JP2773377B2 - アナログ入力回路の連続監視回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、ディジタル処理装置のアナログ入力部の
不良検出を行うための監視装置に関するものである。 〔従来の技術〕 従来例えばディジタル保護継電器等、ディジタル処理
装置のアナログ入力部の不良検出装置として、例えば特
開昭53−6855号公報に記載されるものがある。 第１図、および第２図に従来の２つの方式の構成を示
す。まず、第１図において、送電線路（１）に設けられ
たCT（２）およびPT（３）は入力切替装置（８）の入力
接点S₁,S₁′にそれぞれ接続されている。（４）は点検
のために設けた模擬送電線で、点検用の電源（５）CT
（７）、およびリアクトル（６）で構成されている。CT
（７）およびリアクトル（６）は切替装置（８）の入力
接点S₂,S₂′にそれぞれ接続されている。そして、切替
装置（８）の切替接点S,S′はそれぞれA/D変換器（1
1），（12）を通じて、ディジタル演算処理部（９）に
導びかれている。 即ち、点検を行う際には、切替装置（８）の切替接点
S,S′を送電線（１）のCT（２）、PT（３）に接続され
た入力接点S₁,S₁′側から模擬送電線（４）のCT
（７）、リアクトル（６）に接続された入力接点S₂,
S₂′側に切替える。模擬送電線（４）の点検用の電流，
電圧は点検用の電源（５）によって供給されていて、A/
D変換器（11），（12）の入力となる電流，電圧の大き
さはそれぞれCT（７）およびリアクトル（６）のタップ
を選択することにより調整でき、所定の点検用信号を得
るようになっている。 切替装置（８）を介した電流，電圧は、それぞれA/D
変換器（11），（12）によりディジタル量に変換され
て、ディジタル処理部（９）に導びかれる。通常時、デ
ィジタル処理部（９）の出力は、トリップ回路へ導びか
れ、しゃ断器によって送電線（１）がしゃ断される。点
検時においては、ディジタル処理部（９）は、A/D変換
器（11），（12）の出力（点検入力時A/D変換値）と、
あらかじめ用意された基準とを、比較し、これらが一致
しない場合には警報回路へ出力を出す。 一方、特開昭53−6855号公報に示された別の従来方式
を第２図により説明する。第１図と同一部分は同一符号
で示す。第２図において、（13），（14）は点検入力の
ディジタルデータを格納したメモリ回路である。A/D変
換器（11），（12）は、送電線（１）に設けられたCT
（２）と切替装置（８）の一方の入力接点S₁との間、お
よびPT（３）と切替装置（８）の他方の入力接点S₁′と
の間にそれぞれ設けられている。また、切替装置（８）
の入力接点S₂,S₂′にはそれぞれメモリ回路（13），（1
4）が接続されている。入力接点S₁,S₁′、及びS₂,S₂′
を切替える切替接点S,S′の出力側は、直接、ディジタ
ル処理部（９）に接続されている。 この装置において、点検を行う際には、切替装置
（８）の切替接点S,S′を接点S₁,S₁′側から接点S₂,
S₂′側に切替ることにより、上記メモリ回路（13），
（14）が切替装置（８）を介して、ディジタル処理部
（９）に接続され、点検用の電流，電圧値がディジタル
量で、上記メモリ回路（13），（14）より、ディジタル
処理部（９）に導びかれる。 〔発明が解決しようとする課題〕 従来の方式は以上のように構成されているので以下の
問題点があった。 第１図に示した従来方式では、模擬送電線を設ける必
要があるため、電源、リアクトル、CT等が必要であり、
点検のための装置が大掛りとなる他、点検中は、送電線
の電流，電圧値をディジタル処理部に導くことができな
いため、保護リレー機能が停止し、この間に送電線にお
いて系統事故が発生した場合は、これを検出し導電線を
保護できない。 次に、第２図に示した従来方式では、点検入力をA/D
変換器などの後に入れるため、A/D変換部より以前の部
位の不良検出ができない。 更に第１図および第２図に共通して、一定周期で点検
を実施するため、不良が発生しても、その検出までに、
系統事故と遭遇する可能性があるため、不良検出方式と
して十分でない。この発明は上記課題を解消するために
なされたもので、点検、監視の周期をほぼ連続と見なせ
る程度にきわめて短くし、かつ、点検、監視中にもアナ
ログ信号の入力とA/D変換がとぎれることがないアナロ
グ信号入力回路の連続監視装置を得るものである。 〔課題を解決するための手段〕 この発明は、既知の基本周波数を有するアナログ信号
を入力し、所定のサンプリング周波数でA/D変換する回
路の動作を監視するアナログ入力回路の連続監視装置で
あって、前記アナログ信号に所定の基本周波数を有する
監視用信号を重畳する信号重畳回路と、この重累された
信号が入力され、上記サンプリング周波数の折返し周波
数より高い周波数成分を除去するアナログフィルタと、
このアナログフィルタの出力信号を上記サンプリング周
波数でディジタル信号に変換するA/D変換器と、上記デ
ィジタル信号に含まれる上記監視用信号を抽出し出力す
るディジタルフィルタと、この監視用信号の大きさを監
視する監視部とを備えたものにおいて、 上記監視用信号の基本周波数は上記アナログ信号の基
本周波数より高く、上記サンプリング周波数に基づく折
返し周波数より低い周波数とし、かつ、上記ディジタル
フィルタは上記周波数の差を利用して上記アナログ信号
と上記監視用信号とを弁別する信号弁別回路を有し、か
つ、上記監視用信号は連続して重畳するものである。 〔作用〕 アナログ信号の基本周波数より高く、A/D変換器のサ
ンプリング周波数に基づく折返し周波数より低い基本周
波数の監視用信号を用い、かつ、この周波数の差を利用
して信号を弁別するディジタルフィルタを用いたことに
より、アナログ信号と監視用信号との分離が正確に行え
る。このことが更に、監視用信号を常に、連続的に重畳
できるように作用する。これによって監視が常に行わ
れ、かつ、監視中にもアナログ信号の入力とA/D変換と
が可能となる。 〔発明の実施例〕 以下、この発明をディジタル保護継電器のアナログ入
力回路の監視装置を例に説明する。系統の電圧入力は常
時、一定値以上の入力があって、その値を監視すること
により、アナログ入力回路の不良検出する方法が種々実
施されているが、電流入力など常時、一定値以上の入力
が期待できない入力回路は、強制的になんらかの入力を
印加して、不良検出する必要があり、本発明は、この入
力印加方式と、その入力を監視して、不良検出する処理
について、新規方式を提案するものである。 以下、この発明の一実施例を図について説明する。第
３図において、監視用信号回路（図示せず）の監視用信
号Irefは、系統からのPT,CT入力（以下略してPCT入力と
呼称する）とともに、アナログフィルタ即ちフィルタ
（24）に入力される。ここで、PT,CT入力は第１図，第
２図にて説明した送電線のPT（８）,CT（２）から入力
される入力信号のことであり、略してPCT入力Isとして
説明する。監視用信号とPCT入力（系統入力）は重畳さ
れ（これを信号重畳回路と呼ぶ）、フィルタ（24）を通
った監視用信号とPCT入力が重畳した出力がサンプルホ
ールド（25）により、あらかじめ定められた任意の一定
周期で、一定時間保持される。そして、マルチプレクサ
（26）でこのサンプルホールド（25）で保持した電圧信
号を順次切換えて、A/D変換器（12）に導びかれる。A/D
変換器（12）により、ディジタル量に変換されたデータ
は、ディジタル処理部（９）により、演算処理される。
（31）は不良検出したことを知らせる警報出力である。 ここで、サンプルホールド（25）は略して“SH"と、
マルチプレクサ（26）は略して“MPX"と以下の説明では
呼称する。また、アナログ入力回路は、フィルタ（2
4）、サンプルホールド（25）、マルチプレクサ（26）
およびA/D変換器（12）により構成される。 第４図は、監視用信号を出力する監視用信号回路の１
例を示したものでメモリ（42）内に記憶している信号波
形のデータを、任意の周期でD/A変換器（43）に出力
し、監視用の交流出力信号を得るもので、発振器（41）
の周波数を変化させることにより任意の周波数の交流信
号をD/A変換器（43）から得ることができる回路であ
る。以下その動作について説明する。カウンタ（40）は
発振器（41）のクロックで１ずつカウントアップする。
例えば、その出力が８本の場合、２進級表現で“000000
00"から“11111111"まで、10進級表現で、“0"〜“255"
までカウントする。実際の出力本数はメモリ（42）のア
ドレス本数に合わせる。メモリ（42）はカウンタ（40）
の出力をアドレスとして、そのアドレスに対応し、予め
書込まれたディジタルデータを、D/A変換器（43）に出
力する。D/A変換器（43）はメモリ（42）からのディジ
タルデータを一定の規則に従ってアナログデータに変換
し、これが監視用信号となる。ここで、監視用信号は、
メモリ（42）に書き込むディジタルデータにより、任意
の波形とすることができ、また、発振器（41）の周波数
により、任意の信号周波数とすることができる。監視用
信号の波形、周波数は以上のように、メモリ（42）に書
き込まれたディジタルデータと発振器（41）の周波数で
決まるが、メモリ（42）の書込みデータは変動すること
はなく、発振器も水晶発振器等、発振周波数変化がほと
んどないものを使用することにより、波形、周波数の変
動のない高精度の監視信号を得ることができる。 第４図の構成部品コストについて、発振器（41）は実
際には、第３図に示すところのディジタル処理部（９）
の中にある水晶発振器と共用できるため、専用に設ける
必要はない。なお、ディジタル処理部（９）はマイクロ
プロセッサを中心として構成しており、その動作用に水
晶発振器を備えている。メモリ（42）は、比較的小容量
のものでよいことと、最近の半導体技術の進歩から、安
価に入手できるようになっている。D/A変換器（43）
も、８ビット前後で低速のものでよく、その結果第４図
に示す構成は第１図に示した模擬送電線（４）などに比
べ、非常に安価に構成できる。 次に、第３図において本発明の動作説明に入る前に、
ディジタル保護継電器の系統事故を検出するための基本
的な入力信号処理について説明する。 まず、電力系統の故障を検出するため、PT・PCから電
圧電流信号PCT入力Isを取り込み、ディジタル処理部
（９）で処理可能な形態にまで、信号変換処理を行う。 PCT入力Isは、電力系統の電圧，電流値が最大となる
時、それらの信号をA/D変換器（12）のフルスケールに
適した値にレベル変換したものを用いる。 ディジタル保護継電器では種々のリレー特性から要求
される総合的フィルタ特性をディジタル処理とアナログ
処理の組合せで実現する。アナログフィルタ（24）は折
り返し周波数以上の高調波成分の除去を主目的としてい
る。 ディジタル保護継電器では、リレー特性上必要な周波
数帯域を考慮して、フィルタ（24）では、折り返し周波
数より高い周波数成分は完全に無視できる程度まで減衰
させる。このようなフィルタ（24）を通過させた後の入
力信号をSH（16）でサンプリングし、ディジタル値に変
換する様に処理する。サンプリング周波数は、サンプリ
ング定理等をふまえ、かつCPUの演算処理能力およびリ
レー演算アルゴリズムでのデータ処理の簡便さから、通
常系統周波数の電気角30゜、すなわち、600Hz（50Hz
系）、または720Hz（60Hz系）に選ばれている。 サンプルホールド（25）は、リレー演算アルゴリズム
上から同時刻のサンプリングデータが必要であるため第
３図にも示すように全入力チャンネルにサンプリングホ
ールド（25）が設けられており、時々刻々変化する入力
信号をA/D変換が終了するまで保持するものである。 この様にして電力系統の入力信号を処理し、ディジタ
ル処理部（９）でリレー演算を行う。 以上のような構成と入力信号処理を基に本発明による
自動監視方式の動作を以下に説明する。監視用信号（Ir
ef）は監視用信号回路で発生し、PCT入力に重畳される
形で、常時印加されている。ここで、監視用信号（Ire
f）の大きさは、PCT入力のフルケース、例えばCT入力の
場合は最大事故電流に対して充分に低いレベルとする。
これは、仮に監視用信号のレベルを、PCT入力の最大値
と同じとした場合、フィルタ（24）以後の回路の最大入
力はPCT入力と監視用信号（Iref）が加算される為、PCT
入力の最大値の２倍となり、系統からの小入力から大入
力に対して正しく回路動作させる為の、入力範囲設計
（ダイナミックレンジ設計）上、制約となる為である。 一方、監視用信号（Iref）の大きさをあまり小さくす
ると、フィルター（24）のゲイン変化などを検出しにく
くなる。 このように重畳された監視用信号（Iref）はフィルタ
（24）、SH（25）、MPX（26）を通り、A/D変換器（12）
により、ディジタル値に変換される。 A/D変換器（12）によりディジタルデータは、前述の
リレーアルゴリズム上、都合のよい周期、一般的には系
統周波数の電気角30゜間隔毎に、サンプリングされ、A/
D変換されたものである。これらのディジタルデータは
ディジタル処理部（９）により以下の処理を施し、フィ
ルタ（24）からA/D変換器（12）までの回路不良を検出
する。 〔Ａ〕 監視用信号（Iref）成分を抽出する。 A/D変換器（12）のディジタルデータ出力にはPCT入力
と監視用信号（Iref）が重畳されたもので、PCT入力の
影響を受けずにアナログ入力回路の監視を行う為には、
PCT入力（系統入力）の周波数と監視用信号の周波数と
を弁別することにより、この監視用信号の周波数に対応
する信号（または監視用信号（Iref）成分）を抽出し、
出力する必要がある。監視用信号（Iref）の周波数を一
例として系統周波数の４倍とした場合の抽出方法につい
て説明する。系統周波数の電気角180゜分位相がずれた
データを加算するディジタルフィルターの周波数特性を
１式で表わせる。 １式に系統周波数（ｎ＝１）、監視用信号周波数（ｎ
＝４）を適用した結果は となり、系統周波数の信号は除去され、監視用信号周波
数の信号は２倍となって抽出されている。このようにし
て、PCT入力の周波数と監視用信号の周波数とを弁別す
ることにより、監視用信号成分を抽出し、出力すること
ができる。第５図は１式をグラフ表現したものである。
第５図でも解る通り、監視用信号周波数を系統周波数の
２倍とした場合でも同一処理で抽出可能であり、更に処
理方法をかえれば他の周波数とすることも可能である。 〔Ｂ〕 監視用信号の大きさから不良検出する。 〔Ａ〕の処理により抽出した監視用信号（Iref）周波
数は、本例では、系統周波数の４倍としている。一方、
サンプリング周期すなわち、A/D変換する周期は系統周
波数の電気角30゜であるから、サンプリング周波数は系
統周波数の12倍、また監視用信号（Eref）周波数の３倍
となっており、サンプリング定理により、監視用信号の
大きさを、サンプリングデータから算出可能である。算
出した監視用信号の大きさから、フィルタ（24）からA/
D変換器（12）の不良検出を行う方法として、予め処理
部（９）の中に用意した規定値と比較する方法と、複数
の入力から抽出した監視用信号間で比較する方法があ
り、どちらも有効である。 以上の処理により、入力回路の不良検出が可能である
がリレー演算に使用するデータにとっては、監視用信号
（Iref）を除去し、系統周波数成分、すなわちPCT入力
を抽出する必要があり、以下の処理を施こしたデータを
リレー演算に使用する。ここでは一例として、前述の例
と同じく、監視用信号（Iref）周波数を系統周波数の４
倍としたケースについて説明する。 〔Ｃ〕 PCT入力成分を抽出する。 監視用信号周波数成分（系統周波数の４倍）を除去
し、PCT入力成分を抽出するため、２式で表わされるデ
ィジタルフィルター処理を施こす。 ２式に系統周波数（ｎ＝１）、監視用信号周波数（ｎ
＝４）を適用した結果はとなり、監視用信号（Iref）を除去し、系統周波数成
分、すなわちPCT入力は 倍となって抽出されている。第６図は２式をグラフ表現
したものであるが、同じような原理を用いて種々の監視
用信号周波数に適用したり、数式が異なるディジタルフ
ィルタも考えられる。このような弁別回路そのものは公
知であり、これをこの発明では信号弁別回路と呼ぶ。 以上〔Ａ〕，〔Ｂ〕および〔Ｃ〕の処理を施すことで
監視用信号（Iref）によるフィルタ（24）からA/D変換
器（12）に至るアナログ入力回路の不良検出を行い、か
つ、監視用信号（Iref）を重畳したことによる影響なし
で、リレー演算を行うことができる。 第７図にディジタル処理部（９）の機能ブロックを示
す。第７図において、（12）はA/D変換器、（81）〜（8
4）がディジタル処理部（９）であり、（81）は上記
〔Ａ〕の処理を行うディジタルフィルタ、（82）は上記
〔Ｂ〕の処理を行う監視部、（83）は上記〔Ｃ〕の処理
を行うディジタルフィルタ、（84）はディジタルフィル
タ（83）の抽出出力から系統を保護する通常のリレー演
算を行うリレー演算部である。リレー演算部（84）の出
力は、送電線のしゃ断器等をトリップするトリップ回路
（図示せず。）へ供給され、監視部（82）の出力は、ア
ナログ入力部の不良を警報する警報回路（図示せず。）
へ供給されることは言うまでもない。 なお、監視用信号周波数は系統周波数の４倍に限られ
ないことは先に述べた通りであるが、系統周波数と同一
とすることはできない。すなわち、系統周波数成分と監
視用信号周波数成分の除去ならびに抽出ができないから
である。また監視用信号周波数は折返し周波数以上とす
ると、フィルタ（24）によりほとんど除去されるため、
抽出ができない。 また、以上の実施例では、監視用信号発生回路とし
て、メモリ（42）とD/A変換器（43）を組合せた例を示
したが、予め任意に定められた出力レベルと周波数をも
った信号出力が得られるものであれば、どのようなもの
でもよい。例えばウィーンブリッジ発振器、あるいは矩
形波とローパスフィルターを組み合せた回路等が考えら
れる。 〔発明の効果〕 この発明は、監視用信号の基本周波数をアナログ信号
の基本周波数より高く、A/D変換器のサンプリング周波
数に基づく折返し周波数より低い値とし、かつ、この周
波数の差を利用して前記２つの信号を分離する信号弁別
回路を用いて、前記２つの信号が正確に分離できるよう
にしたことにより、監視用信号を常時、連続的に重畳す
る事ができるようになり、監視を常時、連続的に行い、
監視とアナログ信号の入力、A/D変換とが同時に行える
という効果が得られる。

【図面の簡単な説明】 第１図および第２図は従来の点検装置構成図、第３図
は、この発明の一実施例を示すブロック図、第４図はそ
の監視用信号発生回路の一例を示すブロック図、第５図
及び第６図は処理部におけるディジタルフィルターの周
波数特性を説明するための特性図、第７図は、本発明に
おけるディジタル処理部の機能ブロックを示す図であ
る。 （24）……フィルター、（25）……サンプルホールド、
（26）……マルチプレクサ、（12）……A/D変換器、
（９）……ディジタル処理部。

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 １．既知の基本周波数を有するアナログ信号を入力し、
   所定のサンプリング周波数でA/D変換する回路の動作を
   監視するアナログ入力回路の連続監視装置であって、上
   記アナログ信号に所定の基本周波数を有する監視用信号
   を重畳する信号重畳回路と、 この重畳された信号が入力され、上記サンプリング周波
   数の折返し周波数より高い周波数成分を除去するアナロ
   グフィルタと、 このアナログフィルタの出力信号を上記サンプリング周
   波数でディジタル信号に変換するA/D変換器と、 上記ディジタル信号に含まれる上記監視用信号を抽出し
   出力するディジタルフィルタと、 この監視用信号の大きさを監視する監視部とを備えたも
   のにおいて、 上記監視用信号の基本周波数は上記アナログ信号の基本
   周波数より高く、上記サンプリング周波数にもとづく折
   返し周波数より低い周波数とし、かつ、上記ディジタル
   フィルターは上記周波数の差を利用して上記アナログ信
   号と上記監視用信号とを弁別する信号弁別回路を有する
   とともに、上記監視用信号は連続して重畳するものであ
   ることを特徴とするアナログ入力回路の連続監視装置。