DE69023884T2

DE69023884T2 - Messsystem.

Info

Publication number: DE69023884T2
Application number: DE69023884T
Authority: DE
Inventors: Michael John Gill
Original assignee: British Gas PLC
Current assignee: Advantica Intellectual Property Ltd Lough Gb
Priority date: 1989-10-31
Filing date: 1990-10-08
Publication date: 1996-04-25
Anticipated expiration: 2010-10-09
Also published as: JPH03180767A; AU6475590A; ES2080125T3; DK0426309T3; AU8807991A; GB8924517D0; HK1008086A1; US5178018A; DE69023884D1; ATE130934T1; KR910008387A; EP0426309B1; GB2237639B; EP0670477A2; GB2266373B; JP2777084B2; KR940001143B1; GB9312017D0; GB2237639A; CA2028011C

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Meßsystem zum Messen der Geschwindigkeit und/oder des Volumens von zwischen zwei Transducern hindurchströmendem Fluid.
In der anhängigen parallelen Anmeldung GB 8813640 (EP-A-0347096) des Anmelders sind ein System und ein Verfahren zum Messen von Fluid in einer Vorrichtung beschrieben, welche unter anderem zur Gasmessung geeignet ist. Die Anordnung bestimmt die Geschwindigkeit/das Volumen von Gas durch Erfassen der Laufzeit eines Ultraschallsignals in beiden Richtungen zwischen ersten und zweiten Transducern und nutzt dieses Ergebnis zur Berechnung der Gasgeschwindigkeit und des Volumens des verbrauchten Gases. Das vorliegende System bezieht sich auf ein gegenüber der anhängigen parallelen Anmeldung dieses Anmelders modifiziertes System.
Weitere Anordnungen sind in der GB-A-2205645, GB-A-2167857 und EP- A-0200896 beschrieben, welche von dem Typ sind, der erste und zweite Ultraschalltransducer aufweist, die voneinander beabstandet sind, um Signale von dem ersten Transducer an den zweiten Transducer durch ein Fluid sendet und welcher die Zeit bestimmt, die dafür benötigt wird.
Die vorliegende Anordnung bezieht sich auf das Schaffen einer Anordnung und eines Verfahrens, bei der bzw. bei dem eine hochakurate Zeitmessung vorgenommen werden kann.
Gemäß der Erfindung wird ein System zum Messen der Zeit bestimmt, welches ein Signal benötigt, um zwischen zwei beabstandeten Punkten in einem Fluid zu laufen, welches aufweist:
eine Transmitter-Einrichtung 21 zum Erzeugen eines Signals;
eine erste Transducer-Einrichtung TDR1 zum Senden des erzeugten Signals;
eine zweite Transducer-Einrichtung TDR2, welche von der ersten Transducer-Einrichtung beabstandet ist, zum Empfangen des gesendeten Signals; und
eine Einrichtung zum Erfassen des empfangenen Signals, wobei das System dadurch gekennzeichnet ist, daß das erzeugte Signal eine Vielzahl von Zyklen oder Impulsen mit einer Phasenänderung darin aufweist, welche als eine Markierung wirkt und die Erfassungseinrichtung eine Einrichtung zum Erfassen der Phasenänderungsmarkierung sowie eine Einrichtung zum Abtasten und Speichern von Amplitudenwerten des empfangenen Signals aufweist, um das Messen der Zeitperiode für den Signaldurchgang durch das Fluid zu unterstützen.
Des weiteren wird gemäß der Erfindung ein Verfahren zum Messen der Zeit bereitgestellt, welches ein Signal benötigt, um zwischen zwei beabstandeten Punkten in einem Fluid zu laufen, welches aufweist:
Erzeugen eines Signals;
Senden des erzeugten Signals durch das Fluid über einen ersten Transducer;
Empfangen des gesendeten Signals von einem zweiten Transducer nach einem Durchgang durch das Fluid; und
Erfassen des empfangenen Signals, wobei das Verfahren dadurch gekennzeichnet ist, daß das erzeugte Signal eine Vielzahl von Zyklen oder Impulsen mit einer Phasenänderung darin aufweist, welche als eine Markierung wirken; und der Erfassungsschritt ein Erfassen der Phasenänderungsmarkierung und ein Abtasten und Speichern von Amplitudenwerten des empfangenen Signals aufweist, um ein Messen der Zeitperiode für den Signaldurchgang durch das Fluid zu unterstützen.
sdie Erfindung wird nun beispielhaft unter Bezug auf die in den beigefügten Zeichnungen beschriebenen Ausführungsbeispiele beschrieben, in welchen:
Fig. 1 eine erste Konfiguration zur Messung einer Fluidströmung zeigt;
Fig. 2 den Sendegenerator gemäß Fig. 1 detallierter zeigt;
Fig. 3 die mit dem Senden verbundenen Wellenformen zeigt;
Fig.4 die Sende-/Empfangsstufen gemäß Fig. 1 zeigt, welche mit den Transducern verbunden sind, und zwar detallierter;
Fig. 5 Wellenformen nach der Übertragung zeigt, welche mit dem Empfang und der Erfassung verbunden sind;
Fig. 6 die abgetastete Kondensatorfeldanordnung und Erfassungsaspekte gemaß Fig. 1 detaillierter zeigt;
Fig. 7 ein alternatives Ausführungsbeispiel bezüglich Fig. 1 zeigt;
Fig. 8 Zeitgabe und weitere Wellenformen zeigt, welche durch eine Konfiguration gemäß Fig. 7 erzeugt werden; und
Fig. 9 ein mit Fig. 7 verbundenes Flußdiagramm zeigt.
Die Konfiguration bzw. der Aufbau gemäß Fig. 1 zeigt eine Fluidgeschwindigkeits-Meßanordnung, welche zwei akustische Transducer TRD 1, 2 (z.B. piezo-elektrische Vorrichtungen) in einer Leitung 10 anwendet, welche voneinander um eine Entfernung L beabstandet sind. Diese akustischen Transducer sind bei Ultraschallfrequenzen betreibbar.
Das System weist einen Kristalloszillator 15 auf, welcher eine stabile Bezugssignalquelle (z.B. 32 kHz) schafft. Dies wird für die phasenverriegelte Schleife (PLL) innerhalb der unterbrochenen Linien vorgesehen und weist einen phasenempfindlichen Detektor 17, einen Dividierer 18 und einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 19 auf.
Der VCO 19 ist so aufgebaut, daß er eine feste Frequenzausgabe (z.B. 1,44 MHz) bereitstellt, welche durch seine Eingabespannung gesteuert iswird. Diese Frequenz wird über den Dividierer 18 (z.B. dividiert durch 44) rückgekoppelt, um eine Frequenz zu liefern, welche der genauen Kristalloszillator-Bezugsfrequenz entspricht. Diese Frequenzen werden in dem Detektor 17 verglichen, und dessen Spannung wird eingestellt bzw. adjustiert, wenn irgendein Fehler vorhanden ist, um den VCO auf den geforderten Betriebsparameter zu ziehen.
Die Ausgabe des VCO 19 liefert die Haupttaktfrequenz bzw. Master- Taktfrequenz des Systems. Dieser Haupttakt wird einem Zeitgeber- Logikblock 20 zur Verfügung gestellt, welcher diesen an andere Systemblocks weiterleiten kann, falls dies benötigt wird, oder liefert Steuersignale in Abhängigkeit von einer internen Logikschaltung (oder aufgrund eines Befehls durch einen Mikroprozessor/eine Steuervorrichtung 31). Da jeder Transducer zum Senden und Empfangen einer Trägerwelle oder von Signalbündeln, welche typischerweise Impulse sind, alternativ verwendet wird, hat jeder Transducer Zugriff zur Sende- und Empfangsschaltung, und die Zeitgabe-Logikschaltung bestimmt unter der Mikroprozessorsteuerung, wann diese Ereignisse eintreten. Ein Sendegenerator 21 empfängt Haupttakte bzw. Master-Takte vom Zeitgabeblock sowie Befehle zum Senden und von dem Transducer, welcher zum Senden ausgewählt wurde. Die Transmitterausgabe weist ein Bündel von Impulsen auf (z.B. mit einer Frequenz von 180 kHz), wobei die Phase der Impulse auf einem Teilweg der Sendung invertiert werden, um als eine Markierung zu wirken, während dieses Bündel zu einem der Schnittstellenblöcke bzw Interface-Blöcke 22 oder 23 gelangt. Jeder Block 22 und 23 weist eine Sendestufe für den zugeordneten Transducer und eine Empfangsvorverstärkungsstufe zum Handhaben des empfangenen Signals auf, welches im Ergebnis des Durchganges der Ultraschallausgabe durch die Leitung 10 erzeugt wurde.
Das empfangene Signal wird des weiteren in einem gewöhniichen Verstärker 24 verstärkt und wird einem abgetasteten Kondensatorfeld (SCA = Scanned Capacitor Array) 25 zugeführt, welche, wie nachfolgend detaillierter beschrieben wird, mit "Schnappschüssen" der jeweiligen Abschnitte der Zyklen der einkommenden Wellenformen versehen ist. Da dieses Bild über mehrere Zyklen aufgebaut wird, liefert es einen Filtereffekt für die einkommenden Informationen. Die durch die Kondensatoren aufgebauten und gespeicherten Informationen dienen zwei Zwecken, zum einen dienen sie als ein Phasenspeicher für einen Bezug bzw. ein Bezugssignal über einen Filter 27 und einen Phasendetektor 29 zum Bestimmen einer Phasenänderung und zweitens dienen sie als eine Informationsspeicherquelle nach einer Phasenänderungserfassung zur Nutzung durch den Mikroprozessor 31 über einen Analog/Digital-Wandler (AD-Wandler) 30. Der Mikroprozessor 31 nutzt die gehaltenen Informationen, um zusätzliche Zeitgabeinformationen abzuleiten, um eine größere Genauigkeit der zu bestimmenden Laufzeit zu gewährleisten, wie es nachfolgend beschrieben wird.
Der Phasendetektor 29 empfängt ebenfalls die Ausgabe eines Tiefpaßfilters 28 an seinem anderen Eingang, während die zwei Eingaben es dem Detektor ermöglichen zu bestimmen, wann eine Phasenänderung aufgetreten ist (kennzeichnend für die zurückkehrende Markierung). Das Signal von dem Kondensatorfeld 25 wird bezüglich des Signals an dem anderen Eingang zu dem Detektor 29 verzögert, was die Erfassung der Phasenänderung des unverzögerten Signals unterstützt.
Bei Erfassung der Phasenänderung bewirkt die Detektorausgabe, daß der Logikblock 20 ein Hemm- oder Einfriersignal an das Feld 25 sendet, um zu verhindern, daß weitere Signalabtastungen dadurch gespeichert werden, 1sund ermöglicht es, daß die gespeicherten Werte beibehalten werden können und dem Mikroprozessor 31 verfügbar sind. Der Mikroprozessor nutzt die Informationen über die Anzahl der Haupttaktimpulse, welche während der Laufzeit aufgetreten sind, und zwar zusammen mit zusätzlichen Informationen, welche aus den gespeicherten Spannungswerten an dem Kondensatorfeld abgeleitet wurden, um die Durchgangszeit zu bestimmen. Diese kombinierten Informationen liefern eine erhöhte Auflösung der Laufzeitberechnung, während die Ergebnisse hinsichtlich der Geschwindigkeit oder der Fluidströmungsrate z.B. einem Display bzw. einer Anzeigevorrichtung 32 verfügbar gemacht werden können. Die Ausgabe von der Mikrosteuereinrichtung 31 kann ebenfalls z.B. für einen Fernzugriff zur Verfügung gestellt werden.
Nachfolgend werden weitere zahlreiche Aspekte des Systembetriebes und des Systemaufbaus detaillierter beschrieben.
Wie bereits beschrieben, ist der Sendegenerator 21 erforderlich, um ein Bündel von Informationen an die abwechselnd eingesetzten Transducer zu senden, wobei ein geeigneter Aufbau für den Generator 21 in Fig. 2 dargestellt ist. Dieser weist einen Zähler 40, einen Steuerblock 41 und einen Torsteuerblock 42 auf. Der Zeitgabe-Logikblock 20 nach Fig. 1 schafft drei Eingaben für den Oeneratorblock 21. Diese sind die Haupttaktimpulse, ein Sendeauslösesignal bzw. ein Sendetriggersignal und ein Richtungswahlsignal. Der Zähler 40 empfängt und zählt die Haupttaktimpulse (siehe Fig. 3a), welche dem Sendetriggersignal (siehe Fig. 3b) folgen, und stellt eine Reihe von Impulsen (siehe Fig. 3c und 3d) zum Senden über den Torsteuerblock 42 bereit.
Der Zähler 40 stellt das Zeitgabe-Bezugssignal (siehe Fig. 39) bereit, welches der Startpunkt ist, von welchem die Laufzeit berechnet wird. Die Hauptsteuerimpulse nach Fig. 3a werden kontinuierlich erzeugt, um als eine Systembezugsquelle zu wirken. Die Antiphasen-Impulszüge A und B gemäß Fig. 3c und 3d werden in der Antriebsschaltung innerhalb der Blöcke 22 oder 23 von Fig. 1, wie unten beschrieben, verwendet. Ein Wahlsignal (siehe Fig. 3e) wird ebenfalls bereitgestellt, um auszuwählen, welcher Transducer (TDR1 oder TDR2) bei dieser spezieller Gelegenheit zum Senden (wobei der andere Transducer zum Empfang verfügbar ist) verwendet wird. Die Wellenform zum Senden (nach einem Hindurchgehen durch zueinander passende Komponenten innerhalb der Blöcke 22 oder 23 von Fig. 1) ist die, welche in Fig. 3f dargestellt ist.
Somit ist ersichtlich, daß die Impulszüge und das davon abgeleitete Sendesignal jeweils eine Anzahl von Zyklen aufweisen, welchen ein invertiertes Signal folgt, welchem weitere Zyklen folgen. In dem Beispiel gemäß Fig. 3c und 3d gibt es vier Impulszyklen vor der Inversion und anschließend weitere zwei Impulszyklen. Bei einer bevorzugten Anordnung weist das System anfängliche 16 Zyklen vor der Inversion und acht Zyklen danach auf, wie durch die Steuerung 41 bestimmt. Der Zähler 40 empfängt die Haupttaktsignale bei 1,44 MHz und zählt jeweils acht Taktimpulse und stellt danach eine Ausgabe bereit, um eine Funktion zur Division durch acht bereitzustellen. Die Impulszüge gemäß Fig. 3c und 3d werden bei einer Rate von 180 kHz erzeugt, welche zur Verwendung durch die Ultraschalltransducer TDR1 und TDR2 nach einer geeigneten Anpassung in den Blöcken 22 oder 23 geeignet sind. Eine Konfiguration bzw. ein Aufbau für diese Blöcke ist in Fig. 4 dargestellt, und zwar aus Gründen der Klarheit etwas vereinfacht.
Jeder Sende-Ausgabestufenblock/Empfangsvorverstärkerblock 22 und 23 besitzt identische Komponenten. Der Block 22 empfängt die Signale A1, B1 und das Wahlsignal 1. A1 und B1 sind über die Widerstände R1 und R2 mit den Transistoren TR1 und TR2 verbunden, welche Ausgänge zum Transformator T1 besitzen. Die andere Wicklung von T1 ist mit dem Transducer TDR1 verbunden. Der Kondensator C11 ist über TDR1 verbunden. Der Widerstand R8 ist mit einem Feldeffekttransistor (FET) S1 verbunden, welcher als ein Schalter in Abhängigkeit von der Wahlsignal-1-Eingabe arbeitet. T1, C11 und R8 wirken als Anpaßnetzwerkkomponenten zum Senden und zum Empfangen, um optimale Betriebscharakteristiken zu gewährleisten. Die Transistoren TR1 und TR2 zusammen mit den Dioden D1 und D2 sind mit einem Konstantstromregler verbunden, welcher einen Transistor TR5 und einen Widerstand R5 aufweist.
Ein Transistor TR6 stellt eine erste Verstärkerstufe während des Empfangs von Signalen von dem TDR1 bereit, und diese Transistorausgabe ist mit einer Vorverstärkerstufe 24a des Verstärkers 24 verbunden. Die Vorverstärkung weist Transistoren TR8 und TR9 mit zugeordneten Widerständen R10 bis R12 auf. Eine Rückkopplung wird über den Widerstand R6 geschaffen.
Der Block 23 ist identisch dem Block 22 und weist Widerstände R3, R4, R7, R9, Transistoren TR3, 4, 7, einen Transformator T2, einen Kondensator C12, einen FET S2 und Dioden D3, 4 auf. Dieser Block hat ebenfalls Zugriff zu dem Konstantstromregler TRS/R5 und den Verstärkerblock 24. Der Widerstand R9, der Transformator T2 und der Kondensator C12 stellen das Anpaßnetzwerk dar.
Zum Senden in Kanal 1 werden TR1 und TR2 abwechselnd durch die Signale A1 und B1 über R1 und R2 aktiviert. Der Emitterstrom wird durch R5 und TR5 (welche für beide Kanäle gleich sind) überwacht. Wenn der Strom den Leitschwellenwert von TR5 erreicht (was er innerhalb weniger Nanosekunden von jeder positiven Flanke des einkommenden Signals tut), leitet TR5, um den Basisstrom zu reduzieren und eine Stromregelschleife zu bilden. Strom wird an den Transducer über die mittlere Abzweigprimärwicklung von T1 angelegt, welche Teil des Anpaßnetzwerkes ist, welches mit TDR1 verbunden ist. Die Konstantstromnatur der Erregung verhindert jegliche Modifikation der Impedanzcharakteristiken des Anpaßnetzwerkes. Während des Sendens wird S1 durch das Wähl-1-Signal eingeschaltet, um einen Pfad niedriger Impedanz für Ströme zu schaffen, welche in dem Anpaßnetzwerk zirkulieren. S1 bleibt eingeschaltet während der Empfangsperiode des übertragenen Signals durch den Empfangstransducer TDR2. Die Wellenform zum Senden ist in Fig. 3f dargestellt.
Zum Empfang des gesendeten Signals (Auf Kanal 2) sind die Signale A2 und B2 inaktiv; während TR3 und TR4 abgeschaltet sind. S2 ist ausgeschaltet, was den ersten Verstärkertransistor TR7 einschaltet. TR7, 8 und 9 wirken somit als ein Verstärker mit hohem Gewinn mit negativer Rückkopplung über R7. Die starke negative Rückkopplung sichert eine sehr niedrige Eingangsimpedanz an das Anpaßnetzwerk im Vergleich mit der; welche durch S2 während des Sendens bereitgestellt wird. Das Anpaßnetzwerk wird im wesentlichen unveränderlich sowohl für das Senden als auch den Empfang in dieser Art beibehalten. Typischerweise kann eine Phasenkohärenz von niedriger als 0,1 Grad bei normalen Komponententoleranzen beibehalten werden.
Die Kanäle 1 und 2 kehren den Betrieb während des nächsten Sendebündels um, wobei Kanal 2 die Ultraschallsignale bei Wählsteuerung sendet und Kanal 1 diese bei Wählsteuerung empfängt.
Durch Betreiben der Transducer bei einer eng gesteuerten lmpedanz 1ssowohl auf der Sende- als auch Empfangsseite, wobei die T1 und T2 Sekundärwicklungen bei der Impedanzanpassung sind, und durch ein gemeinsames Nutzen von Schaltungen, wo es möglich ist, und Unterstützen bei Transducer-Sende-Empfangs-Urnkehrung, sind Zeitversätze als eine Fehlerquelle faktisch eliminiert. Durch Nutzen der Haupttaktsignale als Quelle der Sendesignale werden Phasenfehler dazwischen eliminiert.
Wie oben bereits unter Bezug auf Fig. 1 erklärt, wird das System zur Bestimmung der Periode zwischen Senden und Empfangen des Transducersignals benötigt, welches durch die Leitung 10 (d.h. die Durchgangszeit) gelaufen ist. Diese Zeitperiode kann durch Vergleich der Wellenformen der Fig. 5b und 5c dargestellt werden. Die Anzahl von Zyklen auf jeder Seite der Phasenänderung ist reduziert worden, um eine detailliertere Prüfung des Bereichs der Wellenform neben der zu bewirkenden Phasenänderung zu ermöglichen. Die Wellenform gemäß Fig. 5a stellt den Haupttaktzug (z.B. bei 1,44 MHz) dar. Fig. 5b stellt das gesendete Signal dar; und Fig. 5c stellt das rückkehrende Signal dar; welches durch die Periode verzögert wurde, welche benötigt wurde, um durch die Leitung zwischen den Transducern zu laufen.
Das Feld 25 gemäß Fig. 1 ist detailliert in Fig. 6 dargestellt und weist acht Kondensatoren 1 bis 8 auf, welche nacheinander abgetastet werden, wobei jeder Kondensator eine Spannung speichert, welche einen Schnappschuß bzw. eine Momentanaufnahme der daran momentan angelegten Spannung darstellt, wenn die einkommende empfangene Spannungswellenform gemäß Fig. 5c fortschreitet. Praktisch ist jeder Kondensator über einen gemeinsamen Widerstand R verbunden, so daß diese ein einfaches RC-integrierendes Netzwerk bilden, welches ein Mitteln jeder Kondensatorabtastspannung von einer Welle zur nächsten ermöglicht. Dieses Mitteln über eine Anzahl von Wellen liefert einen Filtereffekt für die gespeicherte Spannung. Dieser Effekt ist aus der Spannung an den Kondensatoren über mehrere Zyklen ersichtlich. Somit zeigen die ersten drei aufeinanderfolgenden Zyklen gemäß Fig. 5d keine an den Kondensatoren 1 bis 8 vorhandene Spannung; wenn jedoch das rückkehrende Ultraschallsignal auftritt, beginnen die Kondensatoren 5 bis 8 im vierten Zyklus die abgetastete Spannung zu halten.
Die Kondensatoren 1 bis 4 empfangen keine Änderung der Spannung bis zum fünften Zyklus. Es ist ersichtlich, daß die Kondensatoren 5 bis 8 im fünften Zyklus zu einer höheren (positiven) Spannung aufgelaufen sind und die Kondensatoren 1 bis 4 zu einer negativen Spannung aufgelaufen sind, welche sich bei nachfolgenden Zyklen fortsetzt. Bei dieser vereinfachten Wellenform sind lediglich zwei Wellen vor der Phasenänderung dargestellt; in der Praxis werden es typischerweise 16 Wellenzyklen vor der Phasenänderung sein, so daß die Mittlungsperiode wesentlich länger als die gezeigte sein wird. Das ergibt eine Rauschunterdrückung bei einer engen Empfängerbandbreite (ungefähr 4 kHz).
Bei Erfassung einer Phasenänderung durch den Phasendetektor 29 gemäß Fig. 1 werden keine weiteren Abtastungen den Kondensatoren infolge der Unterbrechung des Einganges (siehe Fig. 5d) zugeführt, und die Spannungen daran werden gehalten, damit sie bei der Berechnung der Durchgangszeit zu Hilfe genommen werden können.
Eine Konfiguration des Kondensatorfeldes und des Erfassungsmechanismus ist in Fig. 6 gezeigt.
Wie dargestellt, wird die Eingabe vom Verstärker 24 über den gemeinsamen Widerstand R and die Kondensatoren C1 bis C8 über Schalter 50 und 51 geleitet. Der Schalter 51 empfängt die Haupttaktimpulse vom Zeitgabeblock 20 gemäß Fig. 1, während Schalter 50 ebenfalls durch diesen Block 20 gesteuert wird. Der Schalter 52 wird durch den Block 20 gesteuert, damit die Mikrosteuereinrichtung 31 in der Lage sein kann, den Schalter 51 zu betätigen, wenn die Empfangsreihenfolge beendet ist. Der Schalter 51 wird normalerweise mit der Haupttaktrate (z.B. 1,44 MHz) gestuft, so daß, wie es in Fig. 5d gezeigt ist, jeder Kondensator während 1/8 der Zyklusperiode einer empfangenen Wellenform verbunden ist. Der Schalter 51 rotiert weiter; bis er durch den Block 20 gehemmt wird (was ein Ergebnis einer erfaßten Phasenänderung ist). Die Phaseninversion wird durch den Detektor 29 erfaßt, welcher einen begrenzenden Verstärker 53, einen Synchrondetektor 54, einen Tiefpaßfilter 55 und einen Komparator 56 aufweist. Der Synchrondetektor 54 enpfängt Eingaben von den Tiefpaßfiltern 27 und 28.
Obwohl der Filter 28 seine Eingabe direkt vom Verstärker 24 empfängt, empfängt der Filter 27 seine Eingabe von dem RC-Netzwerk. Die dynamische Charakteristik der Sequentialisier-Kondensatoren ist äquivalent der einer resonanten LC-Schaltung und wirkt als Phasenspeicher; um als Referenzeingabe an den Phasendetektor 29 zu wirken. Die Synchrondetektor-54-Ausgabe läuft durch einen Filter 55 (siehe Wellenform gemäß Fig. 5e) und wird durch einen Komparator 56 (siehe Fig. 5f) erfaßt, um das Erfassungssignal für den Zeitgabeblock 20 gemäß Fig. 1 bereitzustellen. Der Block 20 unterbricht dann den Schalter 50 vom einkommenden Signal vom Verstärker 24 und verbindet den Schalter 52 mit der Mikrosteuereinrichtung 31, so daß die gespeicherten Kondensatorspannungen danach ihrerseits (unter Verwendung von Schalter 51) mit dem Analog/- Digital-Wandler 30 nach Fig. 1 über den Schalter 50 verbunden werden können, um eine Messung jeder dieser Spannungen zu ermöglichen. Der mikroprozessor 31 von Fig. 1 hat Kenntnis vom Block 20 davon, wie viele Haupttaktimpulse während der Periode zwischen Sendung und Erfassung der rückkehrenden Phaseninversionsmarkierung aufgetreten sind, und dies liefert eine Zeitperiode, welche bis zu einem Wert innerhalb einer Taktperiode des Haupttaktsignals genau ist, was 1/8 der Ultraschallsignalfrequenz darstellt. Somit kann bei einem 1,44 MHz Takt die Genauigkeit der Laufzeit innerhalb einer Mikrosekunde (d.h. einer millionstel Sekunde) erwartet werden. Zum Beispiel ist infolge der leichten Wellenformdrift in der Praxis dies wahrscheinlicher auf zwei oder drei Taktimpulse genau (z.B. 5/1.000.000 Sekunden).
Während dies für gewisse Anwendungen genau genug ist, wenn man sich z.B. mit Gasmessungen beschäftigt, kann eine größere Genauigkeit benötigt werden, was durch Untersuchung der an dem Kondensatorfeld gehaltenen Spannungen erreicht werden kann, welche zum Mikroprozessor 31 geleitet werden, wenn der Schalter 50 in der Position ist, welche entgegengesetzt zu der in Fig. 6 gezeigten ist, und der Schalter 51 dann durch den Mikroprozessor 31 über den Schalter 52 gestuft wird. ihre digitalen Werte können zur Bestimmung der Phasenverschiebung der Welle während des Durchgangs verwendet werden, was benutzt wird, um seine Feineinstellung der Laufzeitwerte zu ergeben, was nachfolgend erklärt wird.
Wenn das Haupttaktsignal bzw. der Haupttakt durch acht dividiert wird, um das Sendesignal zu erzeugen, so gewährleistet dies, daß es in Phase mit dem Haupttaktsignal ist. Das Haupttaktsignal wird auch verwendet, um den Schalter 51 so zu stufen, daß der erste Schaltzyklus zu Beginn der Sendewellenform startet (siehe Fig. 5b und 5d) und bis zu einer erfaßten Phasenurnkehr fortfährt. Die an jedem Kondensator gespeicherten Spannungen, welche über mehrere Zyklen gemittelt wurden, stellen die Phase der empfangenen Wellenform dar. Somit sind die Werte an dem Kondensatorfeld an der Unterbrechung in der Reihenfolge 1 bis 8 so, wie es in Fig. 59 dargestellt ist.
Die unterbrochene Linie stellt eine rekonstruierte Wellenform unter Verwendung dieser Spannungen dar. Ein Vergleichen der Wellenformen von Fig. 59 mit der von Fig. 5b zeigt, daß bei diesem Beispiel dies 180º außer Phase mit der gesendeten Wellenform ist und dies verwendet wird, um den Wert der berechneten Durchgangsperiode einzustellen bzw. zu adjustieren. Wenn 701 Haupttaktimpulse zwischen der gesendeten und der empfangenen Phaseninversion gezählt worden sind, so würde dies somit einer Durchgangszeit von 701/8 = 87,6 Ultraschallwellenperioden entsprechen.
Aus Fig. 59 ist jedoch ersichtlich, daß eine 180&sup0;-Phasenverschiebung aufgetreten ist, was 0,5 einer Vollwelle von 360º entspricht. Dieses 0,5 ist das genauere Ergebnis für den Teilzyklus, wodurch die Auflösung des Ergebnisses verbessert worden ist, um ein wahres Ergebnis von 87,5 anstelle von 87,6 Zyklen zu ergeben. Somit setzt die Phasenmessung, welche über mehrere Zyklen (bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel über 16 Zyklen) gemittelt worden ist, den durch das Haupttaktsignal allein bereitgestellten Wert außer Kraft und berücksichtigt jegliche Drift zwischen den Zyklen.
Die Spannungen an den Kondensatoren werden jeweils in einen 8-Bit- Wert in dem A/D-Wandler 30 von Fig. 1 konvertiert. Der Phasenwinkel der gespeicherten Wellenform wird unter Verwendung von z.B. einer Einzelpunkt-Fourier-Transformation der digitalen Spannungswerte berechnet, und die sich ergebende Auflösung beträgt etwa 5 ns, was einer tausendfachen Verbesserung gegenüber dem bedeutet, was unter Verwendung der Taktsignale allein erzielt wird.
Wenn die Anzahl der Taktimpulse aus dem Sende-Trigger-Impuls (Fig. 3b) berechnet wird und wenn 16 Zyklen vor der gesendeten Phaseninversionsmarklerung erzeugt werden, ist die Notwendigkeit gegeben, 16 Zyklen zu subtrahieren, was 16 x 8 Haupttaktimpulsen entspricht, was 128 Impulse darstellt. Somit wäre bei dem oben aufgeführten Beispiel die Anzahl von gezählten Impulsen 701 + 128 = 829 von dem Sende- Trigger. Bei einer Taktrate von 1,44 MHz benötigt diese 128-Zählung eine 88,88us-Periode, während die 701-Impulszählung eine 486,8us-Periode benötigt.
Die Sinus- und Kosinus-Koeffizienten der rekonstruierten Sinuswelle werden unter Verwendung der nachfolgenden Gleichung berechnet (in welcher v0 bis v7 die digitalen Werte des Kondensatorfeldes im Bereich von 0 bis 255 sind).
Sinus-Koeffizienten = (v2 - v6) + 0,707 (v1 + v3 - v5 - v7)
Cosinus-Koeffizienten = (v0 - v4) + 0,707 (vl + v7 - v3 - v5)
Um den Phasenwinkel des von den Kondensatoren abgeleiteten Zyklus zu bestimmen, werden die Größen und Vorzeichen der Sinus- und Cosinus-Koeffizienten bestimmt und verwendet, um zu berechnen, in welchem Oktanten der Zyklus ist. Oktant Sinus Cosinus nein ja
1. Wenn C > S ist und der Cosinus-Koeffizient und der Sinus-Koeffizient jeweils positiv sind, dann ist die Feinzählung = Arctan (Sin/Cos).
2. Wenn C > S ist und der Cosinus-Koeffizient positiv ist, der Sinus- Koeffizient jedoch negativ, dann ist die Feinzählung = 360º - Arctan (Sin/Cos).
3. Wenn C > S ist und der Cosinus-Koeffizient und der Sinus-Koeffizient beide negativ sind, dann ist die Feinzählung = 180º + Arctan (Sin/Cos).
4. Wenn C > S und der Cosinus-Koeffizient negativ ist, jedoch der Sinus-Koeffizient positiv ist, dann ist die Feinzählung = 180º - Arctan (Sin/Cos).
5. Wenn S > C und Cosinus-Koeffizient und Sinus-Koeffizient beide positiv sind, dann ist die Feinzählung = 90º - Arctan (Cos/Sin).
6, Wenn S > C ist und der Cosinus-Koeffizient positiv ist, jedoch der Sinus-Koeffizient negativ ist, dann ist die Feinzählung = 270º + Arctan (Cos/Sin).
7. Wenn S > C ist und Cosinus-Koeffizient und Sinus-Koeffizient beide negativ sind, dann ist die Feinzählung = 270º - Arctan (Cos/Sin).
8. Wenn S > C ist und der Cosinus-Koeffizient negativ ist, jedoch der Sinus-Koeffizient positiv ist, dann ist die Feinzählung = 90º + Arctan (Cos/Sin).
Die Grobzählung, welche von den Haupttaktsignalen abgeleitet ist, und die Feinzählung von dem obigen Berechnungsalgorithmus werden in binärer Form kombiniert. Um dies zu bewirken, wird die Grobzählung heruntergezählt, bis ihre drei am wenigsten signifikanten Bits (LSBs) zu den drei signlfikantesten Bits (MSBs) der Feinzählung passen. Die unteren drei Bits der Grobzählung werden dann gelöscht bzw. unbeachtet gelassen und die Grobzählung siebenmal verschoben. Schließlich wird die Feinzählung zu der Grobzählung jeweils unter Mikroprozessorsteuerung addiert.
Die kombinierte Zählung ist nun im 1,44 MHz-Haupttakt x 128, was eine Zeitauflösung von 184,3 MHz ergibt. Das kann mit einer weiteren A/D-Auflösung verbessert werden. Somit ergibt eine 8-Bit-Digitalisierung eine Auflösung, welche äquivalent von etwa 1/1000 eines Zyklus ist. Eine 10-Bit-Umwandlung ergibt eine Auflösung von etwa 1/4000 eines Zyklus oder etwa 1,3 ns bei einer Frequenz von 180 kHz.
Zur Berechnung der Fluidgeschwindigkeit aus dieser Durchgangszeit, welche in jeder Richtung berechnet wird, wendet der Mikroprozessor die Gleichung an

V = (L/2t1 - L/2t2),

in welcher t1 und t2 Durchgangszeiten in jeder Richtung sind, V die Geschwindigkeit und L die Länge zwischen den Transducern ist.
Diese Formel kann modifiziert werden, wenn eine Transducer-Verzögerung oder eine Reduzierung der effektiven Länge bedeutsam ist.
Ein Gasvolumen kann aus den Geschwindigkeitsergebnissen über einer gegebenen Zeit für eine gegebene Leitungsbohrungsgröße bestimmt werden.
Die Betriebsgeschwindigkeit, welche durch die Haupttaktsignale gesteuert wird, ist ausreichend niedrig, um Einsparungen der Kosten und des Leistungsverbrauchs bei Einhalten einer äquivalenten Auflösung von 100 MHz oder mehr zu realisieren.
Um größere Leistungs- bzw. Energieeinsparungen zu bewirken, kann das System so modifiziert werden, daß die Transducer während kurzer Perioden mit relativ langen Ruheperioden betrieben werden können, was besonders nützlich ist, wenn Batteriestrom zum Antreiben des Systems benötigt wird (z.B. an abgelegenen bzw. isolierten Orten).
Ein weiteres Ausführungsbeispiel mit niedrigen Energieanforderungen ist in Fig. 7 gezeigt.
Bei dieser Anordung sind die Transducer TDR1, 2 mit den Blöcken 22, 23 und dem gemeinsamen Empfangsverstärker und dem Sendegenerator 21 wie zuvor verbunden. Der Phasendetektor 29 (mit den nicht gezeigten Eingabefiltern) ist mit einem Zähler 63 verbunden. Die Mikrosteuerungseinrichtung 31 (z.B. eine Hitachi-Steuerung 68HC05) ist für einen Niederspannungsbetrieb ausgewählt, so daß das System z.B. durch eine einzige Litiumzelle mit Energie versorgt werden kann.
Der Zähler wird verwendet, um die Anzahl von Haupttaktsignalen während der Periode zwischen Senden und Erfassen der Phaseninversionsmarkierung zu bestimmen. Die Ausgabe des Zählers 63 ist für einen Bus 61 verfügbar; welcher mit der Mikrosteuerungseinrichtung 31 über eine Steuerschnittstelle bzw. ein Steuer-Interface 62 verbunden ist.
Ein Taktblock 75 (z.B. 2 MHz) ist mit der Mikrosteuereinrichtung und beiden Empfangseingängen vom Zeitgeber 60 verbunden. Der Systemsteuerungs- und Standby-Zeitgeber 60 ist vorgesehen, um die Mikrosteuereinrichtung und andere Komponenten periodisch zu aktivieren und zu anderen Zeiten das System auf Standby-Modus zu setzen und um einen absoluten Zeittakt für das System bereitzustellen.
Der Taktblock 75 wird eingeschaltet, kurz bevor die Mikrosteuereinrichtung 31 aktiviert wird, um zu gewährleisten, daß dieser sich stabilisiert hat, bevor der Betrieb der Mikrosteuereinrichtung einsetzt. Die Mikrosteuereinrichtung 31 wird dann, wenn sie durch den Zeitgeber 60 aktiviert wurde, verfügbar; um die Systemreihenfolge von Sendung, Empfang, Wandlung, Berechnung und Anzeige auszuführen. Sobald die Reihenfolge beendet ist, wird der Taktblock zum Einsparen von Energie ausgeschaltet.
Jede Spannung des geschalteten Kondensatorfeldes 25 kann über einen Analogmultiplexer 78 zu dem A/D-Wandler 30 gemultiplext werden, welcher vorzugsweise ein 10-Bit-A/D-Wandler ist, um die Zeitgabeauflösung zu verbessern. Die Wandlerausgabe ist für die Mikrosteuereinrichtung über die Steuerschnittstelle 62 verfügbar. Ein weiterer A/D- Wandler 70 kann ebenfalls Eingaben bezüglich der Batteriespannung und der Temperatur zum Überwachen oder zu Einstellzwecken empfangen. Dieser ist integral mit der Steuereinrichtung 31 genauso wie ein ROM 74, RAM 73 und ein elektrisch löschbarer programmierbarer Zugriffsspeicher (EEPROM) 72 verbunden.
Ein universeller Asynchron-Empfangstransmitter (UART) 71 ist als eine serielle Datenschnittstelle vorgesehen.
Eine Flüssigkristallanzeige (LCD) 65 ist über einen Treiber 64 vorgesehen. Der Treiber hat seine eigene interne Taktquelle.
Der Oszillator 15, der Phasendetektor 17, der Dividierer 18 und der VCO 19 sind wie zuvor vorgesehen. Das Dividierverhältnis kann jedoch über den Bus 61 eingestellt werden, während die phasenverriegelte Schleife, welche diese Blöcke aufweist, aktiviert werden kann, wenn es durch den Zeitgeber 60 benötigt wird.
Das Sequentialisieren des Systems ist in dem logischen Operationsflußdiagramm von Fig. 9 dargestellt.
Die periodische Verwendung des PLL und weiterer Komponenten reduziert die Energiebedürfnisse, während die einzigen Systemblöcke, welche eine kontinuierliche Energie benötigen, die LCD 65, der Oszillator 15 und der Zeitgabeblock 60 sind. Die Mikrosteuereinrichtung wird kontinuierlich mit Energie versorgt, obwohl ihr zugeordneter Taktblock 75 während des Standby-Betriebes zur Reduzierung von Energieabfluß nicht mit Energie versorgt wird.
Bei einer derartigen Anordnung ist der laufende Stromabfluß im Standby- Betrieb kleiner als 50 itA. In der Praxis ist das System nur während weniger als 1/50 der Zeit aktiv, so daß die Energieanforderungen minimiert werden, so daß eine Batterielebensdauer von mehreren Jahren ermöglicht werden kann. Die aktiven Perioden sind aus Fig. 8 ersichtlich.
Wie bereits erklärt, ist während des Standby-Betriebes der Zeitgeber 60 genauso wie der Oszillator 15 aktiv, welcher als die Takteingabe für den Zeitgeber benötigt wird. Wenn eine kontinuierliche Anzeige benötigt wird, wird die LCD 65 ebenfalls mit Energie versorgt.
Nach einer Standby-Periode, welche durch den Zeitgeber 60 bestimmt wurde, wird die Mikrosteuereinrichtung 31 während einer Periode von 20 ms aktiviert (siehe Fig. 8a), was ausreichend ist, um ein Senden und ein Erfassen der Ultraschallimpulse in beiden Richtungen auszuführen und Ergebnisse daraus zu berechnen.
Somit wird nach dem Einschalten des Taktblockes 75 und des Aktivierens der Mikrosteuereinrichtung 31 der VCO mit Energie versorgt und der Detektor 17 aktiviert, um den VCO 19 auf die Werte des Bezugsoszillators 15 zu bringen (siehe Fig. 8b).
Nach ein paar Millisekunden (um zu ermöglichen, daß sich die Haupttaktsignale einstellen bzw. diese einschwingen) wird ein Sendefreigabeimpuls durch die Steuerung/den Zeitgeber 60 erzeugt, was ein Senden bewirkt, währenddessen die Transducer aktiv sind. In der Praxis findet ein Senden in jeder Richtung während dieser Periode (siehe Fig. 8c) statt, so daß zwei aktive Perioden dargestellt sind.
Die Empfangsschaltung wird aktiv unmittelbar nach dem Senden in jede Richtung (siehe Fig. 8d). Die Spannungen an den acht Kondensatoren in dem Feld werden in Digitalwerte gewandelt, nachdem der Empfang aufgehört hat.
Zwei derartige Operationen treten auf, und zwar eine für jede Richtung des Empfangs (siehe Fig. 8e).
Nach der Periode von 20 ms geht, wenn die Berechnungen beendet worden sind und die Ergebnisse gespeichert und angezeigt wurden, das System während der nächsten Sekunde zurück in den Standby-Betrieb, wenn die Operationen wiederholt werden.
Die PLL ist während etwa 4 ms aktiv, wobei die Transducer zu verschiedenen Zeiten in dieser Periode in Betrieb sind.
Ein Senden benötigt typischerweise einen Strom von etwa 50 mA; wegen der kurzen Periode der Aktivität, mittelt sich dies jedoch während jeder gegebenen Sekunde auflediglich 13 uA. Andere Perioden sind ähnlich kurz, so daß anstelle dessen, daß man mit einem durchschnittlichen Energieverbrauch von z.B. 5 mA fertigwerden muß, wenn das System kontinuierlich aktiv war, dies auf einen sehr viel niedrigeren Wert reduziert worden ist, und zwar typischerweise auf 100 uA.
Die Verwendung der Kondensatorkonfiguration zur Erhöhung der Auflösung reduziert ebenfalls die Energieanforderungen, da ein Takten mit einer höheren Rate den Energieverbrauch beträchtlich erhöhen würde, um die Auflösung zu erzielen, welche durch die vorliegende Konfiguration erzielt wird.

Claims

1. System zum Messen der Zeit, welches ein Signal benötigt, um zwei beabstandete Punkte in einem Fluid zu passieren, welches aufweist:

eine Transmitter-Einrichtung (21) zum Erzeugen eines Signals;

eine erste Transducer-Einrichtung (TDR1) zum Senden des erzeugten Signals;

eine zweite Transducer-Einrichtung (TDR2), welche von der ersten Transducer-Einrichtung (24) beabstandet ist, zum Empfangen des gesendeten Signals; und

eine Einrichtung zum Erfassen des empfangenen Signals, dadurch gekennzeichnet, daß

das erzeugte Signal eine Vielzahl von Zyklen oder Impulsen mit einer Phasenänderung darin aufweist, welche als eine Markierung wirkt;

und die Erfassungseinrichtung eine Einrichtung zum Erfassen der Phasenänderungsmarkierung und eine Einrichtung (25) zum Abtasten und Speichern von Amplitudenwerten des empfangenen Signals aufweist, um das Messen der Zeitperiode für den Signaldurchgang durch das Fluid zu unterstützen.

2. System nach Anspruch 1, bei welchem die Amplitudenhalteeinrichtung so angeordnet ist, daß die Amplitudenwerte aus einer Vielzahl von Zyklen abgetastet werden.

3. System nach Anspruch 1 oder 2, bei welchem die Halteeinrichtung eine Vielzahl von Kondensatoren (C1 bis C8) aufweist und Auswähleinrichtungen (51) vorgesehen sind, damit jeder Kondensator Amplitudenwerte an im wesentlichen derselben jeweiligen relativen Zyklusposition speichern kann.

4. System nach Anspruch 3, bei welchem Haupttakt-Erzeugungseinrichtungen (15, 17 bis 19) vorgesehen sind, damit die Transmitter-Einrichtung ein Signal synchron dazu, jedoch bei einer niedrigeren Frequenz erzeugen kann und damit die Auswähleinrichtungen jeden Kondensator synchron dazu auswählen kann, um ein korrektes zyklisches Positionieren zu gewährleisten.

5. System nach Anspruch 4, bei welchem die Haupttakt-Erzeugungsein-1srichtung eine phasenverriegelte Schleifenanordnung (17 bis 19) aufweist, welche mit einem Niederfrequenz-Referenzoszillator (15) verbunden ist.

6. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei welchem Zeitgebereinrichtungen (20, 60) vorgesehen sind, um periodische Standby- und Betriebszustände zu erzeugen, wobei der Standby- Zustand relativ zu dem Betriebszustand lang ist, um Leistungsanforderungen zu reduzieren.

7. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei welchem eine Sperreinrichtung (20) vorgesehen ist, um zu verhindern, daß die Amplitudenhalteeinrichtung weitere Informationen nach der Erfassung der Phasenänderung empfängt, damit frühere Amplitudeninformationen beibehalten werden können.

8. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei welchem eine A/D-Wandlereinrichtung (30) vorgesehen ist, um analoge Amplitudeninformationen von der Halteeinrichtung umzuwandeln, und bei welcher eine Berechnungseinrichtung (31) zur Bestimmung der relativen Signalphase vorgesehen ist, welche aus den Amplitudeninformationen abgeleitet wurde, um genaue Zeitinformationen zu schaffen.

9. System nach Anspruch 8, bei welchem die Berechnungseinrichtung Zeitgebereinrichtungen (31, 63) zum anfänglichen Bestimmen der zwischen der Übertragung und dem Empfang der Markierung verstrichenen Zeit aufweist, damit diese Informationen in Kombination mit den Phaseninformationen verwendet werden können, um diese verstrichene Periode genauer zu bestimmen.

10. System nach Anspruch 8 oder 9, bei welchem Schalteinrichtungen (21) vorgesehen sind, damit die ersten und die zweiten Transducer- Einrichtungen sowohl zur Übertragung als auch zum Empfang verwendet werden können, wobei die Berechnungseinrichtung so ausgebildet ist, daß Zeitgabeinformationen von beiden Signalausbreitungsrichtungen verwendet werden, um die Geschwindigkeit oder Strömungsrate des Fluids zu bestimmen.

11. System nach Anspruch 10, bei welchem eine Anpaßeinrichtung (T1, C11, R8/T2, C12, R9) zur Übertragung und zum Empfang für jede der Transducer-Einrichtungen vorgesehen ist, um zu gewährleisten, daß die Transducer-Charakteristiken im wesentlichen konstant für beide Betriebsarten sind.

12. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei welchem eine Einrichtung (71) als eine Schnittstelle zum Zulassen einer externen Datenübertragung oder eines externen Datenempfangs vorgesehen ist.

13. Verfahren zum Messen der Zeit, welche für ein Signal benötigt wird, zwei beabstandete Punkte in einem Fluid zu passieren, welches aufweist:

Erzeugen eines Signals;

Senden des erzeugten Signals durch das Fluid über einen ersten Transducer;

Empfangen des gesendeten Signals durch einen zweiten Transducer nach dem Durchgang durch das Fluid; und

Erfassen des empfangenen Signals,

dadurch gekennzeichnet, daß

das erzeugte Signal eine Vielzahl von Zyklen oder Impulsen mit einer Phasenänderung darin aufweist, welche als eine Markierung wirkt; und

der Erfassungsschritt ein Erfassen der Phasenänderungsmarkierung und ein Abtasten und Speichern von Ainplitudenwerten des empfangenen Signals aufweist, um ein Messen der Zeitperiode für den Signaldurchgang durch das Fluid zu unterstützen.

14. Verfahren nach Anspruch 13, bei welchem der Atnplitudenhalteschritt so vorgesehen ist, daß die Amplitudenwerte aus einer Vielzahl von Zyklen abgetastet werden.

15. Verfahren nach Anspruch 13 oder 14, bei welchem der Halteschritt die Möglichkeit einschließt, daß jeder der Vielzahl von Kondensatoren Amplitudenwerte an derselben jeweiligen relativen Zyklusposition speichern kann.

16. Verfahren nach Anspruch 15, welches ein Erzeugen eines Haupttaktes aufweist, damit das Signal zum Senden synchron dazu, jedoch bei einer niedrigeren Frequenz erzeugt werden kann, und damit eine Auswahl jedes Kondensators synchron dazu vorgenommen werden kann, um ein korrektes zyklisches Positionieren zu gewährleisten.

17. Verfahren nach Anspruch 16, bei welchem der erzeugte Haupttakt mit einer Niederfrequenz-Referenzquelle verbunden ist.

18. Verfahren nach einem der Ansprüche 13 bis 17, welches ein Erzeugen von periodischen Standby- und Betriebszuständen aufweist, wobei 1sder Standby-Zustand relativ zu dem Betriebszustand lang ist, um Leistungsanforderungen zu reduzieren.

19. Verfahren nach einem der Ansprüche 13 bis 18, welches einen Sperrschritt aufweist, um ein weiteres Amplituden-Halten nach einer Erfassung der Phasenänderung zu verhindern, damit frühere Amplitudeninformationen beibehalten werden können.

20. Verfahren nach einem der Ansprüche 13 bis 19, bei welchem eine A/D-Wandlung vorgesehen ist, um gehaltene analoge Ainplitudeninformationen in eine digitale Form zu wandeln und danach die relative Signalphase, welche aus den Ainplitudeninformationen abgeleitet wurde, zu bestimmen, um genauer Zeitgabeinformationen zu schaffen.

21. Verfahren nach Anspruch 20, bei welchem der Bestimmungsschritt anfänglich die verstrichene Zeit zwischen Senden und Empfang der Markierung bestimmt, damit diese Informationen in Kombination mit den Phaseninformationen verwendet werden können, um diese verstrichene Periode genauer zu bestimmen.

22. Verfahren nach Anspruch 20 oder 21, welches einen Schaltschritt aufweist, damit die ersten und die zweiten Transducer sowohl zum Senden als auch zum Empfang verwendet werden können, wobei der Bestimmungsschritt vorgesehen ist, um die Zeitinformationen aus beiden Signallaufrichtungen zu verwenden, um die Geschwindigkeit oder Strömungsrate des Fluids zu bestimmen.

23. Verfahren nach Anspruch 22, bei welchem ein Anpaßschritt zum Senden und zum Empfang für jeden der Transducer vorgesehen ist, um zu gewährleisten, daß die Transducer-Charakteristiken für beide Betriebsarten im wesentlichen konstant sind.

24. Verfahren nach einem der Ansprüche 13 bis 23, welches ein Bereitstellen einer Schnittstelle zum Ermöglichen einer externen Datenübertragung oder eines externen Datenempfanges aufweist.