ
ークはほぼ不変に維持される。たとえば、通常の部品の
製造誤差の範囲内では、位相コヒーレンスを0.１度以下
にすることが可能である。次の送信信号のバーストで
は、チャンネル１と２が逆転し、チャンネル２が送信側
となり、チャンネル１が受信側となって選択制御のもと
に超音波信号を受信する。送信及び受信の両方で、トラ
ンスフォーマＴ１、Ｔ２の二次側巻線がインピーダンス
マッチングに役立つようにし、可能な場所では送信と受
信の両方で回路を共用し、トランスデューサを送信と受
信の両方に使用することにより、タイミングのずれのた
めに誤差を生じる可能性を除去することができる。マス
タークロックを送信信号源として使用することにより、
送信信号間の位相誤差を除去することができる。
て）受信する場合には、信号Ａ２、Ｂ２がなく、トラン
ジスタＴＲ３、ＴＲ４が非導通状態にある。ＦＥＴ Ｓ
２がオフになり、第１段増幅器のトランジスタＴＲ７が
導通する。したがって、トランジスタＴＲ７、ＴＲ８、
ＴＲ９が抵抗Ｒ７からの負フィードバックを伴う高ゲイ
ン増幅器として作用する。この強い負のフィードバック
のため、マッチング用ネットワークへの入力のインピー
ダンスが、送信中にＦＥＴ Ｓ２があたえるインピーダ
ンスと同等な程度の非常に低い値に維持される。このよ
うにして、送信と受信の両方で、マッチング用ネットワ
ークはほぼ不変に維持される。たとえば、通常の部品の
製造誤差の範囲内では、位相コヒーレンスを0.１度以下
にすることが可能である。次の送信信号のバーストで
は、チャンネル１と２が逆転し、チャンネル２が送信側
となり、チャンネル１が受信側となって選択制御のもと
に超音波信号を受信する。送信及び受信の両方で、トラ
ンスフォーマＴ１、Ｔ２の二次側巻線がインピーダンス
マッチングに役立つようにし、可能な場所では送信と受
信の両方で回路を共用し、トランスデューサを送信と受
信の両方に使用することにより、タイミングのずれのた
めに誤差を生じる可能性を除去することができる。マス
タークロックを送信信号源として使用することにより、
送信信号間の位相誤差を除去することができる。
【００１３】第１図について前述したように、装置は、
トランスデューサからの送信信号がダクト１０を通過し
た後に受信されるまでの時間（すなわち通過時間）を求
めるものである。この時間は、第５ｂ図の波形と第５ｃ
図の波形の比較により表される。位相変化点の両側での
周期の数を減少させて、位相変化点近傍の波形の面積を
より詳細に調べることを可能にしている。第５ａ図の波
形がマスタークロック列（たとえば1.４４MHz の）を表
する。第５ｂ図が送信信号を、第５ｃ図が戻り信号を表
し、この戻り信号は、ダクト内のトランスデューサ間を
通過する時間だけ遅れている。第１図のアレイ２５は第
６図に詳細に示してあり、８個のキャパシタ１ないし８
を備える。このキャパシタは順に走査され、各々のキャ
パシタには、走査の過程で第５ｃ図の電力波形の瞬間的
な電圧が与えられ、したがって、該キャパシタは、この
瞬間的な電圧を表す電圧（すなわち該瞬間的な電圧のス
ナップショットに相当する）を蓄積する。実際には、各
キャパシタは共通の抵抗Ｒに接続され、該キャパシタと
抵抗とは、各キャパシタに順次に与えられる瞬間電圧を
平均化する単純なＲＣ積分回路を形成する。数回の周期
にわたり各キャパシタに与えられる電圧を平均化するこ
とにより、蓄積される電圧に対してフィルター効果が得
られる。すなわち、第５ｄ図において、最初の３周期に
はキャパシタ１ないし８に電圧が与えられず、戻り超音
波信号が現れるにつれて、第４周期においてキャパシタ
５ないし８に電圧が現れる。
トランスデューサからの送信信号がダクト１０を通過し
た後に受信されるまでの時間（すなわち通過時間）を求
めるものである。この時間は、第５ｂ図の波形と第５ｃ
図の波形の比較により表される。位相変化点の両側での
周期の数を減少させて、位相変化点近傍の波形の面積を
より詳細に調べることを可能にしている。第５ａ図の波
形がマスタークロック列（たとえば1.４４MHz の）を表
する。第５ｂ図が送信信号を、第５ｃ図が戻り信号を表
し、この戻り信号は、ダクト内のトランスデューサ間を
通過する時間だけ遅れている。第１図のアレイ２５は第
６図に詳細に示してあり、８個のキャパシタ１ないし８
を備える。このキャパシタは順に走査され、各々のキャ
パシタには、走査の過程で第５ｃ図の電力波形の瞬間的
な電圧が与えられ、したがって、該キャパシタは、この
瞬間的な電圧を表す電圧（すなわち該瞬間的な電圧のス
ナップショットに相当する）を蓄積する。実際には、各
キャパシタは共通の抵抗Ｒに接続され、該キャパシタと
抵抗とは、各キャパシタに順次に与えられる瞬間電圧を
平均化する単純なＲＣ積分回路を形成する。数回の周期
にわたり各キャパシタに与えられる電圧を平均化するこ
とにより、蓄積される電圧に対してフィルター効果が得
られる。すなわち、第５ｄ図において、最初の３周期に
はキャパシタ１ないし８に電圧が与えられず、戻り超音
波信号が現れるにつれて、第４周期においてキャパシタ
５ないし８に電圧が現れる。
【００１４】キャパシタ１ないし４は第５周期までは電
圧変化を生じない。第５周期では、キャパシタ５ないし
８は高い（正の）電圧を得ており、キャパシタ１ないし
４は負の電圧を受ける。この状態は続く周期でも継続す
る。この単純化した波形の例では、位相変化点の前に２
つの波形が示してあるだけであるが、実際には、位相変
化点の前に１６個の波形があり、したがって、平均化す
る期間は図示したよりも大幅に長くなる。この構成は、
受信側のバンド幅が狭い場合（約４KHz ）におけるノイ
ズを減少させる効果を奏する。第１図の位相検知器２９
が位相変化を検出すると、その後はキャパシタへの入力
が断たれるので（第５ｄ参照）キャパシタにはそれ以上
電圧が与えられない。そして、キャパシタの電圧は通過
時間を計算するのに使用される。キャパシタアレイと検
出機構の構成を第６図に示してある。図示したように、
増幅器２４からの入力は共通の抵抗Ｒからスイッチ５０
を介してキャパシタＣ１ないしＣ８に通される。スイッ
チ５１が第１図のタイミングブロック２０からのマスタ
ークロックパルスを受け、スイッチ５０もこのブロック
２０により制御される。スイッチ５２もブロック２０に
より制御され、受信過程を完了したときマイクロプロセ
ッサ３１がスイッチ５１を作動させ得るようにする。ス
イッチ５１は通常はマスタークロックの速度で（たとえ
ば1.４４MHz ）進められ、第５ｄ図に示すように、各キ
ャパシタは受信波形の１／８周期の間にわたり接続状態
となる。スイッチ５１はブロック２０により禁止される
まで（位相変化点の検出の結果として）回転を続ける。
位相逆転は検知器２９により検出される。この位相検知
器２９は、制限増幅器５３と同期検知器５４とローパス
フィルター５５及び比較器５６からなる。同期検知器５
４は、ローパスフィルター２７、２８から入力を受け
る。
圧変化を生じない。第５周期では、キャパシタ５ないし
８は高い（正の）電圧を得ており、キャパシタ１ないし
４は負の電圧を受ける。この状態は続く周期でも継続す
る。この単純化した波形の例では、位相変化点の前に２
つの波形が示してあるだけであるが、実際には、位相変
化点の前に１６個の波形があり、したがって、平均化す
る期間は図示したよりも大幅に長くなる。この構成は、
受信側のバンド幅が狭い場合（約４KHz ）におけるノイ
ズを減少させる効果を奏する。第１図の位相検知器２９
が位相変化を検出すると、その後はキャパシタへの入力
が断たれるので（第５ｄ参照）キャパシタにはそれ以上
電圧が与えられない。そして、キャパシタの電圧は通過
時間を計算するのに使用される。キャパシタアレイと検
出機構の構成を第６図に示してある。図示したように、
増幅器２４からの入力は共通の抵抗Ｒからスイッチ５０
を介してキャパシタＣ１ないしＣ８に通される。スイッ
チ５１が第１図のタイミングブロック２０からのマスタ
ークロックパルスを受け、スイッチ５０もこのブロック
２０により制御される。スイッチ５２もブロック２０に
より制御され、受信過程を完了したときマイクロプロセ
ッサ３１がスイッチ５１を作動させ得るようにする。ス
イッチ５１は通常はマスタークロックの速度で（たとえ
ば1.４４MHz ）進められ、第５ｄ図に示すように、各キ
ャパシタは受信波形の１／８周期の間にわたり接続状態
となる。スイッチ５１はブロック２０により禁止される
まで（位相変化点の検出の結果として）回転を続ける。
位相逆転は検知器２９により検出される。この位相検知
器２９は、制限増幅器５３と同期検知器５４とローパス
フィルター５５及び比較器５６からなる。同期検知器５
４は、ローパスフィルター２７、２８から入力を受け
る。
【００１５】フィルター２８は入力を増幅器２４から直
接受けるが、フィルター２７は入力をＲＣ回路から受け
る。キャパシタの動的特性は共振ＬＣ回路と同様で、位
相検知器２９の基準入力として機能する位相メモリの作
用を果たす。同期検知器５４は、出力をフィルター５５
に通し（第５ｅ図の波形を参照）、この出力は比較器５
６により検出されて（第５ｆ図参照）、第１図のタイミ
ングブロック２０のための検出信号を与える。次いでブ
ロック２０は、スイッチ５０を増幅器２４からの入力信
号から切り離し、スイッチ５２をマイクロプロセッサ３
１に接続して、キャパシタに蓄積した電圧をスイッチ５
１を介してスイッチ５０から第１図のアナログ・デジタ
ル変換器３０に送り、各キャパシタの電圧の測定を可能
にする。第１図のマイクロプロセッサ３１は、送信開始
から信号の位相反転の検出までに生じたマスタークロッ
クパルスの数についての情報をブロック２０から得てお
り、この情報がマスタークロックの１クロック周期の精
度での、すなわち超音波信号の周期の１／８の精度での
通過時間を与える。したがって、1.４４MHz のクロック
では、通過時間の測定精度はマイクロ秒（すなわち１秒
の１００万分の１）となることが期待される。実際に
は、波形に僅かなドリフトがあるため、クロックパルス
の２ないし３個相当の精度（たとえば１秒の１００万分
の５）になる。
接受けるが、フィルター２７は入力をＲＣ回路から受け
る。キャパシタの動的特性は共振ＬＣ回路と同様で、位
相検知器２９の基準入力として機能する位相メモリの作
用を果たす。同期検知器５４は、出力をフィルター５５
に通し（第５ｅ図の波形を参照）、この出力は比較器５
６により検出されて（第５ｆ図参照）、第１図のタイミ
ングブロック２０のための検出信号を与える。次いでブ
ロック２０は、スイッチ５０を増幅器２４からの入力信
号から切り離し、スイッチ５２をマイクロプロセッサ３
１に接続して、キャパシタに蓄積した電圧をスイッチ５
１を介してスイッチ５０から第１図のアナログ・デジタ
ル変換器３０に送り、各キャパシタの電圧の測定を可能
にする。第１図のマイクロプロセッサ３１は、送信開始
から信号の位相反転の検出までに生じたマスタークロッ
クパルスの数についての情報をブロック２０から得てお
り、この情報がマスタークロックの１クロック周期の精
度での、すなわち超音波信号の周期の１／８の精度での
通過時間を与える。したがって、1.４４MHz のクロック
では、通過時間の測定精度はマイクロ秒（すなわち１秒
の１００万分の１）となることが期待される。実際に
は、波形に僅かなドリフトがあるため、クロックパルス
の２ないし３個相当の精度（たとえば１秒の１００万分
の５）になる。
【００１６】これは用途によって十分に正確であるが、
たとえばガスメーターの場合にはもっと高い精度が要求
されることがあり、スイッチ５２を第６図に示す位置と
は反対の位置に置き、マイクロプロセッサ３１によりス
イッチ５２を介してスイッチ５１を走査制御して、キャ
パシタアレイに蓄積した電圧をマイクロプロセッサ３１
に通し、該マイクロプロセッサ３１によりキャパシタ電
圧を調べることによって、この高い精度を達成すること
ができる。キャパシタ電圧のデジタル値は、信号通過中
における波形の位相シフトを求めるために使用でき、こ
の位相シフトは以下に説明するように信号通過時間の微
調整に使用できる。マスタークロックは８分割されて通
過時間信号を形成しているので、通過時間信号はマスタ
ークロックと同位相である。マスタークロックはスイッ
チ５１を進めるためにも使用されており、該スイッチの
周期の始まりは送信信号の波形の立ち上がりと一致し
（第５ｂ図及び第５ｃ図参照）、スイッチ作動は位相反
転が検出されるまで継続する。各キャパシタに蓄積され
た電圧は数周期にわたり平均化されており、受信信号の
波形の位相を表す。したがって、キャパシタアレイの各
キャパシタ１ないし８の電圧値は第５ｇ図に示すように
なる。
たとえばガスメーターの場合にはもっと高い精度が要求
されることがあり、スイッチ５２を第６図に示す位置と
は反対の位置に置き、マイクロプロセッサ３１によりス
イッチ５２を介してスイッチ５１を走査制御して、キャ
パシタアレイに蓄積した電圧をマイクロプロセッサ３１
に通し、該マイクロプロセッサ３１によりキャパシタ電
圧を調べることによって、この高い精度を達成すること
ができる。キャパシタ電圧のデジタル値は、信号通過中
における波形の位相シフトを求めるために使用でき、こ
の位相シフトは以下に説明するように信号通過時間の微
調整に使用できる。マスタークロックは８分割されて通
過時間信号を形成しているので、通過時間信号はマスタ
ークロックと同位相である。マスタークロックはスイッ
チ５１を進めるためにも使用されており、該スイッチの
周期の始まりは送信信号の波形の立ち上がりと一致し
（第５ｂ図及び第５ｃ図参照）、スイッチ作動は位相反
転が検出されるまで継続する。各キャパシタに蓄積され
た電圧は数周期にわたり平均化されており、受信信号の
波形の位相を表す。したがって、キャパシタアレイの各
キャパシタ１ないし８の電圧値は第５ｇ図に示すように
なる。
【００１７】破線はこれらの電圧を使用して再構成した
波形であり、第５ｇの波形を第５ｂ図の波形と比較する
と、この例では、受信波形は送信波形との間に１８０°
の位相差があることが分かる。この位相差を使用して算
出した通過時間を修正することができる。たとえば、送
信開始から位相反転の受信までに７０１個のマスターク
ロックパルスがカウントされたとすると、このカウント
から通過時間は超音波信号の周期にして７０１／８＝８
7.６周期となる。しかし、第５ｇ図から、１８０°の位
相シフトが発生していることが知られるので、この位相
シフトは１周期３６０°の0.５ということになる。すな
わち、１周期の中の区分では、0.５がより正確な結果で
あり、真の結果として８7.５００の値を与えることが、
８7.６とするよりも正確になる。したがって、数周期
（好ましい構成では１６周期）にわたって平均化した位
相測定値によりマスタークロックのみの粗い測定値を修
正し、各周期間のドリフトを考慮した測定が可能にな
る。キャパシタの電圧は、それぞれ第１図のアナログ・
デジタル変換器３０において８ビットのデジタル値に変
換される。蓄積された波形の位相角は、たとえば電圧の
デジタル値についてフーリエ変換を行う計算により算出
でき、結果として得られる分解能は５マイクロ秒とな
り、マスタークロックのみを使用する場合に比べて１０
００倍も改良される。
波形であり、第５ｇの波形を第５ｂ図の波形と比較する
と、この例では、受信波形は送信波形との間に１８０°
の位相差があることが分かる。この位相差を使用して算
出した通過時間を修正することができる。たとえば、送
信開始から位相反転の受信までに７０１個のマスターク
ロックパルスがカウントされたとすると、このカウント
から通過時間は超音波信号の周期にして７０１／８＝８
7.６周期となる。しかし、第５ｇ図から、１８０°の位
相シフトが発生していることが知られるので、この位相
シフトは１周期３６０°の0.５ということになる。すな
わち、１周期の中の区分では、0.５がより正確な結果で
あり、真の結果として８7.５００の値を与えることが、
８7.６とするよりも正確になる。したがって、数周期
（好ましい構成では１６周期）にわたって平均化した位
相測定値によりマスタークロックのみの粗い測定値を修
正し、各周期間のドリフトを考慮した測定が可能にな
る。キャパシタの電圧は、それぞれ第１図のアナログ・
デジタル変換器３０において８ビットのデジタル値に変
換される。蓄積された波形の位相角は、たとえば電圧の
デジタル値についてフーリエ変換を行う計算により算出
でき、結果として得られる分解能は５マイクロ秒とな
り、マスタークロックのみを使用する場合に比べて１０
００倍も改良される。
【００１８】送信のトリガパルス（第３ｂ図）からのク
ロックパルス数を計算する場合に、送信信号が位相反転
するまでに１６周期の波形が送られるとすると、１６周
期だけ、すなわち１６Ｘ８＝１２８のマスタークロック
パルスだけ引き算することが必要である。したがって、
上述の例では、送信信号のトリガからカウントしたパル
ス数は７０１＋１２８＝８２９であったことになる。ク
ロックが1.４４MHz の場合には、１２８のカウントには
８8.８８マイクロ秒の期間が、７０１のパルスカウント
には４８6.８マイクロ秒の期間がそれぞれ必要である。
再構成された正弦波の正弦及び余弦係数は、次の式を使
用して計算される。 正弦係数＝（v2-v6) + 0.707 (vl+v3-v5-v7) 余弦係数＝（v0-v4) + 0.707 (vl+v7-v3-v5) ここに、ｖ０ないしｖ７はキャパシタアレイのデジタル
値であり、０から２５５の値をとる。キャパシタから得
られる位相角を求めるには、正弦係数及び余弦係数の大
きさと符号を求めて、それぞれの周期の８分円のどの位
置あるか、を計算する。 ８分円 0 1/8 2/8 3/8 4/8 5/8 6/8 7/8 正弦 ： ＋ : ＋ : − : − : 余弦 ： ＋ : − : − : ＋ : Ｓ＞Ｃ： no yes:yes no:no yes:yes no: 1. Ｃ＞Ｓで余弦係数と正弦係数が共に正であれば、微
細カウント＝arctan(sine/cos)である。 2. Ｃ＞Ｓで余弦係数が正であるが正弦係数が負であれ
ば、微細カウント＝３６０°−arctan(sine/cos)であ
る。 3. Ｃ＞Ｓで余弦係数と正弦係数が共に正であれば、微
細カウント＝１８０°−arctan(sine/cos)である。 4. Ｃ＞Ｓで余弦係数が負であるが正弦係数が正であれ
ば、微細カウント＝１８０°−arctan(sine/cos)であ
る。 5. Ｓ＞Ｃで余弦係数と正弦係数が共に正であれば、微
細カウント＝９０°−arctan(sine/cos)である。 6. Ｓ＞Ｃで余弦係数が正であるが正弦係数が負であれ
ば、微細カウント＝２７０°＋arctan(sine/cos)であ
る。 7. Ｓ＞Ｃで余弦係数と正弦係数が共に正であれば、微
細カウント＝２７０°−arctan(sine/cos)である。 8. Ｓ＞Ｃで余弦係数が負であるが正弦係数が正であれ
ば、微細カウント＝９０°＋arctan(sine/cos)である。
ロックパルス数を計算する場合に、送信信号が位相反転
するまでに１６周期の波形が送られるとすると、１６周
期だけ、すなわち１６Ｘ８＝１２８のマスタークロック
パルスだけ引き算することが必要である。したがって、
上述の例では、送信信号のトリガからカウントしたパル
ス数は７０１＋１２８＝８２９であったことになる。ク
ロックが1.４４MHz の場合には、１２８のカウントには
８8.８８マイクロ秒の期間が、７０１のパルスカウント
には４８6.８マイクロ秒の期間がそれぞれ必要である。
再構成された正弦波の正弦及び余弦係数は、次の式を使
用して計算される。 正弦係数＝（v2-v6) + 0.707 (vl+v3-v5-v7) 余弦係数＝（v0-v4) + 0.707 (vl+v7-v3-v5) ここに、ｖ０ないしｖ７はキャパシタアレイのデジタル
値であり、０から２５５の値をとる。キャパシタから得
られる位相角を求めるには、正弦係数及び余弦係数の大
きさと符号を求めて、それぞれの周期の８分円のどの位
置あるか、を計算する。 ８分円 0 1/8 2/8 3/8 4/8 5/8 6/8 7/8 正弦 ： ＋ : ＋ : − : − : 余弦 ： ＋ : − : − : ＋ : Ｓ＞Ｃ： no yes:yes no:no yes:yes no: 1. Ｃ＞Ｓで余弦係数と正弦係数が共に正であれば、微
細カウント＝arctan(sine/cos)である。 2. Ｃ＞Ｓで余弦係数が正であるが正弦係数が負であれ
ば、微細カウント＝３６０°−arctan(sine/cos)であ
る。 3. Ｃ＞Ｓで余弦係数と正弦係数が共に正であれば、微
細カウント＝１８０°−arctan(sine/cos)である。 4. Ｃ＞Ｓで余弦係数が負であるが正弦係数が正であれ
ば、微細カウント＝１８０°−arctan(sine/cos)であ
る。 5. Ｓ＞Ｃで余弦係数と正弦係数が共に正であれば、微
細カウント＝９０°−arctan(sine/cos)である。 6. Ｓ＞Ｃで余弦係数が正であるが正弦係数が負であれ
ば、微細カウント＝２７０°＋arctan(sine/cos)であ
る。 7. Ｓ＞Ｃで余弦係数と正弦係数が共に正であれば、微
細カウント＝２７０°−arctan(sine/cos)である。 8. Ｓ＞Ｃで余弦係数が負であるが正弦係数が正であれ
ば、微細カウント＝９０°＋arctan(sine/cos)である。
【００１９】マスタークロックから得られた粗いカウン
トと上述の微細カウントを２進形式で組み合わせる。こ
のためには、粗いカウントを減分してその重みの低い
（leastsignificant bit) 方の３ビット（ＬＳＢｓ）が
微細カウントの最も重みのある(mostsignificant bit)
方の３ビットとマッチするようにする。そして、粗いカ
ウントの下から３ビットを切り捨てて、粗いカウントを
７回だけ桁移動する。最後に、微細カウントを粗いカウ
ントに加える。これらの操作はすべてマイクロプロセッ
サの制御で行われる。組み合わせたカウントは1.４４MH
z のマスタークロックｘ１２８で、１８4.３MHz のタイ
ミング分解能を有する。これは、アナログ・デジタル変
換の分解能を高めることによりさらに改善することがで
きる。すなわち、８ビットのデジタル化により一周期の
約１／１０００に相当する分解能が得られ、１０ビット
変換により一周期の約１／４０００、又は１８０KHz 周
波数で1.３マイクロ秒の分解能が得られる。
トと上述の微細カウントを２進形式で組み合わせる。こ
のためには、粗いカウントを減分してその重みの低い
（leastsignificant bit) 方の３ビット（ＬＳＢｓ）が
微細カウントの最も重みのある(mostsignificant bit)
方の３ビットとマッチするようにする。そして、粗いカ
ウントの下から３ビットを切り捨てて、粗いカウントを
７回だけ桁移動する。最後に、微細カウントを粗いカウ
ントに加える。これらの操作はすべてマイクロプロセッ
サの制御で行われる。組み合わせたカウントは1.４４MH
z のマスタークロックｘ１２８で、１８4.３MHz のタイ
ミング分解能を有する。これは、アナログ・デジタル変
換の分解能を高めることによりさらに改善することがで
きる。すなわち、８ビットのデジタル化により一周期の
約１／１０００に相当する分解能が得られ、１０ビット
変換により一周期の約１／４０００、又は１８０KHz 周
波数で1.３マイクロ秒の分解能が得られる。
【００２０】各方向について計算されたこの通過時間か
ら流体速度を計算するには、マイクロプロセッサは式 Ｖ＝（Ｌ／２ｔｌ−Ｌ／２ｔ２） を使用する。ここに、ｔ１とｔ２は各方向の通過時間で
あり、ｖは速度、Ｌはトランスデューサ間の距離であ
る。トランスデューサの遅れ又は有効長減少が顕著な場
合には、この式を修正することができる。ガスの容積
は、与えられたダクト面積に対し、流れ速度を乗じて計
算することができる。価格を節減し、動力消費を軽減す
るためにマスタークロックにより実行できる作動速度を
十分に低くしても、１００MHz またはそれ以上のものと
等価の分解能を得ることができる。動力節減の効果を高
めるために、トランスデューサの作動時間を短くし、休
止期間を比較的長くすることもできる。これは装置の駆
動に電池動力を使用する場合に特に有用である。
ら流体速度を計算するには、マイクロプロセッサは式 Ｖ＝（Ｌ／２ｔｌ−Ｌ／２ｔ２） を使用する。ここに、ｔ１とｔ２は各方向の通過時間で
あり、ｖは速度、Ｌはトランスデューサ間の距離であ
る。トランスデューサの遅れ又は有効長減少が顕著な場
合には、この式を修正することができる。ガスの容積
は、与えられたダクト面積に対し、流れ速度を乗じて計
算することができる。価格を節減し、動力消費を軽減す
るためにマスタークロックにより実行できる作動速度を
十分に低くしても、１００MHz またはそれ以上のものと
等価の分解能を得ることができる。動力節減の効果を高
めるために、トランスデューサの作動時間を短くし、休
止期間を比較的長くすることもできる。これは装置の駆
動に電池動力を使用する場合に特に有用である。
【００２１】低動力のための実施例を第７図に示す。こ
の装置では、トランスデューサＴＤＲ１、ＴＤＲ２がブ
ロック２２、２３に接続されており、前例と同様に増幅
キャパシタ２４とトランスミッタ発振器２１が共通に設
けられる。位相検知器２９（入力フィルターは図示して
いない）がカウンタ６３に接続される。マイクロプロセ
ッサ（たとえば日立のタイプ６８ＨＣ０５）３１が低電
圧作動のために使用される。装置は、たとえば一個のリ
チュウム電池により作動する。送信と位相反転検出との
間の期間におけるマスタークロックの数を求めるために
カウンタ６３を使用する。カウンタ６３の出力はバス６
１に与えられ、該バス６１は制御用インターフェース６
２を介してマイクロプロセッサ３１に接続されている。
クロックブロック７５（たとえば２MHのもの）がマイク
ロプロセッサ３１に組み合わされ、両者はタイマー６０
から入力を受ける。システム制御及びスタンバイのため
のタイマー６０は、マイクロプロセッサ及び他の部品を
周期的に作動させ、他の時間にはシステムをスタンバイ
状態とするとともに、システムに対して絶対的なタイム
クロックを与える。マイクロプロセッサ３１が作動状態
となる少し前にクロック７５がオンになり、マイクロプ
ロセッサの作動が開始される前にクロックが安定するよ
うになっている。マイクロプロセッサ３１は、タイマー
６０により作動状態にされたとき、送信、受信、変換、
計算、表示等のシステムシーケンスを実行できる。この
シーケンスが完了すると、クロックがオフにされ、動力
が節約される。スイッチ切り換え可能なキャパシタアレ
イ２５は、アナログ形式のマルチプレクサ７８を経て電
圧をアナログ・デジタル変換器３０に取り出すことがで
きる。アナログ・デジタル変換器３０は、タイミング分
解能を高めるために１０ビットとすることが好ましい。
変換器３０の出力は制御インターフェース６２を介して
マイクロプロセッサに入力される。モニター及び調整の
目的で、別のアナログ・デジタル変換器７０が電池電圧
と温度に関する入力を受けるようにしてもよい。変換器
７０はマイクロプロセッサ３１と一体であり、同様にマ
イクロプロセッサ３１に一体にＲＯＭ７４、ＲＡＭ７
３、及び電気的に消去可能なＲＯＭ（ＥＥＲＯＭ）７２
が設けられる。
の装置では、トランスデューサＴＤＲ１、ＴＤＲ２がブ
ロック２２、２３に接続されており、前例と同様に増幅
キャパシタ２４とトランスミッタ発振器２１が共通に設
けられる。位相検知器２９（入力フィルターは図示して
いない）がカウンタ６３に接続される。マイクロプロセ
ッサ（たとえば日立のタイプ６８ＨＣ０５）３１が低電
圧作動のために使用される。装置は、たとえば一個のリ
チュウム電池により作動する。送信と位相反転検出との
間の期間におけるマスタークロックの数を求めるために
カウンタ６３を使用する。カウンタ６３の出力はバス６
１に与えられ、該バス６１は制御用インターフェース６
２を介してマイクロプロセッサ３１に接続されている。
クロックブロック７５（たとえば２MHのもの）がマイク
ロプロセッサ３１に組み合わされ、両者はタイマー６０
から入力を受ける。システム制御及びスタンバイのため
のタイマー６０は、マイクロプロセッサ及び他の部品を
周期的に作動させ、他の時間にはシステムをスタンバイ
状態とするとともに、システムに対して絶対的なタイム
クロックを与える。マイクロプロセッサ３１が作動状態
となる少し前にクロック７５がオンになり、マイクロプ
ロセッサの作動が開始される前にクロックが安定するよ
うになっている。マイクロプロセッサ３１は、タイマー
６０により作動状態にされたとき、送信、受信、変換、
計算、表示等のシステムシーケンスを実行できる。この
シーケンスが完了すると、クロックがオフにされ、動力
が節約される。スイッチ切り換え可能なキャパシタアレ
イ２５は、アナログ形式のマルチプレクサ７８を経て電
圧をアナログ・デジタル変換器３０に取り出すことがで
きる。アナログ・デジタル変換器３０は、タイミング分
解能を高めるために１０ビットとすることが好ましい。
変換器３０の出力は制御インターフェース６２を介して
マイクロプロセッサに入力される。モニター及び調整の
目的で、別のアナログ・デジタル変換器７０が電池電圧
と温度に関する入力を受けるようにしてもよい。変換器
７０はマイクロプロセッサ３１と一体であり、同様にマ
イクロプロセッサ３１に一体にＲＯＭ７４、ＲＡＭ７
３、及び電気的に消去可能なＲＯＭ（ＥＥＲＯＭ）７２
が設けられる。
【００２２】汎用の非同期レシーバトランスミッタ（Ｕ
ＡＲＴ）７１が直列データインターフェースとして設け
られる。液晶表示装置（ＬＣＤ）６５がドライバ６４を
介して設けられる。ドライバ６５はそれ自身内部にクロ
ックを持つ。前例におけると同様に、発振器１５、位相
検知器１７、ディバイダ１８、電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）１９が設けられる。しかし、ディバイダ１８の分割
比はバス６１を介して設定され、これらブロックにより
構成される位相ロックループは必要に応じてタイマー６
０により作動させられる。装置の作動順序を、第９図の
作動ロジックフローチャートに示す。位相ロックループ
（ＰＬＬ）及び他の部品を周期的に使用することによ
り、動力需要を減少させることができ、連続的に動力を
必要とするブロックは液晶表示装置（ＬＣＤ）６５と、
発振器１５と、マイマーブロック６０のみとなる。マイ
クロプロセッサ３１は常時電力を供給されるが、それに
組み合わされるクロック７５にはスタンバイ中は電力供
給は行われず、電力消費が減少する。この配置により、
連続的な電力消費は５０マイクロアンペア以下になる。
実際のシステムは、時間全体の１／５０程度で作動状態
となり、電池寿命を数年にも伸ばすことが可能になる。
作動状態の期間は第８図にみることができる。
ＡＲＴ）７１が直列データインターフェースとして設け
られる。液晶表示装置（ＬＣＤ）６５がドライバ６４を
介して設けられる。ドライバ６５はそれ自身内部にクロ
ックを持つ。前例におけると同様に、発振器１５、位相
検知器１７、ディバイダ１８、電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）１９が設けられる。しかし、ディバイダ１８の分割
比はバス６１を介して設定され、これらブロックにより
構成される位相ロックループは必要に応じてタイマー６
０により作動させられる。装置の作動順序を、第９図の
作動ロジックフローチャートに示す。位相ロックループ
（ＰＬＬ）及び他の部品を周期的に使用することによ
り、動力需要を減少させることができ、連続的に動力を
必要とするブロックは液晶表示装置（ＬＣＤ）６５と、
発振器１５と、マイマーブロック６０のみとなる。マイ
クロプロセッサ３１は常時電力を供給されるが、それに
組み合わされるクロック７５にはスタンバイ中は電力供
給は行われず、電力消費が減少する。この配置により、
連続的な電力消費は５０マイクロアンペア以下になる。
実際のシステムは、時間全体の１／５０程度で作動状態
となり、電池寿命を数年にも伸ばすことが可能になる。
作動状態の期間は第８図にみることができる。
【００２３】既に説明したように、スタンバイ中はタイ
マー６０とタイマーのクロック入力に必要な発振器１５
は作動状態にある。連続表示が必要であれば、液晶表示
装置（ＬＣＤ）６５にも電力を供給する。タイマー６０
により定まるスタンバイ期間の後に、マイクロプロセッ
サ３１を作動状態と（第８ａ図参照）する。この作動状
態とする期間は、超音波信号を両方向に送信し検出し
て、その結果を計算するに十分な期間、すなわち２０ミ
リ秒程度とする。クロックブロック７５をオンにしマイ
クロプロセッサ３１を作動状態とした後に、電力制御発
振器（ＶＣＯ）１９に電力を供給し、検知器１７を作動
状態として、発振器１５と接続する（第８ｂ図参照）。
数ミリ秒（マスタークロックを設定するための時間）の
後に、制御タイマー６０により送信可能化パルスを発生
させ、送信を開始する。この期間だけトランスデューサ
が作動状態となる。実際には、送信はこの期間にいずれ
の方向にも行われ（第８ｃ図参照）るので、２つの作動
期間が示されている。受信回路は各方向の送信の直後に
作動状態となる（第８ｄ図参照）。
マー６０とタイマーのクロック入力に必要な発振器１５
は作動状態にある。連続表示が必要であれば、液晶表示
装置（ＬＣＤ）６５にも電力を供給する。タイマー６０
により定まるスタンバイ期間の後に、マイクロプロセッ
サ３１を作動状態と（第８ａ図参照）する。この作動状
態とする期間は、超音波信号を両方向に送信し検出し
て、その結果を計算するに十分な期間、すなわち２０ミ
リ秒程度とする。クロックブロック７５をオンにしマイ
クロプロセッサ３１を作動状態とした後に、電力制御発
振器（ＶＣＯ）１９に電力を供給し、検知器１７を作動
状態として、発振器１５と接続する（第８ｂ図参照）。
数ミリ秒（マスタークロックを設定するための時間）の
後に、制御タイマー６０により送信可能化パルスを発生
させ、送信を開始する。この期間だけトランスデューサ
が作動状態となる。実際には、送信はこの期間にいずれ
の方向にも行われ（第８ｃ図参照）るので、２つの作動
期間が示されている。受信回路は各方向の送信の直後に
作動状態となる（第８ｄ図参照）。
【００２４】キャパシタアレイ内の８個のキャパシタの
電圧は受信が終了した後にデジタル値に変換される。こ
のような作動は、受信の各方向について１回ずつ、合計
２回生じる（第８ｅ図参照）。計算が完了し、結果が記
憶され、表示されて２０ミリ秒の後、システムは次の数
秒間スタンバイに戻り、その後に作動が繰り返される。
位相ロックループ（ＰＬＬ）は約４ミリ秒の間作動状態
となり、この期間中にトランスデューサは何回も作動状
態となる。実際の送信には約５０ミリアンペアの電流が
必要であるが、作動期間が短いので平均すると１秒あた
りでは単に１３マイクロアンペアに過ぎない。他の期間
も同様に短く、システムを連続的に作動状態とする場合
のたとえば５ミリアンペアに比べて消費電力はたとえば
１００マイクロアンペアまで減少する。分解能を高める
ためのキャパシタ構造を用いることも必要電力を減少さ
せることに効果がある。すなわち、分解能を高めるため
に高いクロック速度を使用すると電力消費が増大する
が、本発明ではそのような問題を解消できる。
電圧は受信が終了した後にデジタル値に変換される。こ
のような作動は、受信の各方向について１回ずつ、合計
２回生じる（第８ｅ図参照）。計算が完了し、結果が記
憶され、表示されて２０ミリ秒の後、システムは次の数
秒間スタンバイに戻り、その後に作動が繰り返される。
位相ロックループ（ＰＬＬ）は約４ミリ秒の間作動状態
となり、この期間中にトランスデューサは何回も作動状
態となる。実際の送信には約５０ミリアンペアの電流が
必要であるが、作動期間が短いので平均すると１秒あた
りでは単に１３マイクロアンペアに過ぎない。他の期間
も同様に短く、システムを連続的に作動状態とする場合
のたとえば５ミリアンペアに比べて消費電力はたとえば
１００マイクロアンペアまで減少する。分解能を高める
ためのキャパシタ構造を用いることも必要電力を減少さ
せることに効果がある。すなわち、分解能を高めるため
に高いクロック速度を使用すると電力消費が増大する
が、本発明ではそのような問題を解消できる。
【図１】流体流れの計測を行うための第一の構成をすめ
す概略図。
す概略図。
【図２】図１の信号発振器をより詳細に示した概略図。
【図３】転送時の波形図。
【図４】トランスデューサに関する図１の転送／受信段
階をより詳細に示す概念図。
階をより詳細に示す概念図。
【図５】転送前の受信及び検出についての波形図。
【図６】図１のスキャンされたキャパシタアレイと検出
アスペクトをより詳細に示す概念図。
アスペクトをより詳細に示す概念図。
【図７】図１の変更例を示す概略図。
【図８】タイミング及び図７の構成により発生した他の
波形を示す概略図。
波形を示す概略図。
【図９】図７についてのフローチャートである。
１０・・・・ダクト、 ＴＤＲ１、ＴＤＲ２・・・・トランスデューサ、 １５・・・・クリスタル発振器、 １７・・・・位相検知器、 １８・・・・デバイダ、 １９・・・・電圧制御発振器、 ２０・・・・タイミングロジックブロック、 ２４・・・・増幅器、 ３１・・・・マイクロプロセッサ。
Claims (9)
- 【請求項１】流体の流路中に信号伝達経路を形成するよ
うに互いに隔たって配置された第一及び第二のトランス
デューサ手段と、 前記トランスデューサ手段間で信号を双方向に送信及び
受信するための送信及び受信手段と、 前記トランスデューサ手段の各々が周期的に送信手段及
び受信手段のいずれかとして作動するようにするスイッ
チ手段と、 を備え、 前記第一及び第二のトランスデューサ手段間での双方向
の信号伝達時間差を検出して流体の速度を測定するよう
になった流体速度測定装置のための信号送受信装置であ
って、 前記第一トランスデューサ手段は、その特性が送信モー
ドで作動する場合と受信モードで作動する場合の両方で
ほぼ同一となるようにする送信及び受信の両方に共通の
第一マッチング手段を備え、 前記第二トランスデューサ手段は、その特性が送信モー
ドで作動する場合と受信モードで作動する場合の両方で
ほぼ同一となるようにする送信及び受信の両方に共通の
第二マッチング手段を備える、 ことを特徴とする流体速度測定装置のための信号送受信
装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載した信号送受信装置であ
って、前記マッチング手段の各々は、各トランスデュー
サ手段が送信手段及び受信のいずれの場合にも実質的に
一定の低インピーダンス路によりインピーダンスマッチ
ングを行うことを特徴とする信号送受信装置。 - 【請求項３】 請求項２に記載した信号送受信装置であ
って、前記低インピーダンス路は、前記トランスデュー
サ手段駆動用の送信信号を受けるコイルを備えたトラン
スフォーマを有するネットワークを備えており、該トラ
ンスフォーマの前記コイルは信号受信状態では受信回路
に直列接続されることを特徴とする信号送受信装置。 - 【請求項４】 請求項３に記載した信号送受信装置であ
って、前記ネットワークは前記トランスフォーマの前記
コイルに直列に接続されたマッチング抵抗と前記トラン
スデューサ手段の両端に接続された位相一致性を最良に
するためのキャパシタとを備えることを特徴とする信号
送受信装置。 - 【請求項５】 請求項３又は請求項４のいずれか１項に
記載した信号送受信装置であって、トランスフォーマ信
号を発生させるためのトランスデューサ駆動回路を備え
ており、前記駆動回路には送信作動中に前記ネットワー
クのインピーダンス変化を抑制するための定電流レギュ
レータが設けられたことを特徴とする信号送受信装置。 - 【請求項６】 請求項１ないし請求項５のいずれか１項
に記載した信号送受信装置であって、前記トランスデュ
ーサ手段は、トランスミッタ手段だとして作動するとき
に複数の周期又はパルスの中にマーカーとして作用する
位相変化点を備える信号を発生し、受信手段として作動
するときにマーカーとして作用する位相変化点を検出す
るようになったことを特徴とする信号送受信装置。 - 【請求項７】 請求項６に記載した信号送受信装置であ
って、受信信号の振幅情報を保持する保持手段が設けら
れたことを特徴とする信号送受信装置。 - 【請求項８】 請求項７に記載した信号送受信装置であ
って、前記保持手段は複数のキャパシタからなるキャパ
シタアレイを備えることを特徴とする信号送受信装置。 - 【請求項９】 請求項１ないし請求項８のいずれか１項
に記載した信号送受信装置であって、前記保持手段に保
持された振幅情報からタイミング情報を得て流体速度を
求める算定手段が設けられたことを特徴とする信号送受
信装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB8924517A GB2237639B (en) | 1989-10-31 | 1989-10-31 | Measurement system |
| GB8924517:9 | 1989-10-31 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2295182A Division JPH07119638B2 (ja) | 1989-10-31 | 1990-10-31 | 流体速度測定装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08170926A JPH08170926A (ja) | 1996-07-02 |
| JP2777084B2 true JP2777084B2 (ja) | 1998-07-16 |
Family
ID=10665476
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2295182A Expired - Lifetime JPH07119638B2 (ja) | 1989-10-31 | 1990-10-31 | 流体速度測定装置 |
| JP7148878A Expired - Lifetime JP2777084B2 (ja) | 1989-10-31 | 1995-06-15 | 流体速度測定装置のための信号送受信装置 |
Family Applications Before (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2295182A Expired - Lifetime JPH07119638B2 (ja) | 1989-10-31 | 1990-10-31 | 流体速度測定装置 |
Country Status (12)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5178018A (ja) |
| EP (2) | EP0670477A2 (ja) |
| JP (2) | JPH07119638B2 (ja) |
| KR (1) | KR940001143B1 (ja) |
| AT (1) | ATE130934T1 (ja) |
| AU (2) | AU620738B2 (ja) |
| CA (1) | CA2028011C (ja) |
| DE (1) | DE69023884T2 (ja) |
| DK (1) | DK0426309T3 (ja) |
| ES (1) | ES2080125T3 (ja) |
| GB (2) | GB2237639B (ja) |
| HK (1) | HK1008086A1 (ja) |
Families Citing this family (51)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NZ243293A (en) * | 1991-06-25 | 1995-03-28 | Commw Scient Ind Res Org | Fluid flow meter: time of travel of acoustic wave packet through fluid |
| NZ243294A (en) * | 1991-06-25 | 1995-04-27 | Commw Scient Ind Res Org | Time of flight of acoustic wave packets through fluid: reduction of higher order acoustic mode effects |
| GB9119742D0 (en) * | 1991-09-16 | 1991-10-30 | British Gas Plc | Measurement system |
| GB2276240B (en) * | 1993-03-16 | 1997-01-15 | British Gas Plc | Fluid flowmeter |
| GB2282447B (en) * | 1993-09-29 | 1997-02-12 | Siemens Measurements Ltd | Improvements in or relating to gas meters |
| JPH07248517A (ja) * | 1994-03-10 | 1995-09-26 | Nikon Corp | 振動検出装置 |
| FR2721360B1 (fr) * | 1994-06-17 | 1996-08-02 | Schlumberger Ind Sa | Oscillateur fluidique et procédé de mesure d'une quantité volumique de fluide s'écoulant dans un tel oscillateur fluidique. |
| JPH08122117A (ja) * | 1994-10-19 | 1996-05-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 流量計測装置 |
| FR2734361B1 (fr) | 1995-05-17 | 1997-07-18 | Schlumberger Ind Sa | Dispositif pour la mesure de la vitesse d'ecoulement d'un fluide par ultrasons |
| DE19522697A1 (de) * | 1995-06-22 | 1997-01-09 | Sick Optik Elektronik Erwin | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Messung der Strömungsgeschwindigkeit mittels akustischer Laufzeitdifferenzen |
| FR2739185B1 (fr) * | 1995-09-25 | 1997-11-14 | Schlumberger Ind Sa | Procede de mesure acoustique d'un debit de fluide |
| FR2748816B1 (fr) * | 1996-05-17 | 1998-07-31 | Schlumberger Ind Sa | Dispositif ultrasonore de mesure de la vitesse d'ecoulement d'un fluide |
| FR2749652B1 (fr) * | 1996-06-07 | 1998-08-21 | Schlumberger Ind Sa | Procede de mesure du temps de propagation d'un signal acoustique dans un fluide par passage a zero dudit signal acoustique |
| US5777238A (en) * | 1996-06-12 | 1998-07-07 | Welch Allyn, Inc. | Driver-receiver apparatus for use with ultrasonic flowmeters |
| FR2750495B1 (fr) * | 1996-07-01 | 1998-08-21 | Schlumberger Ind Sa | Procede et dispositif de mesure d'un debit de fluide en ecoulement |
| US6112601A (en) * | 1996-07-01 | 2000-09-05 | Schlumberger Industries, S.A. | Method and apparatus for measuring the flow rate of a flowing fluid |
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| US5814737A (en) * | 1996-10-04 | 1998-09-29 | Dieterich Technology Holding Corp. | Apparatus and method of detecting an ultrasonic signal |
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| US6314055B1 (en) | 1998-10-16 | 2001-11-06 | Intersense, Inc. | Range measuring system |
| FR2787880B1 (fr) * | 1998-12-29 | 2001-03-02 | Schlumberger Ind Sa | Dispositif et procede de mesure ultrasonore de debit de fluide comportant un convertisseur analogique numerique sigma-delta passe bande |
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| WO2001009636A1 (en) * | 1999-07-28 | 2001-02-08 | Intersense, Inc. | Range measuring system |
| AUPQ480199A0 (en) | 1999-12-22 | 2000-02-03 | AGL Consultancy Pty. Limited | Timed window ultrasonic gas meter with nose cone |
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| DE10163566A1 (de) * | 2001-12-21 | 2003-07-10 | Flowtec Ag | Pulsgenerator |
| JP3585476B2 (ja) | 2002-03-15 | 2004-11-04 | 松下電器産業株式会社 | 流量計測装置 |
| US6925891B2 (en) | 2002-04-30 | 2005-08-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Ultrasonic flowmeter and method of measuring flow volume |
| JP3669580B2 (ja) * | 2002-05-24 | 2005-07-06 | 学校法人慶應義塾 | 超音波流速分布及び流量計 |
| AU2003902318A0 (en) * | 2003-05-14 | 2003-05-29 | Vision Fire And Security Pty Ltd | Improved Sensing Apparatus And Method |
| DE102004023147A1 (de) * | 2004-05-07 | 2005-11-24 | Endress + Hauser Flowtec Ag, Reinach | Vorrichtung zur Bestimmung und/oder Überwachung des Volumen- und/oder Massendurchflusses eines Mediums |
| GB0516752D0 (en) | 2005-08-13 | 2005-09-21 | Flownetix Ltd | A method for ultra low power transit time ultrasonic flow measurement |
| CA2618595C (en) * | 2005-08-13 | 2014-10-28 | Flownetix Limited | Low power ultrasonic flow measurement |
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