JP2771183B2

JP2771183B2 - 光トランスミッタドライバ

Info

Publication number: JP2771183B2
Application number: JP21233888A
Authority: JP
Inventors: ビセンテ・ブイ・カバンナ
Original assignee: HP Inc
Current assignee: HP Inc
Priority date: 1987-08-28
Filing date: 1988-08-26
Publication date: 1998-07-02
Anticipated expiration: 2013-07-02
Also published as: EP0305188A3; DE3851813T2; CA1294012C; EP0305188A2; JPH01103884A; EP0305188B1; US4818896A; DE3851813D1

Description

【発明の詳細な説明】＜産業上の利用分野＞本発明はディジタル・ドライバー回路に関し、更に詳
細には、発光ダイオードを高速で駆動する際に使用して
好適な、電流パルスを利用する高インピーダンス・ドラ
イバーに関する。

＜従来技術およびその問題点＞ GaAlAs発光ダイオード（LED）は、光ファイバーを使
用する光通信用の光源として、よく使用されている。光
出力は、一般的には駆動電流を変化させることにより、
直接パルス変調される。２進（２レベル）ディジタル用
の場合には、50から300mAの範囲の電流を低レベルのデ
ータ入力信号に応じてLEDを通して高速に接・断しなけ
ればならない。開閉電流に付加される小さなdc順方向バ
イアス（約1mA）は、電荷をダイオードのキャパシタン
スに保持することにより、高ピット・レート用に有利で
あることがわかる。LEDの真性放射性再結合時間により
変調速度を非常に大きくすることができる。

理想的LEDでは、注入キャリアが再結合（拡散）領域
に瞬時に到達すれば、自然放出の立上り時間はキャリア
の自然再結合時間だけに支配される。しかしながら、実
際的ダイオードを駆動するには、接合キャパシタンスと
漂遊キャパシタンスとにより注入キャリアの再結合領域
への到達に遅れが生ずる。従って、自然放出の立上り時
間は（ｉ）自然再結合時間により材料で制限されるかあ
るいは（ii）駆動回路（ダイオードの接合キャパシタン
スを含む）の時定数により回路で制限されることにな
る。

典型的LEDでは、（ｉ）が制限要因であるとき到達可
能な光パルス立上り時間は、（ii）が制限要因であると
きに到達可能な立上り時間に比較して短かい。

接合キャパシタンス及び漂遊キャパシタンスの影響を
最小限にする一つの方法は低インピーダンス（電圧型）
ドライバーを使用することである。これは発生するLED
電流、従って光束が正確に制御されないため望ましくな
い。低インピーダンス・ドライバーは複数のLEDのスイ
ッチングを行うのに使用されてきた。これらドライバー
についての研究は、Topics in Applied Physics,vol.3
9,pp170〜182の「光通信用半導体装置」に記されてい
る。問題はLED電流の、従って光パワーの制御の難しさ
である。そこに記されているドライバーは高ビット・レ
ートでは不満足である。何故なら発生する位相ずれとゲ
インとが不適当であり、回路の安定性を得るのが困難だ
からである。

Electronic Design,Vol.15（1974）pp96〜99の「光フ
ァイバー回線を100MHzで駆動すること」に記されている
ようなLEDの接合キャパシタンスをアナログ補償する方
法がもう一つの技術である。この種の実施例ではLEDは
その「直線」領域で動作する。フィルタがLEDの周波数
応答のロールオフを補償するために周波数に伴う減衰を
減らすのに使用される。従って周波数応答全体は大きな
周波数範囲にわたり平らである。この技術に関連する一
つの問題点はLEDが直線的なのはわずかな領域でだけで
あり、従ってLEDの全パワー出力を活用できないという
ことである。もう一つの問題点は、LEDのキャパシタン
スにはデバイスごとにかなりばらつきがあり、その結果
ほとんどのLEDがかなり補償過剰あるいは補償不足にな
ることである。

＜解決しようとする問題点および解決手段＞本発明は、接合キャパシタンス及び漂遊キャパシタン
スを急速に充放電させるため、投入中及び遮断中にスパ
イクが入るように電流パルスを整形する電流源型高イン
ピーダンス・ドライバーを使用している。このような電
流スパイクは、低インピーダンス・ドライバーを使用し
て発生される。このドライバーは、接合キャパシタンス
をドライバーが必要とする電圧まで充電するのに必要な
電流を供給するものである。

本発明はこのような電流パルスを発生するドライバー
から構成される。本発明は制限要因が上記の条件（ｉ）
になるように上記の条件（ii）の影響を最小限にしよう
とするものである。本発明はピーキング電流インパルス
を発生する改良された方法及び該電流インパルスに基本
（basic）電流パルスを付加する改良された方法を提供
する。ピーキング電流の形状は、LEDのキャパシタンス
（容量）がピーキング電流インパルスをLEDに結合させ
るキャパシタの容量よりはるかに大きいため、LEDの主
電流パルス及びLEDの接合キャパシタンスにはほとんど
無関係である。

従来の回路と異なり、本発明により電源に必要となる
電流は一定である。従って、ろ波（filtering）の任務
ははるかに簡単である。回路が対称であるから装置パラ
メータの変動に対して寛容である。非常に高速な動作が
可能である。スイッチング・トランジスタとして2N5943
を用いる場合、2nsという光遷移時間（10％〜90％）が
可能である。

実施例では、本発明の電流開閉はエミッタ結合ロジッ
ク（ECL）ドライバーにより駆動される。スイッチング
・トランジスタのエミッタ側の縮退（degeneration）抵
抗器は、エミッタ結合スイッチの伝達関数を、入力電圧
の振幅が本発明の電流スイッチを制限させるのに丁度充
分になるように直線化する。これによりOFFになってい
るスイッチのトランジスタが強く逆バイアスされないよ
うになると共に、トランジスタの接合キャパシタンスの
充電するECLドライバーが必要とする電流スパイクの振
幅を下げ、ECLドライバの出力にリンギングを生じない
ようにする。

〔実施例〕

以下、本発明を図面に示す実施例に基づいて説明す
る。第１図は、送信されるべきパラレル・データを、ト
ランスミッタの光インタフェースに使用されるシリアル
・データ・フォーマットに変換するための、光ファイバ
変換装置を示している。パラレル・シリアル変換ブロッ
ク10は、信号源からバス12を介してパラレル・データを
受け取る。このデータは、光ファイバ・ネットワーク上
に送信するため、光エネルギーに変換されるべきもので
ある。パラレル・シリアル変換ブロック10は、バス12か
ら受け取ったデータのコード化及びシリアル化を行う。
発振器14は、パラレル・シリアル変換ブロック10にマス
ター・クロック信号を供給する。送信クロック（JUPITE
R TRANSMIT CLOCK）（J TX CLK＋）は、ブロック10によ
って信号線16に供給され、該ブロックがバス12から受け
とるパラレル・データを発生するプロトコル・コントロ
ーラ・ブロック（図示せず）によって使用される。コー
ド化、シリアル化及び内部クロックの発生という機能
が、パラレル・シリアル変換ブロック10によって実行さ
れる。エンコーディング部は、ブロック10によって発生
されるシリアル・ビット・ストリームがDCオフセットを
ほとんど又は全く有しないようにすることを保証するた
め、平衡型コーディングの設計を使用している。これら
の機能は、当業者にはよく知られているので、詳細な説
明は省略する。パラレル・シリアル変換ブロック10は、
シリアル送信出力（SOT＋,SOC−）差動信号対を、ライ
ン18及び20上にそれぞれ発生する。この信号対は、実施
例では、80（million baud rate）、すなわち８×10⁷ボ
ー・レートである。SOT＋及びSOC−は、差動増幅器22
が、反転入力端子及び非反転入力端子でそれぞれ受け
る。差動増幅器22は、差動エミッタ結合ロジック（EC
L）レシーバであり、カレント・スイッチ・ドライバ対2
4の第一段を形成する。

差動増幅器22によって発生された真の（true）出力信
号及び相補出力信号は、第２の差動増幅器26の非反転入
力端子及び反転入力端子にそれぞれ伝わる。差動増幅器
26は、カレント・スイッチ・ドライバ対24の第二段を形
成している。キャパシタ28が、増幅器26の真の出力とカ
レント・スイッチ32との間に接続されており、また、キ
ャパシタ30が、増幅器の相補出力とピーキング回路34と
の間に接続されている。カレント・スイッチ・ドライバ
対24は、ブロック10からの差動シリアル出力信号対SOT
＋及びSOC−のバッファを行い、カレント・スイッチ32
とピーキング回路34とを駆動するものである。カレント
・スイッチ・ドライバ対24によって発生された信号は、
ドライバ・シリアル送信出力（DSOT＋,DSOC−）差動信
号対となる。キャパシタ28及び30は、直流的分離（アイ
ソレーション）を行うためのものである。

カレント・スイッチ32は、第1B図には簡略化された形
で示されている。図示のように、カレント・スイッチ32
は、発光ダイオード（LED）35を具備している。LED35に
電流が流れることにより、該LEDから光（photon）が放
射される。発生される光の強さ（power）は、電流の値
とほぼ直線的な関係となる。LED35を通る電流は、論理
値「１」、すなわち励起された状態（ONステート）に対
応し、電流が流れていない状態は、論理値「０」、すな
わち非励起状態（OFFステート）に対応すると考えられ
る。LED35には、常時、僅かな電流が流れている。この
バイアス電流は、LED35の高速スイッチングを可能にす
る。

第1B図に示されたカレント・スイッチ32の残りの部分
は、抵抗器36である。抵抗器36の一方の端子は、LETD35
のアノードに接続されている。その共通接続点は、正電
圧源に接続されている。一対のNPNトランジスタ38及び4
0が、差動対を形成しており、その各エミッタは、一対
の抵抗器39及び41を介して互いに接続されている（第2B
図参照）。トランジスタ38のベースは、キャパシタ28を
介してカレント・スイッチ・ドライバに接続されてい
る。トランジスタ40のベースは、電圧源（battery。以
下電池という）42として図示するように、所定のバイア
ス電圧に維持されている。トランジスタ38のコレクタ
は、抵抗器36の他方の端子に接続されている。トランジ
スタ40のコレクタは、LED35のカソードに接続されてお
り、その共通接続点は、キャパシタ44の一方の端子に接
続されている。

キャパシタ44は、ピーキング回路34に電流を通すもの
である。ピーキング回路34は、LED35が初めにオン状態
になるとき付加的な電流を引いてくるとともに、LED35
がオフ状態のときには逆方向電流を供給することによっ
て、光パルス波形（optical waveform）の質を改善する
ものである。この動作は、LEDの断続、すなわちオン・
オフの応答を俊敏にするのに役立つ。

第1B図に、簡略化して図示したピーキング回路34を示
す。ピーキング回路34は、NPN型トランジスタ46を含
み、そのコレクタはキャパシタ44のもう一方の端子に接
続されている。また、この共通接続点は、インダクタ48
と抵抗器50とが直列に接続された回路の一方の端子に接
続されている。該直列回路の他方の端子は、正電圧源に
接続されている。トランジスタ46のベースは、キャパシ
タ30の第２の端子（オペアンプ26に接続された端子と反
対側の端子）に接続されている。トランジスタ46のエミ
ッタは、一対の抵抗器47,53を介してNPN型トランジスタ
52のエミッタと接続されている（第2B図参照）。トラン
ジスタ52のコレクタは、抵抗器54を介して正電圧源に接
続されている。トランジスタ52のベースは、電池56とし
て図示されている予め決められたバイアス電圧に維持さ
れる。

抵抗器39,41より与えられたトランジスタ38,40のエミ
ッタ共通接続点、及び抵抗器47,53より与えられたトラ
ンジスタ46,52の共通接続点は、それぞれ、30mAの電流
源58、60に接続されている。これら電流源は、電流源制
御回路（current source control）62に接続されてい
る。電流源制御回路62は、カレント・スイッチ32及びピ
ーキング回路34の動作電流値を設定するものであり、詳
細には、第2A図，第2B図，第2C図に基づいて以下に説明
する。

電流源制御回路62は、インヒビット・モード回路64の
制御信号を受け取る。インヒビット・モード回路64は、
DISABLE_OPTIC_TRANSMITTER（DOT−）信号と、電流源5
8,60を非付勢（disable）させるJLBK＋信号を受信する
ものであり、詳細には第2A図，第2B図，第2C図に基づい
て以下に説明する。

第2A図，第2B図，第2C図は、本発明に係るドライバ回
路の回路図を示す。第1A図、第1B図と共通する構成素子
には、同じ参照番号を付す。カレント・スイッチ・ドラ
イバ24は、演算増幅器（オペアンプ）22,26を具備し、
パラレル・シリアル変換ブロック10からの差動シリアル
出力信号対SOT＋,SOC−のバッファを行うことに用いら
れ、LEDスイッチ32と、ピーキング回路34とを駆動す
る。本実施例においては、MC10216のECLドライバ二段で
この機能を実現する。SOT＋及びSOC−は、第一段22を駆
動する。第一段の出力信号は、第二段26を駆動し、DSOT
＋,DSOC−を発生させる。この差動出力信号対は、直流
バイアスをかける目的で、キャパシタ28,30によって、
それぞれカレントスイッチ及びピーキング回路から分離
されている。抵抗器ネットワーク100は、終端するため
に用いられ、オペアンプ26のECL出力ドライバに対する
負荷を与える。抵抗器ネットワーク100の共通ライン
は、VEE（−5.2V）に接続されている。キャパシタ102及
び104は、バイパスを提供するために使用される。

電流は、差動カレント・スイッチ32の送信LED35を通
るべく選択的に駆動される。トランジスタ38及び40は差
動対を形成しており、トランジスタ40のコレクタは、送
信LED35のカソードと接続され、また抵抗器37を介して
接地されている。キャパシタ43は、LED35のアノードを
グランドに接続している。

差動対の各エミッタは、それぞれエミッタ・デジェネ
レーション抵抗器39,41を介して30mA定電流源58に接続
されている。トランジスタ38及び40の各ベースは、電圧
分圧抵抗器110及び112と、電圧分圧抵抗器114及び116と
からなる抵抗器ネットワークによって、約2.5Vにバイア
スされる。バイパスキャパシタ118は、トランジスタ40
のベースに接続されている。インダクタ120とキャパシ
タ122とからなる平滑LC回路が、＋5V電源を、回路32及
び34に接続している。トランジスタ38のベースは、分離
キャパシタ28を通ってきたカレント・スイッチ・ドライ
バ24の相補出力DSOC−により有効に駆動される。トラン
ジスタ40のベースはドライブされず、単一終端動作とな
っている。

DSOC−は、ブロックで平衡型コーディング方式が用い
られているためDCオフセットがほとんどなく、その電圧
スウィングは約0.7Vである。これにより、分離結合キャ
パシタ（直流分離・交流結合キャパシタ）28は、トラン
ジスタ38のベースにおいて2.5Vのバイアス点に関し0.7V
_p-pの信号を発生する。

DSOC−が発生すると、負方向電圧スウィングにキャパ
シタ28が追従して、トランジスタ38のベース電圧が低く
なる。これにより、トランジスタ38のベースは、約2.15
Vまで落ちる。30mAの電流源58がこの変化に追従しよう
として抵抗器39と41との接合点（ジャンクション）電位
を低くすると、LED駆動トランジスタ40がオンし始め
る。エミッタ抵抗接合点はトランジスタ38をオンし続け
るのに充分低い電位へスウィングできないので、電流の
すべてはトランジスタ40によって供給される。このとき
エミッタ抵抗接合点は約1.60Vである。

DSOC−が消滅すると、電圧スウィングは、この場合正
であるが、キャパシタ28によって再び追従される。ベー
ス電圧が2.85Vに向けて上昇すると、トランジスタ38は
再びオンし始める。トランジスタ38が30mA以上の電流を
供給し始めると、エミッタ抵抗接合点電位は1.95Vに向
けて上昇し始める。このときトランジスタ40は完全にオ
フである。

キャパシタ118は、トランジスタ40がスイッチすると
き、トランジスタ40のベースでのノイズをフィルタし、
安定したバイアス電位を保つ。このキャパシタが無い
と、ベース・バイアス電圧が、トランジスタの寄生容量
及びプリント回路基板上の寄生容量が原因でふらつく
（wander）ことになる。

本発明の光ドライバは、ピーキング回路34を使ってLE
D35によって発生される光波形の質を改善する。ピーキ
ング回路は、LEDが初めにオンされるとき、LEDを通して
付加的な電流を引き、LEDが初めにオフされるときはカ
ソードを充電する。この動作は、LEDのオン応答及びオ
フ応答を鋭くする。

ピーキング機能を有する回路34は、トランジスタ46及
び52を備えた、もう１つの差動カレント・スイッチであ
り、カレント・スイッチ32と並列に動作する。トランジ
スタ46のコレクタは抵抗器50とインダクタ48とから成る
特殊な負荷を備えている。ピーキング回路34はキャパシ
タ44を介してLEDのカソード端子に結合されている。

差動対のエミッタは、エミッタのデジェネレーション
抵抗器53及び47を通して第２のコンスタント30mA定電流
源60に結合されている。両方のベースとも、抵抗器1213
0及び抵抗器132,134から成る電圧分圧器を備えた抵抗器
ネットワークで約2.5Vにバイアスされる。バイパス・キ
ャパシタ136は、トランジスタ52のベースへ結合され
る。トランジスタ45のベースは、カレント・スイッチ・
ドライバ24の真の出力DSOT＋によって分離キャパシタ30
を通して効率的に駆動される。トランジスタ52のベース
は駆動されず、結果的に、シングル・エンド動作をす
る。

DSOT＋は、先に述べたDSOC−と同じAC及びDC特性を持
っている。このようにして結合キャパシタ30は、トラン
ジスタ46のベースにおいて、2.5Vのバイアス点に関し、
0.7V_p-pの信号を発生する。

ピーキング・カレント・スイッチ34の基本的な動作
は、LED駆動カレント・スイッチ32と同じである。DSOT
＋が発生すると、正方向の電圧スウィングにキャパシタ
30が追従してトランジスタ46のベース電圧が上昇する。
これにより、トランジスタ46のベースが約2.85Vまで上
昇する。30mA電流源60がこの変化に追従しようとして、
抵抗器47と53との接合点電位を上昇させると、トランジ
スタ52はオフし始める。そのベースは一定電位に保持さ
れる。このようにして、30mA全てがトランジスタ46によ
り供給される。このときエミッタ抵抗接合点は、約1.95
Vである。

トランジスタ46のコレクタが電流の引きはじめると、
インダクタ48は初めは高インピーダンスの電流経路を与
える。コレクタの要求を満たすため、キャパシタ44が代
わりの低インピーダンス経路を与える。したがって、要
求電流は、送信LED35のカソードにより供給される。時
間が経つにつれて、インダクタ48は電流を流し始め、キ
ャパシタ44が供給する電流は、より少なくなる。これに
よりDSOT＋の発生端で、送信LED35にカレント・パルス
が発生する。

同様にDSOT＋の消滅で、負方向の電圧スウィングにキ
ャパシタ30が追従してトランジスタ46のベース電圧が低
くなる。これにより、トランジスタ46のベースが約2.15
Vまでさらに低くなる。再び、30mA電流源60がこの変化
に追従しようとして抵抗器47と53との接合点電位を下げ
ると、トランジスタ52がオンし、トランジスタ46はオフ
する。

トランジスタ46はすばやくオフする。しかしインダク
タ48は電流を流し続ける。この電流は送信LED35のカソ
ードへキャパシタ44を通して流れる。この時、トランジ
スタ40はオフであるので、電流はLEDに注入される。充
電の観点から見ると、電子は送信LED35のカソードから
キャパシタ44に移動し、インダクタの必要性を満たすた
めに電荷を相殺する。これにより、LED35のカソードで
の電流波形において逆方向の「ピーク」が効率的に生
じ、カソードを充電する。

キャパシタ136はトランジスタ52のベースでノイズを
フィルタし、トランジスタがスイッチングされたときの
バイアス電圧の安定性を維持する。このキャパシタがな
いと、トランジスタ内およびプリント板上の寄生容量に
よって、このバイアス電圧がふらつくことがある。抵抗
50はトランジスタ46のダンピングのためにまたその負荷
として使用される。抵抗54はトランジスタ52の負荷とな
る。

電流源58と60および電流源制御部62を設けた電流源生
成回路は光送信ドライバ用の動作電流のレベルを設定す
るために使用される。

第２図のブロック図を参照すれば、通常動作では、IN
HIBIT＋はオフにされインバータ140の出力電圧は0.4V未
満である。抵抗142によりインバータ140の出力がトラン
ジスタ144のベースに結合される。従って、トランジス
タ144はオフであり無視できる。演算増幅器146とトラン
ジスタ148、150は、トランジスタ150、152によって構成
される電流源58、60が供給される制御ベース電流の量を
定めるクローズドループを形成する。

トランジスタ150を通して流れる電流のレベルはトラ
ンジスタ150のエミッタとグランドの間に接続されてい
て電流に比例するセンス電圧を供給するセンス抵抗によ
って定められる。トランジスタ152を通して流れる電流
はトランジスタ150を通る電流と同じ大きさである。そ
れは両トランジスタのベースは共通接続されており、ま
た抵抗154はトランジスタ152のエミッタとグランドとの
間に接続されている抵抗156と等しい値だからである。

センスされた電圧は抵抗158を介して演算増幅器146の
反転入力に伝達され、非反転の正相端子に電圧ドライバ
抵抗160と162によって確立される0.6Vの基準と比較され
る。この0.6Vの基準電圧が得られるのは、抵抗160と162
は大きさが等しく、またこれらの抵抗によって分割され
る基準電圧はほぼ1.2Vに設定されているからである。

もし反転端子の電圧が非反転端子における電圧よりも
低ければ、正の差動電圧が現れて演算増幅器146の出力
は増大する。これによって、電流が抵抗164を通ってト
ランジスタ148のベースに流入するようになる。トラン
ジスタ148のコレクタはエミッタフォロワとして接続さ
れ、増幅されたベース電流はエミッタから出てこのエミ
ッタとグランドとの間に接続された抵抗166を通して流
れる。抵抗166の両端の電圧が0.6Vに近づき始めると、
トランジスタ150、152のベースへも電流が流れ込み始め
る。これにより、センス抵抗154の両端の電圧が増大
し、この電圧の増大が演算増幅器146によって測定され
る電圧差を小さくする。その結果ループを安定化させる
方向へ向かう。

もしセンス電圧が高すぎると、演算増幅器146はその
出力電圧を低下させ、これらトランジスタのバイアス電
流を減少させ、これによってセンス電圧を減少させる。

このループはセンス電圧がほぼ0.6V、これはトランジ
スタ150（および152も）のコレクタ電流が30mAであるこ
とに相当するが、そのようになったときに安定化する。

演算増幅器146の出力とその反転入力の間に接続され
たキャパシタ168は演算増幅器の安定性を確保する補償
キャパシタである。

トランジスタ148のコレクタとグランドとの間に接続
されたキャパシタ170はトランジスタ150、152のベース
に印加されるバイアス電圧の変動中の高い周波数成分を
フィルタ作用で除去するために使用される。バイパスキ
ャパシタ172は抵抗162に並列に接続されている。

電流源の追従性は２つのフェライトビーズ175、177の
存在によってさらに改善される。これらフェライトビー
ズ175、177は夫々電流源トランジスタ150、152のコレク
タと電流スイッチ32、ピーキング回路34のエミッタ抵抗
接続部の間に置かれている。これらビーズは、高い周波
数のエネルギを（蓄積はしないで）消散させるという性
質を有している。これらビーズは電流源をその負荷のス
イッチングの影響から隔離するのに役立つ。

本発明の光伝送回路はINHIBIT＋が付勢されていると
きにはいつも禁止（Inhibit）モードに置かれる。INHIB
IT＋はJLBK＋あるいはDISABLE_OPTIC−TRANSMITTER−
（図ではDOT−と略記されている）の一方が付勢されて
いるときに付勢される。INHIBIT＋機能はNORゲート178
と２つのインバータ140、180によって実現されている。

INHIBIT＋が付勢されると、トランジスタ144をターン
オンさせ飽和状態に置くのに充分な電流がインバータ14
0からバイアス抵抗142を通して流れる。これによってト
ランジスタ144のコレクタの電圧が0.5V未満に下げられ
る。その結果トランジスタ148がターンオフされ、また
これによりトランジスタ150、152がターンオフされる。

演算増幅器146はこの条件を検出してその出力電圧を
上昇させる。しかし、トランジスタ144は飽和している
から抵抗164を流れる電流を全て吸い込んでしまい、電
流源58,60は不活性のままとなる。

INHIBIT＋を落とすことにより、大量の電流がトラン
ジスタ148と150の径路に流れてセンス電圧を上昇させ、
演算増幅器146はそこで前に説明したようにして差分を
調節する。

〔効果〕

本発明は、以上のように構成され、作用するものであ
るから、上記した課題を解決しうる光トランスミッタド
ライバを提供することができるという効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第1A図及び第1B図は本発明の実施例を適用した光ファイ
バ変換装置の一組のブロック図、第2A図，第2B図，第2C
図は本発明の実施例に係る光トランスミッタドライバの
一組の回路図である。 DSOC−：第１の差動信号、 DSOT＋：第２の差動信号、 35:電気−光変換トランスジューサの一例たる発光ダイ
オード（LED）、 32:第１の電流スイッチ手段の一例たるカレント・スイ
ッチ、 34:第２の電流スイッチ手段の一例たるピーキング回
路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号ＦＩＨ０４Ｂ 10/28

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】以下の（ａ）ないし（ｃ）を設け、第１の
デジタル信号と前記第１のデジタル信号の変化に従って
変化する第２のデジタル信号に基づいて少なくとも第１
のレベル及び第２のレベルの２つの輝度のレベルを取
る、電気−光変換素子を使用する光トランスミッタのた
めのドライバ。（ａ）前記第１のデジタル信号に応答して前記電気−光
変換素子を駆動する駆動信号を発生するドライバ手段。（ｂ）定電流源手段。（ｃ）前記定電流源手段と直列接続されるとともに、前
記ドライバ手段に接続されている前記電気−光変換素子
の第１の端子及びインダクタンス性負荷に接続されて、
前記第２のデジタル信号に応答して電流切り替えを行う
電流スイッチ手段。前記電流スイッチ手段は、前記ドライバ手段が前記電気
−光変換素子の駆動を開始するときには、前記インダク
タンス性負荷に流れる電流の立ち上がりが遅れている
間、前記定電流源からの電流の少なくとも一部を第１の
過渡電流として前記電気−光変換素子へ供給する。前記電流スイッチ手段は、前記ドライバ手段が前記電気
−光変換素子の駆動を終了するときには、前記インダク
タンス性負荷に流れる電流の立ち下がりが遅れている
間、前記電気−光変換素子に蓄積されている電荷の少な
くとも一部を第２の過渡電流として前記インダクタンス
性負荷に吸収する。
【請求項２】前記電気−光変換素子は発光ダイオードで
あることを特徴とする請求項１記載のドライバ。
【請求項３】前記電流スイッチ手段と前記第１の端子と
の間にキャパシタが設けられていることを特徴とする請
求項１または２記載のドライバ。
【請求項４】前記電流スイッチ手段は、前記インダクタンス性負荷と第１のトランジスタとの第
１の直列回路と負荷と第２のトランジスタとの第２の直
列回路との並列接続構成を含み、前記第１のトランジスタと前記インダクタンス性負荷と
の間から前記第１の端子への接続が行われることを特徴とする請求項１、２または３記載のドライ
バ。