DE4015032A1

DE4015032A1 - Verstaerker mit verstaerkung eins mit hoher anstiegs- und abfallgeschwindigkeit und grosser bandbreite

Info

Publication number: DE4015032A1
Application number: DE4015032A
Authority: DE
Inventors: Klaus Lehmann
Original assignee: Burr Brown Corp
Current assignee: Texas Instruments Tucson Corp
Priority date: 1989-05-12
Filing date: 1990-05-10
Publication date: 1990-11-15
Also published as: GB2232030A; US5003269A; GB9009477D0; JPH0828625B2; FR2646973A1; GB2232030B; JPH0319412A

Description

Die Erfindung betrifft Verstärker mit der Verstärkung Eins von der Art, die im allgemeinen als Rhombusfolger bezeichnet werden, und insbesondere Verbesserungen, die die Kombination von verbesserter Eingangsoffsetspannung, großer Anstiegs- und Abfallgeschwindigkeit und großer Randbreite liefert.

In der US-PS 46 39 685 sind Verbesserungen bei einer üblichen Rhombusfolgerschaltung geoffenbart, um die Schwierigkeit mit dem Eigangsoffset des Grundrhombusfolgerschaltkreises zu überwinden, der in Fig. 1 der genannten Patentschrift angegeben ist.

Fig. 1 der vorliegenden Patentanmeldung zeigt den Schaltkreis der Fig. 4 der US-PS 46 39 685. Der in dieser Patentschrift beschriebene Beitrag bei der Entwicklung dieses Schaltkreises liegt in der Erkenntnis, daß die Eingangsoffsetspannung V _ein- V _aus zu Null gemacht werden kann, indem zwei aufwärts gerichtete Pegelverschiebungen gleich den V _BE-Spannungen eines PNP-dioden- geschalteten Transistors und eines NPN dioden-geschalteten Transistors bereitgestellt werden.

Ein Hauptproblem bei dem Schaltkreis der Fig. 1 mit ausgeglichener Eingangsoffsetspannung besteht darin, daß seine Anstiegsgeschwindigkeit sehr gering ist, da, wenn der Eingangstransistor 3 durch einen schnell ansteigenden Übergang V _ein ausgeschaltet wird, die Konstantstromquelle 24 A wesentliche Nebenkapazitäten C 1 und C 3 aufladen muß, wodurch eine beträchtliche Verzögerung für das Ansprechen von V _aus hervorgerufen wird. In ähnlicher Weise muß, wenn der Eingangstransistor 4 durch einen schnell abfallenden Übergang V _ein ausgeschaltet wird, die Konstantstromquelle 31 A wesentliche Nebenkapazitäten C 2 und C 4 entladen, was zu einer beträchtlichen Verzögerung des entsprechenden negativen, nach unten gerichteten Übergangs von V _aus führt. Die schrägen Anstiegs- und Abfallflanken der V _aus-Kurve 36 A in Fig. 1 zeigen eine langsame Anstiegsgeschwindigkeit, die der Schaltkreis in Ansprechen auf einen V _ein-Impuls 35 hätte, der der Eingangsleitung 2 zugeführt wird (im Gegensatz zu der Steilheit der Anstiegs- und Abfallflanken der Wellenform 36 in Fig. 2, die die durch die Verbesserung der Erfindung erzielte große Anstiegsgeschwindigkeit und große Bandbreite darstellt).

Demgemäß ist eine Zielsetzung der Erfindung, einen verbesserten Rhombusfolgertyp eines Verstärkers mit der Verstärkung Eins zu schaffen, der eine große Anstiegs- und Abfallgeschwindigkeit und große Bandbreite aufweist.

Eine weitere Zielsetzung der Erfindung besteht darin, einen verbesserten Verstärkerschaltkreis mit der Verstärkung Eins zu schaffen, dessen Eingangsoffsetspannung ausgeglichen ist und der eine große Anstiegsgeschwindigkeit und große Bandbreite aufweist.

Kurz erläutert und in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung schafft diese einen Rhombusfolgertyp eines Trennverstärkers mit der Verstärkung Eins, dessen Eingangsoffsetspannung ausgeglichen ist, und schafft eine große Anstiegs- und Abfallgeschwindigkeit, indem ein erster und ein zweiter Stromspiegelungsschaltkreis verwendet werden, die als Steuerstromeingang jeweils den Kollektorstrom eines der Eingangstransistoren erhalten und einen gesteuerten Strom liefern, um diesen zum Aufladen von Nebenkapazitäten und auch den Signalwesen zu den Ausgangstransistoren des Rhombusfolgerschaltkreises zuzuführen. Bei den beschriebenen Ausführungsformen umfaßt der Verstärker mit der Verstärkung Eins einen Verstärker mit der Verstärkung Eins, der einen PNP Eingangstransistor, einen NPN Eingangstransistor, einen PNP Ausgangstransistor und einen NPN Ausgangstransistor aufweist, von denen jeder einen Emitter, eine Basis und einen Kollektor besitzt. Die Basen des PNP Eingangstransitors und des NPN Eingangstransistors erhalten ein Eingangssignal. Der NPN Ausgangstransistor und der PNP Ausgangstransistor sind mit einem Ausgangsleiter verbunden, um ein Ausgangssignal zu erzeugen. Bei einer Ausführungsform, die im wesentlichen die Eingangsoffsetspannung entfernt, sind ein erster PNP Transistor und ein NPN Transistor zwischen dem PNP Eingangstransistor und dem NPN Ausgangstransistor gekoppelt, um einen PNP V _BE Spannungsabfall und einen V _BE Spannungsanstieg zu erzeugen, um einen PNP V _BE Spannungsanstieg des PNP Eingangstransistors bzw. einen NPN V _BE Spannungsabfall des NPN Ausgangstransistors auszugleichen, bzw. sich entgegengesetzt zu verhalten. Ein zweiter PNP Transistor und ein zweiter NPN Transistor sind zwischen dem NPN Eingangstransistor und dem PNP Ausgangstransistor gekoppelt, um einen PNP V _BE Spannungsabfall und einen NPN V _BE Spannungsanstieg zu erzeugen, um einen PNP V _BE Spannungsanstieg des PNP Ausgangstransistors bzw. einen NPN V _BE Spannungsabfall des NPN Eingangstransistors auszugleichen bzw. zu versetzen. Bei jeder der Ausführungsformen enthält ein erster Stromspiegelungsschaltkreis einen ersten Stromausgangstransistor und einen Steuertransistor, der mit dem Kollektor des NPN Eingangstransistors verbunden ist, um im Ansprechen auf einen nach positiv gehenden Eingangssignalübergang die Nebenkapazität in einem ersten Signalzweig aufzuladen, der die Emitter- Basisstrecken des PNP Eingangstransistors und des NPN Ausgangstransistors enthält. Bei den eingangsoffsetspannungsausgeglichenen Ausführungsformen enthält der ersten Signalzweig auch den ersten NPN Transistor und den ersten PNP Transistor. Ein zweiter Stromspiegelungsschaltkreis enthält einen zweiten Stromausgangstransistor und einen zweiten Steuertransistor, der mit dem Kollektor des PNP Eingangstransistors verbunden ist, um einen höheren Strom zu liefern, damit Nebenkapazitäten in einem zweiten Signalzweig entladen werden, der die Emitter-Basisstrecken des NPN Eingangstransistors und des PNP Ausgangstransistors enthält. Bei den Ausführungsformen, bei denen die Eingangsoffsetspannung ausgeglichen ist, enthält der zweite Signalzweig den zweiten PNP Transistor und den zweiten NPN Transistor. Eine erste Vorspannungsstromquelle ist mit dem Kollektor und der Basis des ersten Steuertransistors verbunden, um an diese einen Vorspannungsstrom zu liefern, damit die Übersprechkopplung von dem Eingangssignal zu anderen äußeren Schaltkreisen minimiert wird. Eine zweite Vorspannungsstromquelle ist in ähnlicher Weise mit dem zweiten Steuertransistor verbunden.

Vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung werden im folgenden anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein schematisches Diagramm eines Rhombusfolgerschaltkreises mit ausgeglichener Offsetspannung nach dem Stand der Technik,

Fig. 2 ein schematisches Diagramm eines Rhombusfolgerschaltkreises mit ausgeglichener Offsetspannung mit Stromspiegelungsrückführung nach der Erfindung, um die Anstiegsgeschwindigkeit und Bandbreite zu verbessern,

Fig. 2A ist ein schematisches Diagramm eines nicht ausgeglichenen Rhombusfolgerschaltkreises nach der Erfindung mit Stromspiegelungsrückführung, um die Anstiegsgeschwindigkeit und Bandbreite zu verbessern,

Fig. 3 ein schematisches Schaltkreisdiagramm eines anderen Rhombusfolgerschaltkreises nach der Erfindung mit ausgeglichener Offsetspannung,

Fig. 4 ein schematisches Diagramm eines weiteren Offset-ausgeglichenen Verstärkers nach der Erfindung mit großer Anstiegsgeschwindigkeit, und

Fig. 5 ein Diagramm, welches zur Erläuterung der Vorteile des Rhombusfolgerverstärkers mit ausgeglichener Eingangsoffsetspannung und mit großer Anstiegsgeschwindigkeit nach den Fig. 2-4 zweckmäßig ist.

Es wird nun auf die Fig. 2 bezug genommen, in der ein abgewandelter Rhobumsfolgerschaltkreis 1 eine Eingangsklemme 2 aufweist, an die eine Eingangsspannung V _ein angelegt wird. V _ein kann eine Impulswellenform 35 mit sehr kurzer Anstiegs- und Abfallzeit von 1 ns sein. V _ein wird an die Basis des PNP Transistors 3 und an diejenige des NPN Transistors 4 durch den Leiter 2 gelegt. Der Emitter des Transistors 3 ist durch den Leiter 5 mit dem Kollektor des PNP Stromspiegelungsausgangstransistor 24 und dem Emitter des PNP Transistors 7 verbunden. Der Kollektor des Transistors 3 ist über den Leiter 6 mit der Basis und dem Kollektor des NPN Stromspiegelungssteuertransistor 30, der Basis des Stromspiegelungsausgangstransistors 31 und der Basis der NPN Transistors 33 verbunden. Die Emitter der Transistoren 30, 31 und 33 sind mit V _EE verbunden. Der Kollektor des Transistors 31 ist durch den Leiter 15 mit dem Emitter des Eingangstransistors 4 und dem Emitter des diodengeschalteten NPN Transistor 16 verbunden.

Der Kollektor des Eingangstransistors 4 ist über den Leiter 22 mit der Basis und dem Kollektor des PNP Stromspiegelungssteuertransistors 23, der Basis des Transistors 24 und der Basis des PNP Stromspiegelungsausgangstransistors 25 verbunden. Die Emitter der Transistoren 23, 24 und 25 sind mit +V _CC verbunden. Eine Stromquelle 26, die einen Konstantstrom I₁ erzeugt, ist zwischen V _EE und dem Leiter 44 verbunden. Eine Stromquelle 32, die einen Konstantstrom I₂ erzeugt, ist zwischen +VCC und dem Leiter 45 verbunden.

Der Kollektor des Stromspiegelungsausgangstransistors 25 ist über den Leiter 10 mit der Basis und dem Kollektor des NPN Transistors 9 und der Basis des NPN Ausgangstransistors 11 verbunden. Der Emitter des Transistors 9 ist über den Leiter 8 mit der Basis und dem Kollektor des Transistors 16 und dem Emitter des PNP Transistors 17 verbunden. Die Basis und der Kollektor des PNP Transistors 17 sind über den Leiter 18 mit dem Kollektor des Stromspiegelungsausgangstransistors 33 und der Basis des PNP Ausgangstransistors 19 verbunden. Der Kollektor des Ausgangstransistors 11 ist mit +V _CC und der Kollektor des Ausgangstransistors 19 ist mit V _EE verbunden.

Ein Strom I₃ fließt durch die Kollektoren der Transistoren 3 und 30, wobei vernachlässigbare Basisströme angenommen werden. Der Strom I₄ fließt durch den Kollektor des Transistors 31. Der Strom I₅ fließt durch die Kollektoren der Transistoren 4 und 23, wobei vernachlässigbare Basisströme angenommen werden. Der Strom I₆ fließt durch den Transistor 16. Der Strom I₇ fließt durch die Kollektoren der Transistoren 17 und 33. Der Strom I₈ fließt durch den Kollektor des Transistors 24. Der Strom I₉ fließt durch die Kollektoren der Transistoren 25 und 9. Der Strom I₁₀ fließt durch den Transistor 7.

Die beste "Abgleichung" für den Schaltkreis der Fig. 2 liegt vor, wenn die Geometrien aller entsprechenden Transistoren so angepaßt oder angeglichen ist, daß V _BE ähnlicher Transistoren an identische Kollektorströme angepaßt ist.

Beispielsweise könnten die Ruhestromwerte durch die folgende Tabelle festgelegt werden:

Wenn ein schneller V _ein Impuls 35 an die Basen der Eingangstransistoren 3 und 4 gelegt wird, neigt dies dazu, daß der Transistor 3 schneller aus und der Transistor 4 schneller eingeschaltet wird. Der Anteil des Stroms I₈, der zu dem Emitter des Transistors 3 fließt, nimmt auf Null ab und der gesamte ungefähr 20 mA betragende Strom I₈ fließt durch den Leiter 5, um die Nebenkapazität C 1 aufzuladen, und in den Emitter des Transistors 7.

Unterdessen nimmt der Strom I₃ nahezu auf Null ab, wodurch bewirkt wird, daß der Strom I₄ des Stromspiegelungsschaltkreises 21 auch auf nahezu Null abfällt und auch, daß der Strom I₇ auf nahezu Null abfällt.

Der Transistor 4, der schneller angeschaltet wird, bewirkt, daß der Strom I₅ schnell ansteigt, da der Strom I₄ auf Null abgefallen war, und der erhöhte Strom I₅ fließt durch den Leiter 15, wobei die Nebenkapazität C 2 aufgeladen und eine Abnahme des Stroms I₆ bewirkt wird.

Deshalb steigt die Spannung an dem Leiter 8 sehr schnell an. Die erhöhten Ströme I₈ und I₉, die durch die Transistoren 24 und 25 in Ansprechen auf den erhöhten Strom erzeugt worden sind, der in dem Stromspiegelungssteuertransistor 23 (aufgrund des erhöhten Wertes von I₅) erzeugt worden ist, erhöhen die Aufladegeschwindigkeit der Nebenkapazität C 1 bzw. C 3. Der verringerte Wert von I₇ in Verbindung mit den erhöhten Werten von I₈ und I₁₀ bewirkt ein schnelles Aufladen der Nebenkapazität C 4, wodurch der schnelle Spannungsanstieg an dem Leiter 18 unterstützt wird. Infolgedessen wird eine schnelle Anstiegszeit bei der Spannungswellenform 36 V _aus an dem Leiter 12 erzeugt.

Wenn die abfallende Flanke des V _ein Impulses 35 auftritt, strebt sie in ähnlicher Weise dazu, den NPN Transistor 4 zu sperren, und den PNP Transistor 3 härter bzw. schneller einzuschalten. Das Ergebnis ist eine Zunahme des in dem Stromspiegelungssteuertransistor 30 fließenden Stroms I₃ und infolgedessen eine Zunahme des Stroms I₄ und I₇ in den Stromspiegelungsausgangstransistoren 31 bzw. 33 verbunden mit einer Verringerung des Stroms I₅ und auch des in dem Stromspiegelungssteuertransistor 23 fließenden Stroms, wodurch sich eine Verringerung der Ströme I₈ und I₉ ergibt. Der erhöhte Strom I₄ steht nahezu vollständig zu Verfügung, um die Nebenkapazität C 2 zu entladen. Der erhöhte Stromwert von I₇ entlädt schnell die Nebenkapazität C 4. Der Strom I₁₀ wird verringert. Der Strom I₆ wird erhöht, wodurch der Strom durch die Transistoren 9 und 16 erhöht und die Nebenkapazität C 3 entladen wird. Die erhöhten Werte der Ströme I₆ und I₇ erhöhen die Ströme, die durch den Transistor 7 fließen, wodurch eine schnelle Entladung der Nebenkapazitäten C 1 und C 3 unterstützt wird. Infolgedessen fallen die Spannungen an den Leitern 10 und 18 schnell ab, und die nachlaufende Flanke der Wellenform V _aus an dem Leiter 10 fällt steil ab.

Somit liefert der Schaltkreis gemäß Fig. 2 die Vorteilskombination, welche eine breite Bandbreite und hohe Anstiegs- bzw. Abfallgeschwindigkeit und einen genauen Ausgleich der Eingangsoffsetspannung einschließt. Der genaue Ausgleich der Eingangsoffsetspannung tritt auf, weil der Signalpfad von V _ein bis V _aus durch die Emitter-Basisstrecke der Transistoren 3, 7, 9 und 11 sowohl eine aufwärts gerichtete als auch eine abwärts gerichtete PNP V _BE Verschiebung einschließt, die eine Gesamtverschiebung von Null und eine aufwärts gerichtete und eine abwärts gerichtete NPN V _BE Verschiebung ergibt. In ähnlicher Weise schließt der Signalpfad von V _ein bis V _aus durch die Emitter-Basisstrecken der Transistoren 4, 16, 17 und 19 eine nach unten gerichtete NPN V _BE Verschiebung durch den Transistor 16 ein sowie eine nach unten gerichtete PNP V _BE Verschiebung durch den Transistor 17, die genau um eine aufwärts gerichtete PNP V _BE Verschiebung durch den Transistor 19 versetzt ist, wodurch sich eine Gesamtversetzung von Null ergibt. Die Stromspiegelungskreise 20 und 21 sprechen auf Ströme in den Kollektoren der Eingangstransistoren 3 und 4 an, um erhöhte Ladeströme für die Nebenkapazitäten zu liefern und dadurch die Bandbreite und die Anstiegs- und Abfallgeschwindigkeit des Rhombusfolgerschaltkreises zu verbessern.

Fig. 2A zeigt einen abgewandelten Rhombusfolgerschaltkreis, der die Stromspiegelungskreise 20 und 21 der Fig. 2 enthält, jedoch die Verbindung der Transistoren 7, 9, 16 und 17 nicht aufweist, wie sie bei dem Signalpfad in Fig. 2 gezeigt sind. Stattdessen ist der Leiter 5 mit der Basis des Transistors 11 verbunden, der Leiter 15 ist mit der Basis des Transistors 19 verbunden und die Transistoren 7, 16, 25 und 33 sind fortgelassen. Die Arbeitsweise der Stromspiegelungskreise ist identisch mit der vorhergehenden in Bezug auf die Fig. 2 beschriebenen, und die Vorteile der hohen Anstiegs- und Abfallgeschwindigkeit und großen Bandbreite werden erzielt. Dieser Schaltkreis wird für Anwendungen bevorzugt, bei denen keine Eingangsoffsetspannung erforderlich ist.

Es wird hervorgehoben, daß die Stromquellen 26 und 32 normalerweise unter Verwendung von Stromspiegelausgangstransistoren eingesetzt sind, die eine Kollektor-Basis-Nebenkapazität aufweisen, und daß nur geringe Anteile der ansteigenden und abfallenden Übergänge des V _ein Impulses 35 über solche Kollektor-Basis-Nebenkapazitäten auf die Stromspiegelungsvorspannungsleitungen 44 und 45 gekoppelt werden. Als Ergebnis hiervon wird in Ansprechen auf V _ein ein sehr geringes Übersprechen auf die Stromquellen 26 und 37 und ihre äußeren Vorspannungsschaltkreise übertragen. Dies verhindert eine Verstärkung solchen Übersprechens durch andere Stromquellenausgangstransistoren, die durch dieselben Vorspannungsschaltkreise ebenfalls vorgespannt sein können. (Nichtsdestotrotz würde der Schaltkreis der Fig. 2 richtig arbeiten, wenn die Stromquelle 26 zwischen +V _CC und dem Leiter 5 und die Stromquelle 32 zwischen -V _EE und dem Leiter 15 verbunden wäre.) Die vorstehende Vorspannungstechnik mit den Stromquellen 26 und 32 besitzt auch den Vorteil, daß sie nicht die Unausgeglichenheit der Nebenkapazitäten C 1 und C 2 erhöht und zu jener beiträgt und deshalb hilft Verringerungen und Unausgeglichenheit bei den Anstiegs- und Abfallgeschwindigkeiten der Schaltkreise nach den Fig. 2, 2A, 3 und 4 zu vermeiden.

Das simulierte Verhalten des Schaltkreises der Fig. 2 ist bei der Wellenform in Fig. 2 gezeigt, in der es offensichtlich ist, daß die steilen Anstiegs- und Abfallflanken der V _aus Wellenform 36 sehr genau den Anstiegs- und Abfallflanken der V _ein Wellenform 35 folgen.

Fig. 3 zeigte eine andere Ausführungsform der Erfindung, die dem Schaltkreis nach dem Stand der Technik gemäß Fig. 1 sehr ähnlich ist, mit der Ausnahme, daß die Stromquellen 24 A und 31 A durch Spiegelungsstromkreise 20 bzw. 21 ersetzt worden sind. Andererseits könnten die Stromquellen 26 und 32 mit den Leitern 5 bzw. 15 verbunden sein, jedoch würde dies zu einer erhöhten Vorspannungsübersprechkopplung führen. Bei dem Schaltkreis der Fig. 3 arbeiten die Stromspiegelschaltkreise 20 und 21 zusammen mit den Eingangstransistoren 3 und 4 im Ansprechen auf nach positiv gehende und nach negativ gehende Übergäne der V _ein Impulse im wesentlichen in der gleichen Weise wie bei der Fig. 2, so daß die zur Verfügung stehende Strommenge zum Aufladen der Nebenkapazitäten C 1 und C 2 im Ansprechen auf eine positiv gehende Flanke des V _ein Impulses 35 stark gegenüber dem Schaltkreis der Fig. 1 erhöht ist. Die zum Entladen der Nebenkapazitäten C 1 und C 2 zur Verfügung stehende Strommenge im Ansprechen auf eine negativ gehende Flanke des V _ein Impulses 35 ist ebenfalls stark erhöht. Infolgedessen ist die Anstiegs- und Abfallgeschwindigkeit und die Bandbreite des Schaltkreises gemäß Fig. 3 wesentlich in Bezug auf denjenigen gemäß Fig. 1 verbessert, während der gleiche Vorteil einer Eingangsoffsetspannung von im wesentlichen Null erzielt wird.

Es wird nun auf die Fig. 4 Bezug genommen, deren abgewandelter Rhombusfolgerschaltkreis identisch mit demjenigen der Fig. 3 ist, mit der Ausnahme, daß der Kollektor des Transistors 7 mit +V _CC statt mit dem Kollektor des Stromspiegelungsausgangstransistors 24 verbunden ist und daß seine Basis nur mit dem Kollektor des Stromspiegelungsausgangstransistors 24 und dem Emitter des dioden-geschalteten Transistors 9 mittels des Leiters 5 verbunden ist. Der Kollektor des Transistors 16 ist nur mit -V _EE und seine Basis ist über den Leiter 15 nur mit dem Kollektor des Stromspiegelungsausgangstransistors 31 und dem Emitter des dioden-geschalteten Transistors 17 verbunden. Dieser Auslegungsunterschied bewirkt, daß die Transistoren 7 und 16 als Buffer bzw. Trennelemente mit hoher Eingangsimpedanz und niedriger Ausgangsimpedanz bei allen praktischen Frequenzen arbeiten. Deshalb sprechen die Transistoren 7 und 16 sehr schnell auf die Rückführung über die Reihe der dioden-geschalteten Transistoren 9, 41, 42 und 17 an, wenn die Eingangstransistoren 3 und 4 schnell bei steilen Anstiegs- und Abfallflankenübergängen des V _IN-Impulses ein- oder ausgeschaltet werden.

Bei dem Schaltkreis gemäß Fig. 3 werden Hochfrequenzänderungen des dem Emitter des Eingangstransistors 3 zugeführten Stroms durch die Nebenkapazität C 1 (zu der alle mit den Schaltkreisknoten 5 und 10 verbundenen Nebenkapazitäten der Einfachheit halber zusammengefaßt worden sind) zugeführt. In gleicher Weise werden Hochfrequenzänderungen des dem Emitter des Eingangstransistors 4 zugeführten Stroms durch die Nebenkapazität C 2 (zu der alle mit den Schaltkreisknoten 15 und 18 verbundenen Nebenkapazitäten der Einfachheit halber zusammengefaßt worden sind) zugeführt. Diese "ladungsgesteuerte" Struktur neigt dazu, die Anstiegs- und Abfallgeschwindigkeit und die Bandbreite des Schaltkreises trotz des vorstehend beschriebenen Verhaltens der Stromspiegelungskreise 20 und 21 zu begrenzen, und bewirkt auch daß der Unterschied zwischen den Anstiegs- und Abfallgeschwindigkeiten bzw. den Flankensteilheiten für nach positiv und nach negativ gehende Signale eine Funktion der Unausgeglichenheit der Nebenkapazitäten C 1 und C 2 ist, was unerwünscht ist.

Im Gegensatz dazu liefert der Schaltkreis der Fig. 4 eine "spannungsgesteuerte" Struktur, bei der der Emitterfolgertransistor 7 die Hochfrequenzänderungen bei dem Emitterstrom des Eingangstransistors 3 liefert, und der Emitterfolgertransistor 16 die Hochfrequenzänderungen bei dem Emitterstrom des Eingangstransistors 4 liefert. Dies verbessert die Anstiegs- und Abfallgeschwindigkeit und die Bandbreite des Schaltkreises der Fig. 4 im Verhältnis zu dem der Fig. 3 wesentlich und verhindert, daß Unausgeglichenheiten bei den Nebenkapazitäten C 1 und C 2 Unausgeglichenheiten bei den Flankensteilheiten für hochfrequente nach positiv gehende und nach negativ gehende Signaländerungen erzeugen.

Somit liefern die vorbeschriebenen Ausführungsformen nach der Erfindung die Vorteile einer stark vergrößerten Flankensteilheit bzw. erhöhten Anstiegs- und Abfallgeschwindigkeit und Bandbreite in Bezug auf Rhombusfolger vom Verstärkertyp mit Verstärkung Eins nach dem nächsten Stand der Technik, wobei sich auch die sehr kleine Eingangsoffsetspannung der in der US-PS 46 39 685 geoffenbarten Schaltkreise ergibt.

Claims

1. Verstärker mit der Verstärkung Eins, gekennzeichnet durch die Kombination:

a) einen PNP Eingangstransistor (3), einen NPN Eingangstransistor (4), einen PNP Ausgangstransistor (19) und einen NPN-Ausgangstransistor (11), von denen jeder einen Emitter, eine Basis und einen Kollektor aufweist, wobei die Basen des PNP Eingangstransistors (3) und des NPN Eingangstransistors (4) ein Eingangssignal (35) erhalten und der NPN Ausgangstransistor (11) und der PNP Ausgangstransistor (19) mit einem Ausgangsleiter (12) gekoppelt sind, um ein Ausgangssignal (36) zu liefern;
(b) erste Mittel (7, 9) zur Kopplung des Emitters des PNP Eingangstransistors (3) an die Basis des NPN Ausgangstransistors (11);
(c) zweite Mittel (16, 17) zur Kopplung des Emitters des NPN Eingangstransistors (4) an die Basis des PNP Ausgangstransistors (19);
(d) erste Stromspiegelungsmittel (20), die einen ersten Steuertransistor (23) enthalten, der mit dem Kollektor des NPN Eingangstransistors (4) gekoppelt enthalten, der mit dem Kollektor des NPN Eingangstransistors (4) gekoppelt ist, um einen erhöhten Strom zu liefern, damit eine Nebenkapazität der ersten Kopplungsmittel (7, 16) in einem ersten Signalpfad beim Ansprechen auf einen nach positiv gehenden Übergang des Eingangssignals (35) aufgeladen wird;
e) zweite Stromspiegelungsmittel (21), die einen zweiten Steuertransistor (30) enthalten, der mit dem Kollektor des PNP Eingangstransistors (3) verbunden ist, um einen erhöhten Strom zu liefern, damit eine Nebenkapazität der zweiten Kopplungsmittel (9, 17) beim Ansprechen auf einen nach negativ gehenden Übergang des Eingangssignals (35) entladen wird.

2. Verstärker mit der Verstärkung Eins nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten Mittel einen ersten NPN-Transistor (7) und einen ersten PNP Transistor (9) aufweisen, die zur Erzeugung eines NPN V _BE Spannungsanstiegs und eines PNP V _BE Spannungsabfalls in einem Pfad zwischen dem Emitter des PNP Eingangstransistors (3) und der Basis des NPN Ausgangstransistors (11) verbunden sind.

3. Verstärker mit der Verstärkung Eins nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Mittel einen zweiten PNP Transistor (16) und einen zweiten NPN Transistor (17) aufweisen, die zur Erzeugung eines PNP V _BE Spannungsabfalls und eines NPN V _BE Spannungsanstiegs in einem Pfad zwischen dem Emitter des NPN Eingangstransistors (4) der Basis des PNP Ausgangstransistors (19) verbunden sind.

4. Verstärker mit der Verstärkung Eins nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter des ersten NPN Transistors (7) mit dem Emitter des PNP Eingangstransistors (3) und seine Basis mit dem Emitter des ersten PNP Transistors (9) verbunden ist, daß der Kollektor und die Basis des ersten PNP Transistors (9) mit der Basis des NPN Ausgangstransistors (11) verbunden sind, daß der Emitter des zweiten PNP-Transistors (16) mit dem Emitter des NPN Eingangstransistors (4) verbunden ist, daß die Basis des zweiten PNP Transistors (16) mit dem Emitter des zweiten NPN Transistors (17) verbunden ist, und daß der Kollektor und die Basis des Ausgangstransistors (19) verbunden sind.

5. Verstärker mit der Verstärkung Eins nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des ersten NPN Transistors (7) mit einem ersten Bezugsspannungsleiter (+V _CC) und der Kollektor des zweiten PNP Transistors (16) mit einem zweiten Bezugsspannungsleiter (-V _EE) verbunden ist, und daß der Kollektor und die Basis des ersten PNP Transistors (9) mit dem Kollektor und der Basis des dritten NPN Transistors (41) verbunden ist, dessen Kollektor und Basis mit dem Kollektor und der Basis des zweiten NPN Transistors (17) verbunden sind.

6. Verfahren zur Verbesserung der Anstiegs- und Abfallzeit und Bandbreite eines Verstärkers mit der Verstärkung Eins, der umfaßt einen PNP Eingangstransistor, einen NPN Eingangstransistor, einen PNP Ausgangstransistor und einen NPN Ausgangstransistor, sowie erste Kopplungsmittel zur Kopplung eines Emitters des PNP Eingangstransistors an die Basis des PNP Ausgangstransistors und zweite Kopplungsmittel zur Kopplung eines Emitters NPN Eingangstransistors an die Basis des PNP Ausgangstransistors, wobei das Verfahren durch die Schritte gekennzeichnet ist:

(a) Anlegen eines schnell ansteigenden Übergangs eines Eingangssignals an die Basen der PNP und NPN Eingangstransistoren, Verringern der V _BE Spannung des PNP Eingangstransistors und Verringern dessen Kollektorstroms und gleichzeitiges Erhöhen der V _BE Spannung des NPN Eingangstransistors und Erhöhen dessen Kollektorstroms;
(b) Bewirken, daß der Kollektorstrom des NPN Eingangstransistors durch einen Steuertransistor in einer ersten Stromspiegelungsschaltung fließt, wodurch der Ausgangsstrom der ersten Stromspiegelungsschaltung erhöht wird;
(c) Zuführen des Ausgangsstroms der ersten Stromspiegelungsschaltung zu den ersten Kopplungsmitteln, um schnell eine Nebenkapazität der ersten Kopplungsmittel aufzuladen, um dadurch einen schnell ansteigenden Übergang eines Ausgangssignals in Ansprechen auf den schnell ansteigenden Übergang des Eingangssignals zu erzeugen.

7. Verfahren nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch:

(d) Anlegen eines schnell abfallenden Übergangs des Eingangssignals an die Basen der PNP und NPN Eingangstransistoren, wodurch die V _BE Spannung des PNP Eingangstransistors und dessen Kollektorstrom erhöht werden, und Verringern der V _BE Spannung des NPN Eingangstransistors und dessen Kollektorstroms,
(e) Bewirken, daß der Kollektorstrom des PNP Eingangstransistors durch einen Steuertransistor einer zweiten Stromspiegelungsschaltung fließt, um dadurch dessen Ausgangsstrom zu erhöhen;
(f) Bewirken, daß der Ausgangsstrom der zweiten Stromspiegelungsschaltung eine Nebenkapazität entläd, die den zweiten Kopplungsmitteln zugeordnet ist, um dadurch einen schnell abfallenden Übergang des Ausgangssignals beim Ansprechen auf den schnell abfallenden Übergang des Eingangssignals zu erzeugen.

8. Verfahren nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch Herstellen eines ersten Vorspannungsstroms in dem Steuertransistor der ersten Stromspiegelungsschaltung, indem eine schnelle Konstantstromquelle mit dem Steuertransistor der ersten Stromspiegelungsschaltung gekoppelt wird, und Bewirken, daß der erste Vorspannungsstrom in die erste Stromquelle fließt, und Herstellen eines zweiten Vorspannungsstroms, der in den Steuertransistor der zweiten Stromspiegelungsschaltung fließt, indem eine zweite Konstantstromquelle mit dem Steuertransistor der zweiten Stromspiegelungsschaltung gekoppelt wird, und Bewirken, daß der zweite Vorspannungsstrom in den Steuertransistor der zweiten Stromspiegelungsschaltung fließt.

9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsoffsetspannung der Verstärkerschaltung mit Verstärkung Eins dadurch ausgeglichen wird, daß ein erster NPN Transistor und ein erster PNP Transistor zwischen den Emitter des PNP Eingangstransistors und die Basis des NPN Ausgangstransistors geschaltet werden, um einen NPN V _BE Spannungsanstieg und einen PNP V _BE Spannungsabfall in einem Pfad zwischen dem Emitter des PNP Eingangstransistors und der Basis des NPN Ausgangstransistors zu erzeugen, und indem ein zweiter PNP Transistor und ein zweiter NPN Transistor zwischen den Emitter des NPN Eingangstransistors und der Basis des PNP Ausgangstransistors geschaltet wird, um einen PNP V _BE Spannungsabfall und einen PNP V _BE Spannungsanstieg in einem Pfad zwischen dem Emitter des NPN Eingangstransistors und der Basis des PNP Ausgangstransistors zu erzeugen.