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Diese Erfindung bezieht sich auf digitale Treiberschaltungen
und insbesondere auf einen hochohmigen Treiber, der
Stromimpulse verwendet, die geeignet sind, um beim Betreiben einer
lichtemittierenden Diode mit hohen Geschwindigkeiten
verwendet zu werden.
Hintergrund der Erfindung
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Lichtemittierende Dioden (LEDs) aus GaAlAs
(Gallium-Aluminium-Arsenid) sind eine weitverbreitete optische Quelle für
optische Kommunikationsanwendungen, bei denen optische
Fasern verwendet werden. Die optische Ausgangsleistung ist
typischerweise durch Variation des Treiberstroms direkt
pulsmoduliert. Für duale (2-Pegel) digitale Anwendungen muß ein
Strom im Bereich von 50-300 mA als Antwort auf ein
Nieder-Pegel-Eingangsdatensignal mit einer hohen
Geschwindigkeit durch die LED ein- und ausgeschaltet werden. Ein
kleiner vorwärts vorgespannter Gleichstrom (näherungsweise 1
mA), der dem geschalteten Strom hinzugefügt ist, kann sich
in Anwendungen mit hohen Bitraten als vorteilhaft erweisen,
weil dadurch Ladung auf der Kapazität der Diode erhalten
bleibt. Die intrinsische Strahlungsrekombinationszeit der
LED ermöglicht sehr hohe Modulationsraten.
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Bei einer idealen LED ist nur die spontane
Rekombinationszeit der Ladungsträger für die Anstiegszeit der spontanen
Emission maßgebend, wenn die injizierten Ladungsträger
unverzüglich das Rekombinations-(Diffusions-)Gebiet erreichen.
Beim Betreiben einer realen Diode verursachen die
Übergangskapazität und die Streukapazität jedoch eine Verzögerung der
Ankunftszeit der injizierten Ladungsträger im
Rekombinationsgebiet.
Die Anstiegszeit der spontanen Emission ist
folglich entweder (i) durch die spontane Rekombinationszeit
materialbegrenzt oder (ii) durch die Zeitkonstante der
Treiberschaltung (einschl. der Übergangskapazität der Diode)
schaltungsbegrenzt.
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Für typische LEDs, wie z. B. die HFBR-1402 von Hewlett-
Packard, beträgt die erreichbare optische Impulsanstiegszeit,
wenn (i) der begrenzende Faktor ist, nur einen kleinen
Bruchteil der erreichbaren Anstiegszeit, wenn (ii) der
begrenzende Faktor ist.
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Ein Verfahren, um den Effekt der Übergangs- und
Streukapazität zu minimieren, liegt darin, einen niederohmigen
(Spannungstyp) Treiber zu verwenden. Dies ist unerwünscht, da der
resultierende LED-Strom und daher der optische Fluß dann
nicht genau gesteuert werden kann. Niederohmige Treiber
wurden verwendet, um LEDs zu schalten. Eine Begutachtung dieser
Treiber ist in "Semiconductor Devices for Optical
Communications", Topics in Applied Physics, Band 39, Seiten 170-182,
enthalten. Das Problem liegt in der Schwierigkeit, den
LED-Strom und daher die optische Leistung zu steuern. Die
Treiber, die darin beschrieben sind, sind bei hohen Bitraten
unbefriedigend, da die Phasenverschiebung und der Gewinn,
die erreicht werden, ungeeignet sind und eine
Schaltungsstabilität schwer zu erreichen ist.
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Die analoge Kompensation der Übergangskapazität der LED, die
z. B. in "Drive Fiber-Optic Lines at 100 MHz", Electronic
Design, Band 15 (1974), Seiten 96-99, beschrieben ist,
stellt eine andere Technik dar. In dieser Klasse von
Implementierungen wird die LED in ihrem "linearen" Bereich
betrieben. Ein Filter wird verwendet, um die frequenzbedingte
Dämpfung zu senken, um den Abfall in der Frequenzantwort der
LED zu kompensieren. Die Gesamtfrequenzantwort ist somit
über einem großen Frequenzbereich eben. Ein Problem, das mit
dieser Technik verbunden ist, liegt darin, daß die LED nur
über einem kleinen Bereich linear ist, und man folglich
nicht die volle Ausgangsleistung der LED ausnutzen kann. Ein
anderes Problem liegt darin, daß die LED-Kapazität von
Bauelement zu Bauelement signifikante Unterschiede aufweist,
und folglich die meisten LEDs signifikant
über-/unter-kompensiert sind.
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Ferner offenbart JP-A 61,230,438 eine Schaltung zum
Betreiben eines elektrooptischen Wandlers, die in einem ersten und
in einem zweiten Pegel aufgrund von digital kodierten
Signalen, die ein erstes und ein zweites Differenzsignal
umfassen, wie im Oberbegriff von Anspruch 1 dargestellt ist,
betreibbar ist. Die Schaltung arbeitet in diesem Fall jedoch
nicht optimal, insbesondere hinsichtlich der Ansprechzeit.
Die Erfindung schlägt daher eine Schaltung gemäß der
Definition im zweiten Teil von Anspruch 1 vor.
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Die vorliegende Erfindung verwendet einen hochohmigen
Treiber des Stromquellentyps, der die Stromimpulse derart formt,
daß sie während dem Ein- und Ausschalten Spitzen enthalten,
um die Übergangs- und Streukapazitäten schnell zu
laden/entladen. Solche Stromspitzen würden auftreten, wenn ein
niederohmiger Treiber verwendet würde, während der Treiber den
Strom liefert, der notwendig ist, um die Übergangskapazität
auf die Spannung aufzuladen, die vom Treiber benötigt wird.
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Die vorliegende Erfindung besteht aus einem Treiber, der
solche Stromimpulse erzeugt. Die vorliegende Erfindung
versucht die Wirkung von Bedingung (ii) (siehe oben) derart zu
minimieren, daß Bedingung (i) (siehe oben) zum begrenzenden
Faktor wird. Die vorliegende Erfindung schafft ein
verbessertes Verfahren zum Erzeugen der Stromimpulsspitzen und zum
Addieren derselben zum Basisstromimpuls. Die Form der
Stromspitzen ist nahezu unabhängig vom Hauptstromimpuls und der
Übergangskapazität der LED, da der Wert der LED-Kapazität
viel größer ist, als der Kondensator, der die
Stromimpulsspitzen mit der LED koppelt.
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Anders als bei früheren Schaltungen ist der Strom, der von
der Leistungsversorgung benötigt wird, durch diese Erfindung
konstant. Entsprechend ist die Aufgabe des Filterns viel
leichter. Die Symmetrie der Schaltung macht sie tolerant
gegenüber Abweichungen der Bauelementeparameter.
Höchst-Geschwindigkeitsverhalten ist möglich. Mit den Transistoren
2N5943 als Schalttransistoren sind optische Übergangszeiten
(10% bis 90%) von 2 ns machbar.
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Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung wird der Schaltstrom durch einen Treiber mit
emittergekoppelter Logik (ECL = emitter-coupled-logic)
gesteuert. Rückkopplungswiderstände an den Emittern der
Schalttransistoren linearisieren die Übertragungsfunktion der
emittergekoppelten Schalter, so daß der Eingangsspannungshub
gerade ausreicht, um zu bewirken, daß der Schaltstrom der
vorliegenden Erfindung begrenzt ist. Dies verhindert, daß
der Transistor des Schalters, der AUS ist, stark rückwärts
vorgespannt ist, senkt die Größe der Stromspitze, die vom
ECL-Treiber zum Aufladen der Transistor-Übergangskapazität
benötigt wird, und verhindert ein Überschwingen des ECL-
Treiberausgangs.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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Fig. 1 ist ein Blockdiagramm eines faseroptischen
Wandlerbauelements, das die Treiberschaltung der
vorliegenden Erfindung verwendet.
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Fig. 2 ist ein schematisches Diagramm der Treiberschaltung
der vorliegenden Erfindung.
Detaillierte Beschreibung eines bevorzugten
Ausführungsbeispiels
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Fig. 1 stellt eine faseroptische Wandlervorrichtung dar, die
eine Umwandlung von parallelen Daten liefert, so daß diese
in das serielle Datenformat übertragen werden, das von einer
optischen Schnittstelle des Senders verwendet wird. Ein
Parallel-Serien-Block 10 empfängt von einer Quelle über einen
Bus 12 parallele Daten, die zur Übertragung auf einem
faseroptischen Netzwerk in Lichtenergie umgewandelt werden
sollen. Der Parallel-Serien-Block 10 kodiert und serialisiert
die Daten, die auf dem Bus 12 empfangen werden. Ein
Oszillator 14 schafft ein Haupttaktsignal für den Parallel-Serien-
Block 10. Ein Taktsignal, JUPITER TRANSMIT CLOCK (J_TX_CLK+)
(Jupiter-Sende-Takt), wird von Block 10 auf einer
Signalleitung 16 geschaffen und wird vom protokoll-Steuerblock (nicht
gezeigt) verwendet, um die parallelen Daten, die auf Bus 12
empfangen werden, zu erzeugen. Kodierungs-, Serialisierungs-
und interne Takterzeugungs-Funktionen werden vom Parallel-
Serien-Block 10 ausgeführt. Der Kodierungsabschnitt
verwendet ein symmetrisches Kodierungsschema, wobei folglich sichergestellt
wird, daß der serielle Bitstrom, der vom Block
10 erzeugt wird, einen geringen oder keinen Gleichanteils-
Versatz aufweist. Diese Funktionen sind für Fachleute
offensichtlich und werden hierin nicht weiter beschrieben.
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Der Parallel-Serien-Block 10 erzeugt ein serielles
Ausgangs-Übertragungs-Differenzsignalpaar (SOT+, SOC-) auf den
Leitungen 18, bzw. 20. Das Signalpaar hat vorzugsweise eine
Baudrate von 80 Millionen. Die Signale SOT+ und SOC- werden
von einem Differenzverstärker 22 an einem invertierenden,
bzw. einem nicht-invertierenden Eingang empfangen. Der
Differenzverstärker 22 ist ein Differenzempfänger mit
emittergekoppelter Logik (ECL) und bildet die erste Stufe eines
Stromschalter-Treiberpaars 24.
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Das wahre und das komplementäre Ausgangssignal, die vom
Differenzverstärker 22 erzeugt werden, werden zu dem
nicht-invertierenden, bzw. invertierenden Eingang eines zweiten
Differenzverstärkers 26 geleitet, der die zweite Stufe des
Stromschalter-Treiberpaares bildet. Ein Kondensator 28 ist
zwischen den Wahr-Ausgang des Verstärkers 26 und einen
Stromschalters 32 geschaltet. Ein Kondensator 30 ist
zwischen den komplementären Ausgang des Verstärkers 26 und eine
Spitzenwertbildungsschaltung 34 geschaltet. Das
Stromschalter-Treiberpaar 24 puffert das serielle
Ausgangs-Differenzsignalpaar SOT+ und SOC- von Block 10 und betreibt den
Stromschalter 32 und die Spitzenwertbildungsschaltung 34.
Die Signale, die vom Stromschalter-Treiberpaar 24 erzeugt
werden, sind ein serielles Treiber-Ausgangs-Übertragungs-
Differenz-Signalpaar (DSOT+, DSOC-). Die Kondensatoren 28
und 30 schaffen eine Gleichstrom-Isolation.
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Der Stromschalterschaltkreis 32 ist in Fig. 1 in einer
vereinfachten Form dargestellt. Wie gezeigt ist, schließt er
eine lichtemittierende Diode (LED) 35 ein. Ein Stromfluß
durch die LED 35 bewirkt, daß die LED Photonen emittiert.
Die optische Leistung, die erzeugt wird, ist näherungsweise
linear vom Stromfluß abhängig. Es sei vorausgesetzt, daß ein
Stromfluß durch die LED 35 einem logischen Wert ONE (eins)
und einem aktiven (QN = an) Zustand, die Abwesenheit eines
Stroms einem logischen Wert ZERO (Null) oder einem inaktiven
(OFF = aus) Zustand entspricht. Eine kleine Strommenge
fließt zu jeder Zeit durch die LED 35. Dieser vorspannende
Strom ermöglicht es, die LED 35 schnell zu schalten.
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Der verbleibende Abschnitt des Stromschalters 32, der in
Fig. 1 gezeigt ist, ist ein Widerstand 36, von welchem ein
Anschluß mit der Anode der LED 35 verbunden ist. Deren
gemeinsame Zusammenschaltung ist auch mit einer positiven
Spannungsquelle verbunden. Ein Paar von NPN-Transistoren 38
und 40 bildet ein Differenzpaar, wobei ihre Emitter über ein
Paar von Widerständen 39 und 41 zusammengeschaltet sind. Die
Basis des Transistors 38 ist über den Kondensator 28 mit dem
Stromschalter-Treiber verbunden. Die Basis des Transistors
40 wird mit einer vorherbestimmten Spannung vorgespannt, was
durch eine Batterie 42 dargestellt ist. Der Kollektor des
Transistors 38 ist mit dem zweiten Anschluß des Widerstands
36 verbunden. Der Kollektor des Transistors 40 ist mit der
Kathode der LED 35 verbunden. Ihre Zusammenschaltung ist
auch mit einem ersten Anschluß eines Kondensators 44
verbunden.
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Der Kondensator 44 führt Strom zu der
Spitzenwertbildungsschaltung 34 ab. Die Spitzenwertbildungsschaltung 34
verbessert die Qualität der optischen Signalform durch das
Leiten von zusätzlichem Strom durch die LED 35, wenn sie
anfänglich ON-geschaltet ist und durch Versorgen der LED 35
mit Rückwärtsstrom, wenn sie OFF-geschaltet ist. Diese
Aktion führt dazu, daß die ON-Schalt- und OFF-Schalt-Antwort
der LED schärfer wird.
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Die Spitzenwertbildungsschaltung 34, wie in Fig. 1 in
vereinfachter Form gezeigt, enthält einen NPN-Transistor 46,
dessen Kollektor mit dem zweiten Anschluß des Kondensators
44 verbunden ist. Diese Zusammenschaltung ist dann wiederum
mit einem Anschluß einer Serienschaltung eines induktiven
Bauelementes und eines Widerstands 50 verbunden. Ein zweiter
Anschluß der Serienschaltung ist mit einer positiven
Spannungsquelle verbunden. Die Basis des Transistors 46 ist mit
dem zweiten Anschluß des Kondensators 30 verbunden. Der
Emitter des Transistors 46 ist über ein Paar von
Widerständen 47 und 53 mit dem Emitter eines NPN-Transistors 52
verbunden. Der Kollektor des Transistors 52 ist über einen
Widerstand 54 mit der positiven Spannungsquelle verbunden. Die
Basis des Transistors 52 ist mit einer vorherbestimmten
Spannung vorgespannt, was durch eine Batterie 56 dargestellt
ist.
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Die gemeinsame Emitterzusammensetzung der Transitoren 38
und 40, die durch die Widerstände 39 und 41 geschaffen ist,
und der Transistoren 46 und 52, die durch die Widerstände 47
und 53 geschaffen ist, sind mit einer 30 mA-Stromquelle 58,
bzw. einer 30 mA-Stromquelle 60 verbunden. Die Stromquellen
sind dann wiederum mit einer Stromquellensteuerung 62
verbunden. Die Stromquellensteuerschaltung, die in Verbindung
mit Fig. 2 beschrieben wird, stellt den Pegel des
Betriebsstroms des Stromschalters 32 und der
Spitzenwertbildungsschaltung 34 ein.
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Die Stromquellensteuerung 62 empfängt ein Steuersignal von
einer Sperrmodus-Schaltung 64. Die Sperrmodus-Schaltung 64
empfängt ein DISABLE_OPTIC_TRANSMITTER_-(DOT-)Signal
(optische_Übertragung_Abschalten_-Signal) und ein JLBK+-Signal,
das die Stromquellen 58 und 60 abschaltet, wie in Verbindung
mit Fig. 2 beschrieben wird.
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Fig. 2 ist ein schematisches Diagramm der Treiberschaltung
der vorliegenden Erfindung. Die in Fig. 2 dargestellten
Elemente, die mit Fig. 1 gemeinsam sind, tragen die gleichen
Bezugsnummern.
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Der Stromschalter-Treiber 24, der Operationsverstärker (op
amps = operational amplifiers) 22 und 26 enthält, wird
verwendet, um das serielle Ausgangs-Differenzsignalpaar, SOT+
und SOC-, des Übertragerblocks 10 zu puffern und den LED-
Schalter 32 und die Spitzenwertbildungsschaltung 34 zu
betreiben. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel werden
zwei Stufen eines MC10216 ECL-Treiber verwendet, um diese
Funktion durchzuführen. Die Signale SOT+ und SOC- betreiben
die erste Stufe 22. Die Ausgangssignale der ersten Stufe
betreiben die zweite Stufe 26, um die Signale DSOT+ und
DSOC- zu bilden. Dieses Ausgangs-Differenzsignalpaar ist von
den LED-Stromschaltern und Spitzenwertbildungsschaltungen
für Gleichstromvorspannungszwecke durch die Kondensatoren 28
und 30 isoliert. Ein Widerstandsnetzwerk 100 wird verwendet,
um einen Abschluß zu bilden und eine Belastung für die ECL-
Ausgangstreiber des Operationsverstärkers 26 zu schaffen.
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Die gemeinsame Leitung des Widerstandsnetzwerkes ist mit dem
VEE (-5,2 Volt) verbunden. Die Kondensatoren 102 und 104
werden zum bypassartigen Versorgen verwendet.
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Ein Strom wird selektiv durch die Sende-LED-Einrichtung 35
des differentiellen Stromschalters 32 getrieben. Die
Transistoren 38 und 40 bilden ein Differenzpaar, wobei der
Kollektor des Transistors 40 mit der Kathode der Sende-LED 35 und
über einen Widerstand 41 mit Masse verbunden ist. Ein
Kondensator 43 verbindet die Anode der LED 35 mit Masse.
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Die Emitter des Differenzpaars sind über
Emitter-Rückkopplungswiderstände 39 bzw. 41 mit einer konstanten 30 mA-
Stromquelle 58 vorgespannt. Beide Basen der Transistoren 38
und 40 sind mit einem Widerstandsnetzwerk, das
Spannungsteiler-Widerstände 110 und 112 und
Spannungsteiler-Widerstände 114 und 116 enthält, auf näherungsweise 2,5 Volt
vorgespannt. Ein Bypass-Kondensator 118 ist mit der Basis des
Transistors 40 verbunden. Eine Glättungs-LC-Schaltung, die
ein induktives Bauelement 120 und einen Kondensator
einschließt, verbindet die +5 Volt-Spannungsquelle mit den
Schaltungen 32 und 34. Die Basis des Transistors 38 wird
wirksam durch das komplementäre Ausgangssignal DSOC- des
Stromschalter-Treibers 24 über den Isolationskondensator 28
angesteuert. Die Basis des Transistors 40 ist nicht
angesteuert, was eine Eintaktoperation zur Folge hat.
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Das Signal DSOC- hat durch die Wirkung des symmetrischen
Kodierungsschemas, das im Block 10 verwendet wird, einen sehr
kleinen Gleichanteils-Versatz, wobei es einen Spannungshub
von näherungsweise 0,7 Volt aufweist. Der Netto-Effekt
desselben liegt darin, daß der Isolations- und
Kopplungskondensator 28 dazu führt, daß ein Spitze-zu-Spitze-Signal von 0,7
Volt über den 2,5 Volt Vorspannungspunkt an der Basis des
Transistors 38 erzeugt wird.
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Wenn das Signal DSOC- aktiv ist, folgt der negative
Spannungshub durch den Kondensator 28, wobei die Spannung an der
daß die Spannung an der Basis des Transistors 38 auf
näherungsweise 2,15 Volt abfällt. Während die 30 mA-Stromquelle
58 versucht, dieser Änderung durch Absenken des Potentials
des Übergangs der Widerstände 39 und 41 zu folgen, beginnt
der LED-Treibertransistor 40 einzuschalten. Der
Emitter-Widerstandsübergang kann sich auf kein Potential einschwingen,
das klein genug ist, um den Transistor 38 eingeschaltet zu
halten, so daß der gesamte Strom durch den Transistor 40
geliefert wird. In diesem Moment liegen am
Emitter-Widerstands-Übergang näherungsweise 1,6 Volt an.
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Wenn das Signal DSOC- inaktiv ist, folgt der Spannungshub,
der in diesem Fall positiv ist, wiederum durch den
Kondensator 28. Während die Basisspannung auf 2,85 Volt ansteigt,
beginnt der Transistor 38 wieder einzuschalten. Während der
Transistor 38 beginnt, eine größere Menge des 30 mA-Stroms
zu liefern, beginnt das Potential des
Emitter-Widerstandsübergangs anzuwachsen, bis es 1,95 Volt erreicht. In diesem
Moment ist der Transistor 40 völlig ausgeschaltet.
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Der Kondensator 118 filtert Rauschen an der Basis des
Transistors 40 und erhält ein stabiles Vorspannungspotential,
wenn der Transistor schaltet. Ohne diesen Kondensator könnte
sich die Basis-Vorspannungsspannung aufgrund von parasitären
Kapazitäten, sowohl innerhalb des Transistors, als auch auf
der gedruckten Leiterplatte, verstellen.
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Der optische Treiber der gegenwärtigen Erfindung verwendet
eine Spitzenwertbildungsschaltung 34, um die Qualität der
optischen Signalform, die durch die LED 35 erzeugt wird, zu
verbessern. Die Spitzenwertbildungsschaltung führt
zusätzlichen Strom durch die LED, wenn sie anfänglich
eingeschaltet ist, und lädt die Kathode auf, wenn die LED anfänglich
ausgeschaltet ist. Diese Aktion führt dazu, daß die Ein- und
Aus-Schalt-Antwort der LED schärfer wird.
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Die Schaltung 34, die die Spitzenwertbildungsfunktion
durchführt,
stellt einen weiteren Differenzstromschalter dar, der
die Transistoren 46 und 52, die parallel zu dem
Stromschalter 32 arbeiten, einschließt. Der Kollektor des Transistors
46 besitzt eine spezielle Last, die aus dem Widerstand 50
und dem induktiven Bauelement 48 besteht. Die
Spitzenwertbildungsschaltung 34 ist mit dem Knotenpunkt der Kathode der
LED über den Kondensator 44 gekoppelt.
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Die Emitter des Differenzpaares sind durch die
Emitter-Rückkopplungswiderstände 53 und 4'7 mit einer zweiten konstanten
30 mA-Stromquelle verbunden. Beide Basen sind mit
Widerstandsnetzwerken, die Spannungsteiler, welche Widerstände
128 und 130 und Widerstände 132 und 134 umfassen,
einschließen, auf näherungsweise 2,5 Volt vorgespannt. Ein
Ableitungskondensator 136 ist mit der Basis des Transistors 52
verbunden. Die Basis des Transistors 46 wird wirksam durch
das Wahr-Ausgangssignal DSOT+ des Stromschaltertreibers 24
durch den Isolationskondensator 30 angesteuert. Die Basis
des Transistors 52 ist nicht angesteuert, was eine
Eintaktoperation zur Folge hat.
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Das Signal DSOT+ hat die gleichen Wechselstrom- und
Gleichstrom-Charakteristiken wie das Signal DSOC-, das oben
beschrieben ist. Folglich führt der Koppelkondensator 30 dazu,
daß ein Spitze-zu-Spitze-Signal von 0,7 Volt über dem 2,5
Volt-Vorspannungspunkt an der Basis des Transistors 56
erzeugt wird.
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Das grundsätzliche Verhalten des Stromspitzenwertschalters
34 ist das gleiche, wie das des LED-Treiberstrom-Schalters
32. Wenn das Signal DSOT+ aktiv ist, wird der positive
Spannungshub durch den Kondensator 30 gesteuert, wobei die
Spannung an der Basis des Transistors 46 erhöht wird. Dies
bewirkt, daß die Spannung an der Basis des Transistors 46 auf
näherungsweise 2,85 Volt ansteigt. Während die 30
mA-Stromquelle 60 versucht, dieser Änderung durch Erhöhen des
Potentials des Übergangs der Widerstände 47 und 53 zu folgen,
beginnt der Transistor 52 auszuschalten, wobei seine Basis
auf einem festen Potential gehalten wird. Somit müssen die
gesamten 30 mA durch den Transistor 46 geliefert werden. In
diesem Moment liegt am Emitter-Widerstands-Übergang eine
Spannung von näherungsweise 1,95 Volt.
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Während der Kollektor des Transistors 46 beginnt, den Strom
zu senken, bietet das induktive Bauelement 48 anfänglich
einen hochohmigen Strompfad. Um dem Bedarf des Kollektors zu
genügen, liefert der Kondensator 44 einen alternativen
niederohmigen Pfad. Der Strombedarf wird dann von der Kathode
der Sende-LED 35 geliefert. Nach einiger Zeit beginnt das
induktive Bauelement 48 Strom zu leiten, und der Kondensator
44 liefert weniger Strom. Der Netto-Effekt desselben ist ein
Stromimpuls an der Sende-LED 35 an der ansteigenden Flanke
des Signals DSOT+.
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In ähnlicher Art und Weise folgt bei der Inaktivierung des
Ausgangssignals DSOT+ der negative Spannungshub durch den
Kondensator 30, wobei die Spannung an der Basis des
Transistors 46 gesenkt wird. Dies bewirkt, daß die Spannung an
der Basis des Transistors 46 auf näherungsweise 2,15 Volt
absinkt. Die 30 mA-Stromquelle 60 versucht erneut, dieser
Änderung durch Absenken des Potentials des Übergangs der
Widerstände 47 und 53 zu folgen, wobei der Transistor 52
eingeschaltet und der Transistor 46 ausgeschaltet wird.
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Der Transistor 46 schaltet schnell aus. Das induktive
Bauelement 48 leitet jedoch weiterhin Strom. Dieser Strom
fließt über den Kondensator 44 zu der Kathode der Sende-LED
35. Da der Transistor 40 zu dieser Zeit ausgeschaltet ist,
wird der Strom in die LED injiziert. Vom Ladungsstandpunkt
aus betrachtet, werden die Elektronen von der Kathode der
Sende-LED zu dem Kondensator 44 wegbewegt, um die Ladung,
die entzogen wurde, um dem Bedarf des induktiven Bauelements
zu genügen, auszugleichen. Dies hat wirksam eine negative
"Spitze" in der Strom-Signalform an der Kathode der LED 35
zur Folge und bewirkt, daß die Kathode aufgeladen wird.
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Der Kondensator 136 filtert Rauschen an der Basis des
Transistors 52 und erhält ein stabiles Vorspannungspotential,
wenn der Transistor schaltet. Ohne diesen Kondensator könnte
sich die Basis-Vorspannungsspannung aufgrund von parasitären
Kapazitäten sowohl innerhalb des Transistors, als auch auf
der gedruckten Leiterplatte verstellen. Der Widerstand 50
dient sowohl zum Dämpfen als auch zum Belasten des
Transistors 46. Der Widerstand 54 belastet den Transistor 52.
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Der Stromquellen-Generatorschaltkreis, der die Stromquellen
58 und 60 und die Stromquellensteuerung 62 umfaßt, wird
verwendet, um den Pegel des Betriebsstroms für den optischen
Sendetreiber einzustellen.
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Gemäß dem Blockdiagramm, Fig. 2, ist INHIBIT+ (SPERREN+) im
normalen Betrieb inaktiv. Die Ausgangsspannung des Inverters
140 ist geringer als 0,4 Volt. Ein Widerstand 142 koppelt
den Ausgang des Inverters 140 mit der Basis des Transistors
144. Deshalb ist der Transistor 144 ausgeschaltet und kann
ignoriert werden. Ein Operationsverstärker 146 und
Transistoren 148 und 144 bilden eine geschlossene Schleife, die
die steuernde Basisstrommenge festlegt, die den Stromquellen
58 und 60, die von den Transistoren 150 und 152 gebildet
werden, geliefert wird.
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Der Pegel des Stromflusses durch den Transistor 150 wird
durch einen Erfassungs-Widerstand 154 festgelegt, der
zwischen den Emitter des Transistors 150 und Masse geschaltet
ist, welcher eine Erfassungsspannung liefert, die
proportional zu dem Strom ist. Der Stromfluß durch den Transistor
152 hat die gleiche Größe wie der durch den Transistor 150,
da beide Transistoren eine gemeinsame Basis haben und der
Widerstand 154 den gleichen Wert wie ein Widerstand 156, der
zwischen den Emitter des Transistors 152 und Masse
geschaltet ist, aufweist.
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Die gefühlte Spannung wird über einen Widerstand 158 zu
einem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 146
geführt und mit einer Referenzspannung von 0,6 Volt, die von
den Spannungsteiler-Widerständen 160 und 162 an dem
nichtinvertierenden positiven Eingang festgelegt wird,
verglichen. Eine Referenzspannung von 0,6 Volt wird erreicht, da
die Widerstände 160 und 162 gleich groß sind, und die
Referenzspannung, die sie herunterteilen, auf näherungsweise 1,2
Volt eingestellt ist.
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Wenn die Spannung am invertierenden Eingang geringer ist als
die Spannung am nicht-invertierenden Eingang, existiert eine
positive Differenz. Die Ausgangsleistung des
Operationsverstärkers 146 wächst an. Dies bewirkt, daß ein Strom durch
einen Widerstand 164 und in die Basis des Transistors 148
fließt. Der Kollektor des Transistors 148 ist als ein
Emitterfolger geschaltet. Der verstärkte Basisstrom fließt über
den Emitter und durch einen Widerstand 166, der zwischen den
Emitter des Transistors 148 und Masse geschaltet ist. Wenn
die Spannung über dem Widerstand 166 beginnt, sich 0,6 Volt
zu nähern, beginnt ebenfalls ein Strom in die Basis des
Transistors 150 und des Transistors 152 zu fließen. Dies
bewirkt, daß die Spannung über dem Erfassungs-Widerstand 154
anwächst, was dann wieder die Spannungsdifferenz, die vom
Operationsverstärker 146 gemessen wird, erniedrigt, was dazu
führt, daß die Schleife stabilisiert wird.
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Wenn die Erfassungsspannung zu hoch ist, wird die
Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 146 gesenkt, wobei der
Betrag des Vorspannungsstrom zu den Transistoren erniedrigt
wird, und was bewirkt, daß die Erfassungsspannung sich
erniedrigt.
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Die Schleife ist stabilisiert, wenn die Erfassungsspannung
näherungsweise 0,6 Volt beträgt, die einem Kollektorstrom im
Transistor 150 (und im Transistor 152) von 30 mA entspricht.
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Ein Kondensator 168, der zwischen den Ausgang des
Operationsverstärkers 146 und seinen invertierenden Eingang
geschaltet ist, stellt einen Kompensationskondensator dar, um
die Stabilität des Operationsverstärkers sicherzustellen.
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Ein Kondensator 170, der zwischen den Kollektor des
Transistors 148 und Masse geschaltet ist, wird verwendet, um
Hochfrequenzabweichungen in der Vorspannungsspannung, die an
den Basen der Transistoren 150 und 152 angelegt ist, zu
filtern. Ein Ableitungskondensator 172 ist parallel zu dem
Widerstand 162 geschaltet.
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Eine Übereinstimmung der Stromquellen wird ferner durch die
Gegenwart von zwei Ferrit-Elementen, 174 und 176, die
zwischen den Kollektoren der Stromquellentransistoren 150 und
152 und den Emitter-Widerstands-Übergängen des
Stromschalters 32, bzw. der Spitzenwertbildungsschaltung 34 liegen,
unterstützt. Die Elemente haben die Eigenschaft, Energie bei
hohen Frequenzen zu zerstreuen (und nicht zu speichern). Die
Elemente führen dazu, daß die Stromquellen von den
Schaltwirkungen ihrer Lasten isoliert sind.
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Der optische Sende-Schaltkreis der vorliegenden Erfindung
befindet sich im INHIBIT-Modus, wann immer INHIBIT+ aktiv
ist. INHIBIT+ ist aktiv, wenn entweder JLBK+ oder DISABLE--
OPTIC_TRANSMITTER- (im Diagramm als DOT- abgekürzt) aktiv
sind. Die INHIBIT+-Funktion ist durch ein NON-Gatter 178 und
zwei Inverter 140 und 180 implementiert.
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Wenn INHIBIT+ aktiv ist, fließt genügend Strom von dem
Inverter 140 durch den Vorspannungswiderstand 142, um den
Transistor 144 einzuschalten und ihn in Sättigung zu
versetzen. Dies hat zwangsläufig zur Folge, daß die Spannung
des Kollektors des Transistors 144 auf weniger als 0,5 Volt
sinkt und bewirkt dann wiederum, daß der Transistor 148 und
dann der Transistor 150 und der Transistor 152 abgeschaltet
werden.
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Dieser Zustand wird von dem Operationsverstärker 146 erfaßt
und dessen Ausgangsspannung erhöht. Da der Transistor 144
jedoch in Sättigung ist, werden alle Ströme, die durch den
Widerstand 164 fließen, gesenkt. Die Stromquellen 58 und 60
werden ausgeschaltet bleiben.
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Die Inaktivierung von INHIBIT+ wird bewirken, daß eine große
Stromflußmenge in den Pfad der Transistoren 148 und 150
fließt, wobei die Erfassungsspannung erhöht wird. Der
Operationsverstärker 146 wird dann die Differenz regulieren, wie
oben erklärt ist.