JPS6054508A - エミッタホロワ型シングルエンデットプッシュプル回路 - Google Patents
エミッタホロワ型シングルエンデットプッシュプル回路Info
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- JPS6054508A JPS6054508A JP58162508A JP16250883A JPS6054508A JP S6054508 A JPS6054508 A JP S6054508A JP 58162508 A JP58162508 A JP 58162508A JP 16250883 A JP16250883 A JP 16250883A JP S6054508 A JPS6054508 A JP S6054508A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
- H03F3/3069—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the emitters of complementary power transistors being connected to the output
- H03F3/3076—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the emitters of complementary power transistors being connected to the output with symmetrical driving of the end stage
- H03F3/3077—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the emitters of complementary power transistors being connected to the output with symmetrical driving of the end stage using Darlington transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3217—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion in single ended push-pull amplifiers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Logic Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、無遮断Ｂ級のエミッタホロワ型シングル・エ
ンデソト・ブツシュ・プル（Ｓ Ｅ Ｐ Ｐ）回路に関
するものである。
ンデソト・ブツシュ・プル（Ｓ Ｅ Ｐ Ｐ）回路に関
するものである。
エミッタホロワ型の５ＥＰＰ回路は一般に、効率の点か
らＢ級動作させられ、また上下の伝達特性をスムースに
継ぐためにアイドル電流を流すことが不可欠である。と
ころで、一般的なこのような回路では、一方のトランジ
スタがオンすると他方のトランジスタがカットオフとな
ってしまいスイッチング歪が発生するが、この欠点を解
消するため最近では、サーボ回路によって常にカントオ
ウさせず、常に一定のアイドル電流を流す無遮断Ｂ級回
路とするのが一般的である。このようにするとスイッチ
ング歪は確になくなるが、ｌ・ランジスタ固有の電流伝
達特性の非直線性に起因する電流歪や指数的伝達特性に
起因する電圧歪については何らの対策も施されてぃなか
った。
らＢ級動作させられ、また上下の伝達特性をスムースに
継ぐためにアイドル電流を流すことが不可欠である。と
ころで、一般的なこのような回路では、一方のトランジ
スタがオンすると他方のトランジスタがカットオフとな
ってしまいスイッチング歪が発生するが、この欠点を解
消するため最近では、サーボ回路によって常にカントオ
ウさせず、常に一定のアイドル電流を流す無遮断Ｂ級回
路とするのが一般的である。このようにするとスイッチ
ング歪は確になくなるが、ｌ・ランジスタ固有の電流伝
達特性の非直線性に起因する電流歪や指数的伝達特性に
起因する電圧歪については何らの対策も施されてぃなか
った。
更にアイドル電流はバイポーラトランジスタの場合温度
補償をしないと熱暴走してしまう不都合がある。そして
従来は、アイドル電流に対して電気的なサーボをかける
ことが行われていないため、当然のことながら信号の有
無や周囲温度によってアイドル電流値が変化してしまい
、信号の有無に関係なく長時間的、短時間的のいずれに
おいても動作点が変化することになり好ましくない。
補償をしないと熱暴走してしまう不都合がある。そして
従来は、アイドル電流に対して電気的なサーボをかける
ことが行われていないため、当然のことながら信号の有
無や周囲温度によってアイドル電流値が変化してしまい
、信号の有無に関係なく長時間的、短時間的のいずれに
おいても動作点が変化することになり好ましくない。
更にまた上述の温度補償が極めてシビアなものであるた
め、設計的に極めて難しい。特に従来の無遮断Ｂ級回路
では、正帰還を利用しているため、アイドル電流の不安
定さが助長され、温度補償を回路的に１００％行い切れ
ないことと相俟って設計の困難さを増大していた。
め、設計的に極めて難しい。特に従来の無遮断Ｂ級回路
では、正帰還を利用しているため、アイドル電流の不安
定さが助長され、温度補償を回路的に１００％行い切れ
ないことと相俟って設計の困難さを増大していた。
第１図は従来の無遮断Ｂ級５ＰＰＰ回路の一例を示して
いる。トランジスタＱ７ ａ 、Ｑｖ ｂ、Ｑｅａ、Ｑ
ｇｂは５ＥＰＰ回路を構成する駆動段トランジスタおよ
び出力段トランジスタであり、ＲＥａｙ ＲＥ ｂはア
イドル電流安定化用の抵抗である。５ＥＰＰ回路にトラ
ンジスタＱ、ｎ ａ 、 Ｑ１０８ ％抵抗Ｒ１１ａ、
定電流源１ｕａ、Ｉ＋２ａからなる電圧発生回路、トラ
ンジスタＱｌｌ ｂ 、 Ｑ１２ｂ、抵抗Ｒｕｂ、定電
圧源ｌｌ１ｂ 、 １１２ ｂからなる電圧発生回路が
設けである。今、正の入力信号電圧が供給されると、ト
ランジスタＱｅ ａに１４流Ｉ Ｅ Ｉ カ流れ、この
電流によりｐ−ｑ間の電圧が上昇する。
いる。トランジスタＱ７ ａ 、Ｑｖ ｂ、Ｑｅａ、Ｑ
ｇｂは５ＥＰＰ回路を構成する駆動段トランジスタおよ
び出力段トランジスタであり、ＲＥａｙ ＲＥ ｂはア
イドル電流安定化用の抵抗である。５ＥＰＰ回路にトラ
ンジスタＱ、ｎ ａ 、 Ｑ１０８ ％抵抗Ｒ１１ａ、
定電流源１ｕａ、Ｉ＋２ａからなる電圧発生回路、トラ
ンジスタＱｌｌ ｂ 、 Ｑ１２ｂ、抵抗Ｒｕｂ、定電
圧源ｌｌ１ｂ 、 １１２ ｂからなる電圧発生回路が
設けである。今、正の入力信号電圧が供給されると、ト
ランジスタＱｅ ａに１４流Ｉ Ｅ Ｉ カ流れ、この
電流によりｐ−ｑ間の電圧が上昇する。
この上昇分はエミッタホロワとして作用するトランジス
タＱ＋２ａによって抵抗Ｒ１１ａに発生させ、ｐ−ｒ間
の電圧の変化を抑え、トランジスタＱ８ｂにアイドル電
流１ｄを長し続けさせるようにしている。したがって正
の入力供給時においてトランジスタＱａｂのティド５ル
電流が遮断されることはなく、また負の入力信号電圧が
印加された場合も同様にトランジスタＱ＋２ｂによって
抵抗Ｒｕｂにｐ−ｒ間の電圧上昇分が発生し、トランジ
スタＱＩＩａにアイドル電流を長し続け、アイドル電流
が遮断されることはなく、無遮断Ｂ級５ＥＰＰ回路とし
て作用する。この場合における伝達特性は第２図の曲線
ａＤの如くである。なお、第２図において曲線ｂｏ 、
ｃｏはそれぞれ１−ランジスタＱ７ｂ、Ｑａｂの、トラ
ンジスタＱ７ ａ 、 Ｑｅ ａの伝達特性である。
タＱ＋２ａによって抵抗Ｒ１１ａに発生させ、ｐ−ｒ間
の電圧の変化を抑え、トランジスタＱ８ｂにアイドル電
流１ｄを長し続けさせるようにしている。したがって正
の入力供給時においてトランジスタＱａｂのティド５ル
電流が遮断されることはなく、また負の入力信号電圧が
印加された場合も同様にトランジスタＱ＋２ｂによって
抵抗Ｒｕｂにｐ−ｒ間の電圧上昇分が発生し、トランジ
スタＱＩＩａにアイドル電流を長し続け、アイドル電流
が遮断されることはなく、無遮断Ｂ級５ＥＰＰ回路とし
て作用する。この場合における伝達特性は第２図の曲線
ａＤの如くである。なお、第２図において曲線ｂｏ 、
ｃｏはそれぞれ１−ランジスタＱ７ｂ、Ｑａｂの、トラ
ンジスタＱ７ ａ 、 Ｑｅ ａの伝達特性である。
しかるこの従来のＢ級５ＥＰＰ回路においては、アイド
ル電流の調整は、可変抵抗器Ｖｎ２でトランジスタＱＩ
２ ａ 、 Ｑ１０ ｂを略カットオフ状態に調整した
後、可変抵抗器ＶＲ＋によって所定のアイドル電流１ｄ
となるように調整する必要がある。
ル電流の調整は、可変抵抗器Ｖｎ２でトランジスタＱＩ
２ ａ 、 Ｑ１０ ｂを略カットオフ状態に調整した
後、可変抵抗器ＶＲ＋によって所定のアイドル電流１ｄ
となるように調整する必要がある。
また上記の如く調整されたアイドル電流値も経時的にま
た温度、電源電圧によって変動し動作点も変動する。し
たがってアイドル電流の設定値は一応の目安にすぎず、
余裕をもって設定する必要があり、アイドル電流の管理
がむつかしい。
た温度、電源電圧によって変動し動作点も変動する。し
たがってアイドル電流の設定値は一応の目安にすぎず、
余裕をもって設定する必要があり、アイドル電流の管理
がむつかしい。
また入力信号が供給されるとアイドル電流値がどこに定
まるかも不明である。
まるかも不明である。
また根本的に温度補償が必要であり、かつその補償は１
００％行ない得ない。
００％行ない得ない。
さらにｐ−ｑ間に発生ずる電圧をそのまま抵抗Ｒｎａに
発生させる正帰還率１に設定すると、抵抗ＲＥａによる
安定化作用が完全に失われ、発振、熱暴走の可能性があ
るため正帰還率は１未満に設定される。このために、大
信号入力時に完全に無遮断とはなりにくくなる。また大
信号入力時に完全に無遮断とするためにはアイドル電流
値を大きく定める必要があり、損失が増大する。
発生させる正帰還率１に設定すると、抵抗ＲＥａによる
安定化作用が完全に失われ、発振、熱暴走の可能性があ
るため正帰還率は１未満に設定される。このために、大
信号入力時に完全に無遮断とはなりにくくなる。また大
信号入力時に完全に無遮断とするためにはアイドル電流
値を大きく定める必要があり、損失が増大する。
また出力インピーダンスが大きく、入力信号電圧のレベ
ルによって変動し、さらにトランジスタＱ７ ａ、Ｑｖ
ｂ、Ｑｅ ａ、Ｑｅ ｂで発生する指数関数的伝達特
性に起因する歪について殆んど改善されず、第２図に曲
線ａｏで示した如く伝達特性は非直線的で第３図に示す
如く合成出力電流に歪が多い等、多くの欠点を有してい
た。
ルによって変動し、さらにトランジスタＱ７ ａ、Ｑｖ
ｂ、Ｑｅ ａ、Ｑｅ ｂで発生する指数関数的伝達特
性に起因する歪について殆んど改善されず、第２図に曲
線ａｏで示した如く伝達特性は非直線的で第３図に示す
如く合成出力電流に歪が多い等、多くの欠点を有してい
た。
本発明は上記にかんがみなされたもので、上記の欠点を
解消して、アイドル電流に対する温度補償を全く必要と
せず無調整が可能で、かつ歪の少ない無遮断のエミッタ
ホロワ型Ｓ ’Ｅ Ｐ Ｐ回路を提供することを目的と
する。
解消して、アイドル電流に対する温度補償を全く必要と
せず無調整が可能で、かつ歪の少ない無遮断のエミッタ
ホロワ型Ｓ ’Ｅ Ｐ Ｐ回路を提供することを目的と
する。
以下、本発明を実施例により説明する。
第４図は本考案の一実施例を示す回路図である。
トランジスタＱ ８ａ ｐ Ｑ １１ ｂ ％ トラン
ジスタＱｅａ、Ｑｓｂのエミッタと出力端子ＯＵＴとの
間にそれぞれ接続された抵抗ＲＥａ 、ＲＦｂとはエミ
ッタホロワ型のＳＥＰ’Ｐ回路を構成しており、出力端
子０Ｕ−Ｔに接続された図示しない負荷を駆動する。ト
ランジスタＱ７ ａ 、 Ｑ７ ｂはトランジスタＱｌ
ｌ ａ 、 Ｑｅ ｂをそれぞれ駆動する駆動段を構成
するトランジスタである。
ジスタＱｅａ、Ｑｓｂのエミッタと出力端子ＯＵＴとの
間にそれぞれ接続された抵抗ＲＥａ 、ＲＦｂとはエミ
ッタホロワ型のＳＥＰ’Ｐ回路を構成しており、出力端
子０Ｕ−Ｔに接続された図示しない負荷を駆動する。ト
ランジスタＱ７ ａ 、 Ｑ７ ｂはトランジスタＱｌ
ｌ ａ 、 Ｑｅ ｂをそれぞれ駆動する駆動段を構成
するトランジスタである。
一方、本実施例においてはトランジスタＱ７ａ、Ｑ７ｂ
を駆動する誤差増幅器へを備えている。
を駆動する誤差増幅器へを備えている。
誤差増幅器はトランジスタＱ５ａ、Ｑ６ａおよび抵抗Ｒ
＋ａ、Ｒ２ａとからなるカレントミラー回路Δｌと、カ
レントミラー回路Ａ＋を負荷とする差動増幅器Ａ２と、
トランジスタＱｓｂ、Ｑ６ｂおよび抵抗Ｒ＋ ｂ、Ｒ２
ｂとからなるカレン１−ミラー回路Ａ３と、カレントミ
ラー回路Ａ３を負荷とする差動増幅回路Ａ４とから構成
しである。
＋ａ、Ｒ２ａとからなるカレントミラー回路Δｌと、カ
レントミラー回路Ａ＋を負荷とする差動増幅器Ａ２と、
トランジスタＱｓｂ、Ｑ６ｂおよび抵抗Ｒ＋ ｂ、Ｒ２
ｂとからなるカレン１−ミラー回路Ａ３と、カレントミ
ラー回路Ａ３を負荷とする差動増幅回路Ａ４とから構成
しである。
差動増幅回路Ａ２は並列に接続されたトランジスタＱ２
ａ 、 Ｑ３’ ａと、トランジスタＱ４ａと、定電
流源１２ａとから構成してあり、トランジスタＱ２ ａ
、Ｑ３ａ 、ｃｔｉ、 ａのエミッタは共通接続して
定電流源１２ａに接続してあり、トランジスタＱ２ ａ
、 Ｑ３ ａのコレクタは共通接続してトランジスタ
Ｑｓａのコレクタに接続しトランジスタＱ４ａのコレク
タはトランジスタＱａａのコレクタに接続してあり、ト
ランジスタＱ２ａのベースには入力端子ＩＮに供給され
た入力電圧が印加してあり、トランジスタＱ３ａのベー
スには出力端子ＯＵＴの電圧が印加してあり、トランジ
スタＱ４ａのベースにはトランジスタＱｅａのエミッタ
電圧が印加してあって、トランジスタＱ４ａのコレクタ
出力はトランジスタＱ？ａのベースに印加して、トラン
ジスタＱ７ａを駆動するように構成しである。
ａ 、 Ｑ３’ ａと、トランジスタＱ４ａと、定電
流源１２ａとから構成してあり、トランジスタＱ２ ａ
、Ｑ３ａ 、ｃｔｉ、 ａのエミッタは共通接続して
定電流源１２ａに接続してあり、トランジスタＱ２ ａ
、 Ｑ３ ａのコレクタは共通接続してトランジスタ
Ｑｓａのコレクタに接続しトランジスタＱ４ａのコレク
タはトランジスタＱａａのコレクタに接続してあり、ト
ランジスタＱ２ａのベースには入力端子ＩＮに供給され
た入力電圧が印加してあり、トランジスタＱ３ａのベー
スには出力端子ＯＵＴの電圧が印加してあり、トランジ
スタＱ４ａのベースにはトランジスタＱｅａのエミッタ
電圧が印加してあって、トランジスタＱ４ａのコレクタ
出力はトランジスタＱ？ａのベースに印加して、トラン
ジスタＱ７ａを駆動するように構成しである。
差動増幅器Ａ４も差動増幅器Ａ２と同様にトランジスタ
Ｑ２ ｂ 、 Ｑ３ ｂ 、 Ｑ４ ｂおよび電流源■
２ｂから構成してあり、トランジスタＱ？ｂを駆動する
。
Ｑ２ ｂ 、 Ｑ３ ｂ 、 Ｑ４ ｂおよび電流源■
２ｂから構成してあり、トランジスタＱ？ｂを駆動する
。
以上の如く構成した本発明の一実施例において、入力端
子ＩＮに供給される信号電圧が無い場合は、トランジス
タＱｅ ａ 、 Ｑｅ ｂにアイドル電流１ｄが流れて
いる。アイドル電流１ｄにより発生した抵抗ＲＥ（ｉｔ
の両端の電圧はトランジスタＱａａのベースに印加され
ており、誤差増幅器Ａによる負帰還作用によりトランジ
スタＱ４ａに発生するオフセット電圧ＶＯＦＦは抵抗Ｒ
Ｅ＋に発生している電圧と等しくなる。
子ＩＮに供給される信号電圧が無い場合は、トランジス
タＱｅ ａ 、 Ｑｅ ｂにアイドル電流１ｄが流れて
いる。アイドル電流１ｄにより発生した抵抗ＲＥ（ｉｔ
の両端の電圧はトランジスタＱａａのベースに印加され
ており、誤差増幅器Ａによる負帰還作用によりトランジ
スタＱ４ａに発生するオフセット電圧ＶＯＦＦは抵抗Ｒ
Ｅ＋に発生している電圧と等しくなる。
オフセット電圧はトランジスタＱ？ ａのベース電流を
無視すれば となる。
無視すれば となる。
ここでＫはボルツマン定数、ｑは電？ｆｊｉｉ、Ｔは絶
対温度、ＩＣ２はトランジスタＱ２ａまたはＱ３ ａの
コレクタ電流、ＩＣ４はトランジスタＱ４ａのコレクタ
電流である。
対温度、ＩＣ２はトランジスタＱ２ａまたはＱ３ ａの
コレクタ電流、ＩＣ４はトランジスタＱ４ａのコレクタ
電流である。
いま、抵抗Ｒ＋ａ、Ｒ２ａの抵抗値が等しいときは、Ｉ
ｃ４ ：Ｉｃ２は２：１となるため、常温においては となる。
ｃ４ ：Ｉｃ２は２：１となるため、常温においては となる。
アイドル電流Ｉｄは抵抗Ｒｅａにたとえば０．２２（Ω
）を使用したとき １ｄ＝、Ｖｏ「「／ＲＥａ＃８１．８ｍＡ ・−（３１
となり、トランジスタ０７ ａ 、 Ｑｅ ａの特性に
がかわらず一義的に定まる。
）を使用したとき １ｄ＝、Ｖｏ「「／ＲＥａ＃８１．８ｍＡ ・−（３１
となり、トランジスタ０７ ａ 、 Ｑｅ ａの特性に
がかわらず一義的に定まる。
つぎに、アイドル電流１ｄの温度係数はであるから
Ｒｐａ （Ω）
＝＝ ＋０．２７ （ｍＡ／”Ｃ） ・＝ （５１とな
る。この温度係数は実用上全く問題にならない程小さい
値である。
る。この温度係数は実用上全く問題にならない程小さい
値である。
また、トランジスタＱｅ ｂ 、 Ｑ７ ｂ、カレント
ミラー回路Ａ３、差動増幅器Ａ４側についても上記と同
様である。
ミラー回路Ａ３、差動増幅器Ａ４側についても上記と同
様である。
つぎに正の大振幅信号電圧が入力端子ＩＮに供給された
とき、トランジスタＱ３ａおよびＱ２ｂはカットオフ状
態になるため、正の入力信号電圧に対してはトランジス
タＱ２ ａとＱ４ａのベースを入力とする誤差増幅器と
して作用し、このときトランジスタＱｅｂに流れる電流
はトランジスタＱａｂとＱ４ｂのベースを入力とする誤
差増幅器によって制御されることになる。この場合にト
ランジスタＱｅｂを常にカットオフさせないためにはト
ランジスタＱ４ｂのオフセント電圧ｖＯ「Ｆを若干条目
に設定する必要があり、実際には抵抗Ｒ，ｂをＲ２ｂＪ
−り僅かに大きい抵抗値に設定してカレントミラー回路
Ａ３の平衡をくずしてトランジスタＱ４ｂに流れる電流
を増すように設定しておく。
とき、トランジスタＱ３ａおよびＱ２ｂはカットオフ状
態になるため、正の入力信号電圧に対してはトランジス
タＱ２ ａとＱ４ａのベースを入力とする誤差増幅器と
して作用し、このときトランジスタＱｅｂに流れる電流
はトランジスタＱａｂとＱ４ｂのベースを入力とする誤
差増幅器によって制御されることになる。この場合にト
ランジスタＱｅｂを常にカットオフさせないためにはト
ランジスタＱ４ｂのオフセント電圧ｖＯ「Ｆを若干条目
に設定する必要があり、実際には抵抗Ｒ，ｂをＲ２ｂＪ
−り僅かに大きい抵抗値に設定してカレントミラー回路
Ａ３の平衡をくずしてトランジスタＱ４ｂに流れる電流
を増すように設定しておく。
また負の入力信号が供給された場合においても回路は対
称に構成されているために、その動作は上記した場合と
同様である。
称に構成されているために、その動作は上記した場合と
同様である。
上記の如く入力信号とアイドル電流に対し同時作用する
負帰還系が構成されてなるために、温度補償は全く必要
がなく無調整が可能であり、またさらに出力インピーダ
ンスが低く合成伝達特性は第５図の直線ａに示す如くに
なり、出力電流波形は第６図の曲線すに示す如く歪のな
い出力電流を得ることができる無遮断５ＥＰＰ回路とな
る。
負帰還系が構成されてなるために、温度補償は全く必要
がなく無調整が可能であり、またさらに出力インピーダ
ンスが低く合成伝達特性は第５図の直線ａに示す如くに
なり、出力電流波形は第６図の曲線すに示す如く歪のな
い出力電流を得ることができる無遮断５ＥＰＰ回路とな
る。
なお、第５図において曲線Ｃおよびｄはそれぞれトラン
ジスタＱ７ ａ 、 Ｑｅ ａおよびトランジスタＱ７
ｂ 、 Ｑａ ｂの伝達特性を示し、第６図において
曲線ｅおよびｆはトランジスタＱｅａおよびＱｅｂに流
れる電流波形を示している。
ジスタＱ７ ａ 、 Ｑｅ ａおよびトランジスタＱ７
ｂ 、 Ｑａ ｂの伝達特性を示し、第６図において
曲線ｅおよびｆはトランジスタＱｅａおよびＱｅｂに流
れる電流波形を示している。
なお、抵抗ＲＥａ、ＲＥｂにそれぞれ各別に抵抗Ｒ４ａ
、Ｒ５ａからなる分圧回路および抵抗Ｒ４ｂ、Ｒ５ｔ
）からなる分圧回路を設け、分圧回路の出力をそれぞれ
ｌ・ランジスクＱ４ ａ 、 Ｑ４ ｂのベースに供給
するようにしても同様である。いまこの場合Ｒ４ａ、Ｒ
ｑ ｂ：Ｒｓ ａ、Ｒ５ｂを１：ｌとすれば（３）式に
示した電流１ｄは２倍となって１６３．６ｍＡとなる。
、Ｒ５ａからなる分圧回路および抵抗Ｒ４ｂ、Ｒ５ｔ
）からなる分圧回路を設け、分圧回路の出力をそれぞれ
ｌ・ランジスクＱ４ ａ 、 Ｑ４ ｂのベースに供給
するようにしても同様である。いまこの場合Ｒ４ａ、Ｒ
ｑ ｂ：Ｒｓ ａ、Ｒ５ｂを１：ｌとすれば（３）式に
示した電流１ｄは２倍となって１６３．６ｍＡとなる。
また、本発明の一実施例において、トランジスタＱａ
ａ、Ｑ６ｂ、＋ｃｔ２ａ、Ｑ３ａおよびＱ２ｂ、Ｑ３ｂ
にカスコード接続のトランジスタを接続し、トランジス
タのコレクターベース間電圧を低くすることによってア
ーリー効果によるＶｅＥＯ差を無くして正確なカレント
ミラー回路としてオフセント電圧ＶＯＦＦを正確に得る
ようにしてもよい。
ａ、Ｑ６ｂ、＋ｃｔ２ａ、Ｑ３ａおよびＱ２ｂ、Ｑ３ｂ
にカスコード接続のトランジスタを接続し、トランジス
タのコレクターベース間電圧を低くすることによってア
ーリー効果によるＶｅＥＯ差を無くして正確なカレント
ミラー回路としてオフセント電圧ＶＯＦＦを正確に得る
ようにしてもよい。
つぎに本発明の他の実施例について説明する。
第７図は本発明の他の実施例を示すプロ・ツク図である
。
。
本発明の他の実施例においてはトランジスタＱ７ａを駆
動する定電流源１＋ａと、ｌ・ランジスタＱ７ｂを駆動
する定電流源Ｉ＋ｂとを備えている。
動する定電流源１＋ａと、ｌ・ランジスタＱ７ｂを駆動
する定電流源Ｉ＋ｂとを備えている。
誤差増幅器Ａ＋ｏは誤差増幅器へにさらに抵抗Ｒ１ａと
トランジスタＱ２ ａのベースとの間に接続されかつト
ランジスタＱ４ａのコレクタにベースが接続されたトラ
ンジスタＱＩａと、抵抗Ｒ１ｂとトランジスタＱ２ｂの
ベースとの間に接続されかつトランジスタＱ４ｂのコレ
クタにベースが接続されたトランジスタＱ＋ｂが設けて
あり、定電流源Ｉ＋ａからの電流をトランジスタＱ１ａ
で吸収し、この吸収量をトランジスタＱ４ａのコレクク
出力すなわち誤差増幅器Ａ １０の出力で制御し、定電
流源１＋ｂからの電流をトランジスタＱ１ｂで吸収し、
この吸収量をトランジスタＱ４ｂのコレクタ出力すなわ
ち誤差増幅器Ａ １ｏの出力で制御するように構成しで
ある。
トランジスタＱ２ ａのベースとの間に接続されかつト
ランジスタＱ４ａのコレクタにベースが接続されたトラ
ンジスタＱＩａと、抵抗Ｒ１ｂとトランジスタＱ２ｂの
ベースとの間に接続されかつトランジスタＱ４ｂのコレ
クタにベースが接続されたトランジスタＱ＋ｂが設けて
あり、定電流源Ｉ＋ａからの電流をトランジスタＱ１ａ
で吸収し、この吸収量をトランジスタＱ４ａのコレクク
出力すなわち誤差増幅器Ａ １０の出力で制御し、定電
流源１＋ｂからの電流をトランジスタＱ１ｂで吸収し、
この吸収量をトランジスタＱ４ｂのコレクタ出力すなわ
ち誤差増幅器Ａ １ｏの出力で制御するように構成しで
ある。
そこで本発明の他の実施例における作用は本発明の一実
施例の場合と同様であるが、トランジスタＱ４ ａの出
力でトランジスタＱ？ ａを、トランジスタＱａｂの出
力でトランジスタＱ７ｂを駆動することに代って、トラ
ンジスタＱｌ ａの出力でトランジスタＱ７ａを、トラ
ンジスタＱ＋ｂの出力でトランジスタＱ７ｂを駆動する
ようにしたため、利得を稼ぐことができるとともにトラ
ンジスタＱ７ ａ 、 Ｑｙ ｂのベース電流によるオ
フセント電圧ｖＯ「Ｆへの影響が無くなる。
施例の場合と同様であるが、トランジスタＱ４ ａの出
力でトランジスタＱ？ ａを、トランジスタＱａｂの出
力でトランジスタＱ７ｂを駆動することに代って、トラ
ンジスタＱｌ ａの出力でトランジスタＱ７ａを、トラ
ンジスタＱ＋ｂの出力でトランジスタＱ７ｂを駆動する
ようにしたため、利得を稼ぐことができるとともにトラ
ンジスタＱ７ ａ 、 Ｑｙ ｂのベース電流によるオ
フセント電圧ｖＯ「Ｆへの影響が無くなる。
また定電流源１＋ａ、１１ｂを設けたことにより、誤差
増幅器Ａ ｓｏの耐圧を小さくすることができるので、
集積回路化に最適な回路となる。
増幅器Ａ ｓｏの耐圧を小さくすることができるので、
集積回路化に最適な回路となる。
また第７図に示す回路において、入力信号電圧の印加点
を点（イ）から点く口）および点（ハ）を電流信号印加
点、すなわちｌｌａ、Ｉｔｂを信号電流源としても歪に
関しては従来の場合と同様になるが温度補（ｆの無い無
遮断Ｂ級５ＥＰＰ回路に変りはない。
を点（イ）から点く口）および点（ハ）を電流信号印加
点、すなわちｌｌａ、Ｉｔｂを信号電流源としても歪に
関しては従来の場合と同様になるが温度補（ｆの無い無
遮断Ｂ級５ＥＰＰ回路に変りはない。
また、トランジスタＱ１ａ、ＱＩｂをダーリントン構成
としたり、トランジスタＱｖ ａ 、 Ｑｅ ａとトラ
ンジスタＱ７ ｂ 、 Ｑａ ｂをそれぞれ３段のダー
リントン接続として５ＥＰＰ回路としてループ利得を高
めてもよい。
としたり、トランジスタＱｖ ａ 、 Ｑｅ ａとトラ
ンジスタＱ７ ｂ 、 Ｑａ ｂをそれぞれ３段のダー
リントン接続として５ＥＰＰ回路としてループ利得を高
めてもよい。
さらにトランジスタＱ＋ａのエミッタ、コレクタを反転
させて、トランジスタＱ５ ａとＱ２ａのコレクタ接続
点を誤差増幅器Ａ ＋ｏの出力端としてトランジスタＱ
ｌ ａのベースに接続し、同様にカレントミラー回路Ａ
３とトランジスタＱ＋ｂ、トランジスタＱ５ｂ 、Ｑ２
ｂとの関係も同様に接続してもよい。なお、抵抗ＲＥ
ａ、ＲＥｂに第４図に示した一実施例にて説明した如く
抵抗分圧回路を接続することによって、アイドル電流１
ｄを自由に増大させることができるのは、本発明の一実
施例の場合と同様である。
させて、トランジスタＱ５ ａとＱ２ａのコレクタ接続
点を誤差増幅器Ａ ＋ｏの出力端としてトランジスタＱ
ｌ ａのベースに接続し、同様にカレントミラー回路Ａ
３とトランジスタＱ＋ｂ、トランジスタＱ５ｂ 、Ｑ２
ｂとの関係も同様に接続してもよい。なお、抵抗ＲＥ
ａ、ＲＥｂに第４図に示した一実施例にて説明した如く
抵抗分圧回路を接続することによって、アイドル電流１
ｄを自由に増大させることができるのは、本発明の一実
施例の場合と同様である。
また、本発明の一実施例および他の実施例において、オ
フセット電圧ＶＯＦＦの設定のためカレントミラー回路
ＡＩ、Ａ３の平衡を抵抗Ｒ＋ａ。
フセット電圧ＶＯＦＦの設定のためカレントミラー回路
ＡＩ、Ａ３の平衡を抵抗Ｒ＋ａ。
ＲｉｂとＲ２ａ 、 Ｒ２ｂをＲｓ ａ 、Ｒ１ｂ＞Ｒ
２ａ、Ｒ２ｂにすることによってＩＣ４＞（ＩＣ２十Ｉ
Ｃ３）とした場合を例示したが、オフセット電圧ＶＯＦ
Ｆの設定はこの方法に限る必要はなく、たとえばＲｓ
ａ＝Ｒｚ ａ ？ ＲＩｂ＝Ｒ２ｂとしてトランジスタ
Ｑ２ ａ 、 ４３ ａのベースにおよびトランジスタ
Ｑ２ ｂ 、Ｑ３ｂのベースにバイアス電圧を加えても
よく、またトランジスタＱ５ａ、Ｑ５ｂのコレクタに吸
収定電流源を接続し、ＩＣ。
２ａ、Ｒ２ｂにすることによってＩＣ４＞（ＩＣ２十Ｉ
Ｃ３）とした場合を例示したが、オフセット電圧ＶＯＦ
Ｆの設定はこの方法に限る必要はなく、たとえばＲｓ
ａ＝Ｒｚ ａ ？ ＲＩｂ＝Ｒ２ｂとしてトランジスタ
Ｑ２ ａ 、 ４３ ａのベースにおよびトランジスタ
Ｑ２ ｂ 、Ｑ３ｂのベースにバイアス電圧を加えても
よく、またトランジスタＱ５ａ、Ｑ５ｂのコレクタに吸
収定電流源を接続し、ＩＣ。
ａ＞ （Ｉｃ２ ａ＋Ｉｃ３ａ）、ＩＣ４ｂ＞ （Ｉｃ
２ ｂ＋ ｌ Ｒ３ｂ）としてもよい。
２ ｂ＋ ｌ Ｒ３ｂ）としてもよい。
以上説明した如く本発明によれば、信号とアイドル電流
に対し−〈同時に負帰還ループを形成するように構成し
たため、温度、電源電圧、時間経過によるアイドル電流
、すなわち動作点が変動せず安定であり、バリスタやサ
ーミスタ等の温度補償が全く不要である。また、信号の
有無、大小にかかわらずアイドル電流が一定値に固定さ
れるとともに、完全に無遮断Ｂ級で動作し、かつ無調整
で動作させることができる。また低出力インピーダンス
で低歪で、設計、管理がきわめて容易である。
に対し−〈同時に負帰還ループを形成するように構成し
たため、温度、電源電圧、時間経過によるアイドル電流
、すなわち動作点が変動せず安定であり、バリスタやサ
ーミスタ等の温度補償が全く不要である。また、信号の
有無、大小にかかわらずアイドル電流が一定値に固定さ
れるとともに、完全に無遮断Ｂ級で動作し、かつ無調整
で動作させることができる。また低出力インピーダンス
で低歪で、設計、管理がきわめて容易である。
第１図は従来のエミツタホロワ型５ＥＰＰ回路の回路図
、第２図は従来のエミツタホロワ型５Ｅｐｐ回路の伝達
特性図、第３図は従来のエミツタホロワ型５ＥＰＰ回路
の出力電流波形図、第４図は本発明の一実施例の構成を
示す回路図、第５図は本発明の一実施例の伝達特性図、
第６図は本発明の一実施例の出力電流波形図、第７図は
本発明の他の実施例の構成を示す回路図である。 Ａ１およびＡ３・・・・・・カレントミラー回路、Ａ２
およびＡ４・・・・・・差動増幅回路、ＡおよびＡ ＋
ｏ・・・・・・誤差増幅器、Ｉｔ ａ、Ｉｔ ｂ、１２
ａおよびＩ２ｂ・・・・・・定電流源、ＲＥ 、ａお
よびＲＥｂ・・・・・・抵抗、Ｑ＋ ａ、Ｑ＋ ｂ、Ｑ
２ａ、Ｑ２ｂ、Ｑ３ａ、Ｑ３ｂ、にＬ ａ、Ｑ４ｂ、Ｑ
５ａ、Ｑｓ ｂ、Ｑａ ａ。 Ｑｅｂ 、 Ｑ７ ａ 、 Ｑ７ ｂ 、 Ｑａ ａお
よびＱｅｂ−・・・トランジスタ。
、第２図は従来のエミツタホロワ型５Ｅｐｐ回路の伝達
特性図、第３図は従来のエミツタホロワ型５ＥＰＰ回路
の出力電流波形図、第４図は本発明の一実施例の構成を
示す回路図、第５図は本発明の一実施例の伝達特性図、
第６図は本発明の一実施例の出力電流波形図、第７図は
本発明の他の実施例の構成を示す回路図である。 Ａ１およびＡ３・・・・・・カレントミラー回路、Ａ２
およびＡ４・・・・・・差動増幅回路、ＡおよびＡ ＋
ｏ・・・・・・誤差増幅器、Ｉｔ ａ、Ｉｔ ｂ、１２
ａおよびＩ２ｂ・・・・・・定電流源、ＲＥ 、ａお
よびＲＥｂ・・・・・・抵抗、Ｑ＋ ａ、Ｑ＋ ｂ、Ｑ
２ａ、Ｑ２ｂ、Ｑ３ａ、Ｑ３ｂ、にＬ ａ、Ｑ４ｂ、Ｑ
５ａ、Ｑｓ ｂ、Ｑａ ａ。 Ｑｅｂ 、 Ｑ７ ａ 、 Ｑ７ ｂ 、 Ｑａ ａお
よびＱｅｂ−・・・トランジスタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （１１出力端子と出力トランジスタのエミッタまたはソ
ースとの間に抵抗が接続されてなるエミッタホロワ型シ
ングルエンプツトプッシュプル回路において、カレント
ミラー回路と、入力信号電圧が入力信号として供給され
る第１のトランジスタと前記出力端子の電圧が入力信号
として供給されかり第１のトランジスタに並列接続され
た第２のトランジスタと出力トランジスタのエミッタま
たはソースの電圧に対応した電圧が入力信号として供給
される第３のトランジスタとを有し前記カレントミラー
回路を負荷とする差動増幅回路を構成し、第３のトラン
ジスタのコレクタ出力をシングルエンデットプソシュプ
ル回路の駆動出力としてなることを特徴とするエミッタ
ホロワ型シングルエンデソトプソシュプル回路。 （２）出力端子と出力トランジスタのエミッタまたはソ
ースとの間に抵抗が接続されてなるエミッタホロワ型シ
ングルエンプツトプッシュプル回路において、カレント
ミラー回路と、第１のトランジスタと前記出力端子の電
圧が入力信号として供給されかつ第１のトランジスタに
並列接続された第２のトランジスタと出力トランジスタ
のエミッタまたはソースの電圧に対応した電圧が入力信
号として供給される第３のトランジスタとを有し前記カ
レントミラー回路を負荷と、前記第１〜３のトランジス
タとによって構成される差動増幅回路と、シングルエン
デソトプソシュブル回路を駆動する定電流源と、該定電
流源と第１のトランジスタのベースとの間に接続されか
つ前記差動増幅回路の出力により駆動されて前記定電流
源から供給される電流を吸収する第４のトランジスタと
を備えてなり、第１のトランジスタのベースに入力信号
電圧を供給または前記定電流源を入力信号電流源とする
ことを特徴とするエミッタホロワ型シングルエンデソト
プッシュプル回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58162508A JPS6054508A (ja) | 1983-09-06 | 1983-09-06 | エミッタホロワ型シングルエンデットプッシュプル回路 |
| KR1019840005245A KR890004671B1 (ko) | 1983-09-06 | 1984-08-28 | 에미터 폴로워형 싱글 엔디드 푸쉬풀회로 |
| GB08422205A GB2146194B (en) | 1983-09-06 | 1984-09-03 | Emitter-follower type single-ended push-pull circuit |
| DE19843432510 DE3432510A1 (de) | 1983-09-06 | 1984-09-04 | Gegentaktschaltkreis mit eintaktausgang vom emitterfolgertyp |
| US06/647,789 US4595883A (en) | 1983-09-06 | 1984-09-06 | Emitter-follower type single-ended push-pull circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58162508A JPS6054508A (ja) | 1983-09-06 | 1983-09-06 | エミッタホロワ型シングルエンデットプッシュプル回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6054508A true JPS6054508A (ja) | 1985-03-29 |
Family
ID=15755952
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58162508A Pending JPS6054508A (ja) | 1983-09-06 | 1983-09-06 | エミッタホロワ型シングルエンデットプッシュプル回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4595883A (ja) |
| JP (1) | JPS6054508A (ja) |
| KR (1) | KR890004671B1 (ja) |
| DE (1) | DE3432510A1 (ja) |
| GB (1) | GB2146194B (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01189211A (ja) * | 1988-01-22 | 1989-07-28 | Onkyo Corp | 電力増幅器 |
| KR20030040085A (ko) * | 2001-11-12 | 2003-05-22 | 산요 덴키 가부시키가이샤 | 반도체 집적 회로 |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4757275A (en) * | 1987-11-20 | 1988-07-12 | Comlinear Corporation | Wideband closed loop amplifier |
| US5003269A (en) * | 1989-05-12 | 1991-03-26 | Burr-Brown Corporation | Unity gain amplifier with high slew rate and high bandwidth |
| US4970470A (en) * | 1989-10-10 | 1990-11-13 | Analog Devices, Incorporated | DC-coupled transimpedance amplifier |
| US5150074A (en) * | 1991-05-03 | 1992-09-22 | Analog Devices, Inc. | Wide-band transconductance generator |
| US5177451A (en) * | 1991-07-26 | 1993-01-05 | Burr-Brown Corporation | Unity gain amplifier with high slew rate and high bandwidth |
| US5315231A (en) * | 1992-11-16 | 1994-05-24 | Hughes Aircraft Company | Symmetrical bipolar bias current source with high power supply rejection ratio (PSRR) |
| WO1994017590A1 (en) * | 1993-01-27 | 1994-08-04 | Micro Linear Corporation | Circuit technique that sets transconductance |
| US5583465A (en) * | 1995-05-09 | 1996-12-10 | Philips Electronics North America Corporation | Method and apparatus for improving the speed and accuracy of a circuit utilizing a feedback amplifier configuration |
| US5777514A (en) * | 1996-09-27 | 1998-07-07 | Micro Linear Corporation | Differential to single ended conversion technique for an operational amplifier having low input offset voltage, high speed and high gain |
| US6107887A (en) * | 1998-10-02 | 2000-08-22 | Micro Linear Corporation | Differential to single-ended video cable driver having BICMOS current-mode operational amplifier |
| EP2963814B1 (en) | 2014-07-03 | 2018-08-08 | Bang & Olufsen A/S | Class AB amplifier with bias control |
| RU2691835C1 (ru) * | 2018-08-30 | 2019-06-18 | Игорь Алексеевич Шуков | Фонокорректор со следящим питанием пассивной цепи коррекции |
| GB202114559D0 (en) * | 2021-10-12 | 2021-11-24 | Solid State Logic Ltd | Bipolar dependent current source |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5639607A (en) * | 1979-09-06 | 1981-04-15 | Nippon Gakki Seizo Kk | A-class push-pull amplifier |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5928287B2 (ja) * | 1977-12-08 | 1984-07-12 | パイオニア株式会社 | プツシユプル増幅回路 |
| JPS6023528B2 (ja) * | 1978-02-17 | 1985-06-07 | パイオニア株式会社 | プツシユプル増幅回路 |
| JPS56157106A (en) * | 1980-05-07 | 1981-12-04 | Pioneer Electronic Corp | Amplifier |
| GB2115999B (en) * | 1982-02-20 | 1985-05-01 | Pioneer Electronic Corp | Bias current compensated amplifier |
-
1983
- 1983-09-06 JP JP58162508A patent/JPS6054508A/ja active Pending
-
1984
- 1984-08-28 KR KR1019840005245A patent/KR890004671B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1984-09-03 GB GB08422205A patent/GB2146194B/en not_active Expired
- 1984-09-04 DE DE19843432510 patent/DE3432510A1/de active Granted
- 1984-09-06 US US06/647,789 patent/US4595883A/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5639607A (en) * | 1979-09-06 | 1981-04-15 | Nippon Gakki Seizo Kk | A-class push-pull amplifier |
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| JPH01189211A (ja) * | 1988-01-22 | 1989-07-28 | Onkyo Corp | 電力増幅器 |
| KR20030040085A (ko) * | 2001-11-12 | 2003-05-22 | 산요 덴키 가부시키가이샤 | 반도체 집적 회로 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2146194B (en) | 1986-09-24 |
| DE3432510A1 (de) | 1985-03-21 |
| DE3432510C2 (ja) | 1993-08-12 |
| GB2146194A (en) | 1985-04-11 |
| GB8422205D0 (en) | 1984-10-10 |
| US4595883A (en) | 1986-06-17 |
| KR890004671B1 (ko) | 1989-11-24 |
| KR850002710A (ko) | 1985-05-15 |
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