JP2691174B2 - Ａｄ変換回路 - Google Patents
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- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Description
本発明は、アナログ信号を、その帯域幅よりも十分高
い周波数を有するサンプリング信号を用いてデジタル信
号に変換するAD変換回路に関する。
い周波数を有するサンプリング信号を用いてデジタル信
号に変換するAD変換回路に関する。
従来、第７図を伴って次に述べるAD変換回路が提案さ
れている。 すなわち、アナログ信号入力端子１からのアナログ信
号Ａを入力し、その電圧に応じた周波数を有するパルス
信号P0を出力する発振回路構成の電圧−周波数変換回路
２を有する。 また、電圧−周波数変換回路２から出力されるパルス
信号P0と、サンプリング信号入力端子４からのアナログ
信号Ａの帯域幅よりも十分高い周波数fS1を有するサン
プリング信号S1とを入力し、第８図に示すように、パル
ス信号P0のパルス数をサンプリング信号S1の周期T
S1（＝1/fS1）毎に順次計数し（図においては、パルス
数ｑと計数している場合を示している）、その計数出力
CNを順次デジタル信号として出力する計数回路11を有す
る。 さらに、計数回路11から出力される計数出力CNでなる
デジタル信号を入力し、それから、それに含まれている
量子化雑音の次に述べるサンプリング信号S2の周波数f
S2の1/2以上の周波数成分を除去し、その量子化雑音の
周波数fS2の1/2以上の周波数成分のデジタル信号の、他
のサンプリング信号入力端子７からの、アナログ信号Ａ
の帯域幅の２倍以上の周波数を有するが、サンプリング
信号S1の周波数fS1よりも低い周波数fS2を有するサンプ
リング信号S2によってサンプリングされたデジタル信号
を、アナログ信号Ａのデジタル変換されたデジタル信号
として、デジタル信号出力端子８に出力するデシメーシ
ョンフィルタ６を有する。 以上が、従来提案されているAD変換回路の構成であ
る。 このような構成を有するAD変換回路によれば、計数回
路11から出力される計数出力CNでなるデジタル信号が、
電圧−周波数変換回路２からのパルス信号P0の、第８図
に示すような、サンプリング信号S1の各周期TS1におい
てパルス数として計数されなかった分の位相量Tqと、パ
ルス信号Ｐの周期Tvとの比Tq/Tvで表わされる大なるレ
ベル量子化雑音を含んで得られるとしても、デシメーシ
ョンフィルタ６から出力されるデジタル信号が、Tq/Tv
で表される量子化雑音よりも低減された量子化雑音しか
含んでいないデジタル信号で得られる。 このため、第７図に示すAD変換回路によれば、アナロ
グ信号を、量子化雑音の少ないデジタル信号に変換する
ことができる、という特徴を有する。
れている。 すなわち、アナログ信号入力端子１からのアナログ信
号Ａを入力し、その電圧に応じた周波数を有するパルス
信号P0を出力する発振回路構成の電圧−周波数変換回路
２を有する。 また、電圧−周波数変換回路２から出力されるパルス
信号P0と、サンプリング信号入力端子４からのアナログ
信号Ａの帯域幅よりも十分高い周波数fS1を有するサン
プリング信号S1とを入力し、第８図に示すように、パル
ス信号P0のパルス数をサンプリング信号S1の周期T
S1（＝1/fS1）毎に順次計数し（図においては、パルス
数ｑと計数している場合を示している）、その計数出力
CNを順次デジタル信号として出力する計数回路11を有す
る。 さらに、計数回路11から出力される計数出力CNでなる
デジタル信号を入力し、それから、それに含まれている
量子化雑音の次に述べるサンプリング信号S2の周波数f
S2の1/2以上の周波数成分を除去し、その量子化雑音の
周波数fS2の1/2以上の周波数成分のデジタル信号の、他
のサンプリング信号入力端子７からの、アナログ信号Ａ
の帯域幅の２倍以上の周波数を有するが、サンプリング
信号S1の周波数fS1よりも低い周波数fS2を有するサンプ
リング信号S2によってサンプリングされたデジタル信号
を、アナログ信号Ａのデジタル変換されたデジタル信号
として、デジタル信号出力端子８に出力するデシメーシ
ョンフィルタ６を有する。 以上が、従来提案されているAD変換回路の構成であ
る。 このような構成を有するAD変換回路によれば、計数回
路11から出力される計数出力CNでなるデジタル信号が、
電圧−周波数変換回路２からのパルス信号P0の、第８図
に示すような、サンプリング信号S1の各周期TS1におい
てパルス数として計数されなかった分の位相量Tqと、パ
ルス信号Ｐの周期Tvとの比Tq/Tvで表わされる大なるレ
ベル量子化雑音を含んで得られるとしても、デシメーシ
ョンフィルタ６から出力されるデジタル信号が、Tq/Tv
で表される量子化雑音よりも低減された量子化雑音しか
含んでいないデジタル信号で得られる。 このため、第７図に示すAD変換回路によれば、アナロ
グ信号を、量子化雑音の少ないデジタル信号に変換する
ことができる、という特徴を有する。
しかしながら、第７図に示す従来のAD変換回路の場
合、電圧−周波数変換回路２からのパルス信号P0の周波
数の上限値が高ければ高いほど、量子化雑音を低くする
ことができるが、電圧−周波数変換回路２からのパルス
信号P0の周波数の上限値を高くするのに、例えば、500M
Hz程度までというような一定の限度を有するのが、電圧
−周波数変換回路２を構成する上からも予儀なくされる
ことから、量子化雑音を低くすることに一定の限度を有
していた。 よって、本発明は、上述した限度を大幅に緩和し得る
新規なAD変換回路を提案せんとするものである。
合、電圧−周波数変換回路２からのパルス信号P0の周波
数の上限値が高ければ高いほど、量子化雑音を低くする
ことができるが、電圧−周波数変換回路２からのパルス
信号P0の周波数の上限値を高くするのに、例えば、500M
Hz程度までというような一定の限度を有するのが、電圧
−周波数変換回路２を構成する上からも予儀なくされる
ことから、量子化雑音を低くすることに一定の限度を有
していた。 よって、本発明は、上述した限度を大幅に緩和し得る
新規なAD変換回路を提案せんとするものである。
【実施例１】 次に、第１図を伴って、本発明によるAD変換回路の第
１の実施例を述べよう。 第１図において、第７図との対応部分には同一符号を
付して詳細説明を省略する。 第１図に示す本発明によるAD変換回路は、次に述べる
構成を有する。 すなわち、アナログ信号入力端子１からのアナログ信
号Ａを入力し、その電圧に応じた周波数を有するパルス
信号P0を出力する電圧−周波数変換回路２を有する。 また、サンプリング信号入力端子４から得られる、ア
ナログ信号Ａの帯域幅の２倍以上の周波数fS1を有する
サンプリング信号S1の周期（TS1＝1/fS1）の1/Nの時間
（TD＝TS1/N）だけ遅延を与える複数Ｎ個のパルス遅延
回路D1、D2………DNがそれらの順に縦続接続され、遅延
回路D1が電圧−周波数変換回路２から出力されるパルス
信号P0を入力し、遅延回路D1、D2………DNから、第２図
に示すような、パルス信号P0の時間TD、2TD………NTDだ
けそれぞれ遅延しているパルス信号P1、P2………PNをそ
れぞれ出力する遅延装置３を有する。ただし、第２図に
おいては、Ｎ＝４の場合が示されている。 さらに、遅延装置３の遅延回路D1、D2………DNからそ
れぞれ出力されるパルス信号P1、P2………PNをそれぞれ
入力し且つサンプリング信号S1をともに入力し、パルス
信号P1、P2………PNのパルス数を、第２図に示すよう
に、サンプリング信号S1の順次の周期TS1毎にそれぞれ
順次計数し、それらの順次の計数出力CN1、CN2………CN
Nをそれぞれ順次出力する計数回路C1、C2………CNを有
する。 さらに、計数回路C1、C2………CNからそれぞれ出力さ
れる計数出力CN1、CN2………CNNを入力し、それらの値
の加算された値を有する加算出力を、デジタル信号M1と
して出力する加算回路５を有する。 また、加算回路５から出力されるデジタル信号M1を入
力し、そのデジタル信号M1から、それに含まれている量
子化雑音の次に述べるサンプリング信号S2の周波数fS2
の1/2以上の周波数成分を除去し、その量子化雑音の周
波数fS2の1/2以上の周波数成分の除去されたデジタル信
号の、サンプリング信号入力端子７からのアナログ信号
Ａの帯域幅の２倍以上であるが、サンプリング信号S1の
周波数fS1よりも低い周波数fS2を有するサンプリング信
号S2によってサンプリング信号されたデジタル信号M2
を、デジタル信号出力端子８にデジタル信号を出力す
る、第７図で上述したと同様のデシメーションフィルタ
６を有する。 以上が、本発明によるAD変換回路の第１の実施例の構
成である。 このような構成を有する本発明によるAD変換回路は、
詳細説明は省略するが、第３図に示すような、第７図で
上述した従来のAD変換回路において、電圧−周波数変換
回路２からのパルス信号P0のパルス数を、計数回路11
で、サンプリング信号入力端子４からのfS1の周波数を
有するサンプリング信号S1の各周期毎に順次計数させ、
その計数出力CNをデシメーションフイルタ６に供給させ
るようになされているのに代え、電圧−周波数変換回路
２からのパルス信号P0のパルス数を、計数回路11で、サ
ンプリング信号入力端子４′からのNfS1の周波数を有す
るサンプリング信号S1′の各周期毎に順次計数させ、そ
の計数出力CN′を、第１図の場合と同様の遅延回路D1、
D2、………DNが継続接続されている遅延装置３とその遅
延回路D1、D2………DNからの出力に係数α１、α２……
…αＮをそれぞれ乗ぜしめる係数回路H1、H2………HNと
それら係数回路H1、H2………HNからの出力を加算する加
算回路５とからなるFIR形デジタルフィルタ20に通し、
次で、サンプリング信号入力端子４からのサンプリング
信号S1を用いた間引き回路13を通じて、デシメーション
フィルタ６に供給させるようになされていることを除い
て、第７図に示す従来のAD変換回路の場合と同様のAD変
換回路と等価である。 従って、第１図に示す本発明によるAD変換回路によれ
ば、サンプリング信号S1として、周波数fS1を有するサ
ンプリング信号を用いるにもかかわらず、周波数NfS1を
有するサンプリング信号を用いた場合と同等の作用効果
が得られるので、アナログ信号Ａを、第７図で上述した
従来のAD変換回路の場合に比し、低い量子化雑音しか含
まないデジタル信号M2に変換させることができる。
１の実施例を述べよう。 第１図において、第７図との対応部分には同一符号を
付して詳細説明を省略する。 第１図に示す本発明によるAD変換回路は、次に述べる
構成を有する。 すなわち、アナログ信号入力端子１からのアナログ信
号Ａを入力し、その電圧に応じた周波数を有するパルス
信号P0を出力する電圧−周波数変換回路２を有する。 また、サンプリング信号入力端子４から得られる、ア
ナログ信号Ａの帯域幅の２倍以上の周波数fS1を有する
サンプリング信号S1の周期（TS1＝1/fS1）の1/Nの時間
（TD＝TS1/N）だけ遅延を与える複数Ｎ個のパルス遅延
回路D1、D2………DNがそれらの順に縦続接続され、遅延
回路D1が電圧−周波数変換回路２から出力されるパルス
信号P0を入力し、遅延回路D1、D2………DNから、第２図
に示すような、パルス信号P0の時間TD、2TD………NTDだ
けそれぞれ遅延しているパルス信号P1、P2………PNをそ
れぞれ出力する遅延装置３を有する。ただし、第２図に
おいては、Ｎ＝４の場合が示されている。 さらに、遅延装置３の遅延回路D1、D2………DNからそ
れぞれ出力されるパルス信号P1、P2………PNをそれぞれ
入力し且つサンプリング信号S1をともに入力し、パルス
信号P1、P2………PNのパルス数を、第２図に示すよう
に、サンプリング信号S1の順次の周期TS1毎にそれぞれ
順次計数し、それらの順次の計数出力CN1、CN2………CN
Nをそれぞれ順次出力する計数回路C1、C2………CNを有
する。 さらに、計数回路C1、C2………CNからそれぞれ出力さ
れる計数出力CN1、CN2………CNNを入力し、それらの値
の加算された値を有する加算出力を、デジタル信号M1と
して出力する加算回路５を有する。 また、加算回路５から出力されるデジタル信号M1を入
力し、そのデジタル信号M1から、それに含まれている量
子化雑音の次に述べるサンプリング信号S2の周波数fS2
の1/2以上の周波数成分を除去し、その量子化雑音の周
波数fS2の1/2以上の周波数成分の除去されたデジタル信
号の、サンプリング信号入力端子７からのアナログ信号
Ａの帯域幅の２倍以上であるが、サンプリング信号S1の
周波数fS1よりも低い周波数fS2を有するサンプリング信
号S2によってサンプリング信号されたデジタル信号M2
を、デジタル信号出力端子８にデジタル信号を出力す
る、第７図で上述したと同様のデシメーションフィルタ
６を有する。 以上が、本発明によるAD変換回路の第１の実施例の構
成である。 このような構成を有する本発明によるAD変換回路は、
詳細説明は省略するが、第３図に示すような、第７図で
上述した従来のAD変換回路において、電圧−周波数変換
回路２からのパルス信号P0のパルス数を、計数回路11
で、サンプリング信号入力端子４からのfS1の周波数を
有するサンプリング信号S1の各周期毎に順次計数させ、
その計数出力CNをデシメーションフイルタ６に供給させ
るようになされているのに代え、電圧−周波数変換回路
２からのパルス信号P0のパルス数を、計数回路11で、サ
ンプリング信号入力端子４′からのNfS1の周波数を有す
るサンプリング信号S1′の各周期毎に順次計数させ、そ
の計数出力CN′を、第１図の場合と同様の遅延回路D1、
D2、………DNが継続接続されている遅延装置３とその遅
延回路D1、D2………DNからの出力に係数α１、α２……
…αＮをそれぞれ乗ぜしめる係数回路H1、H2………HNと
それら係数回路H1、H2………HNからの出力を加算する加
算回路５とからなるFIR形デジタルフィルタ20に通し、
次で、サンプリング信号入力端子４からのサンプリング
信号S1を用いた間引き回路13を通じて、デシメーション
フィルタ６に供給させるようになされていることを除い
て、第７図に示す従来のAD変換回路の場合と同様のAD変
換回路と等価である。 従って、第１図に示す本発明によるAD変換回路によれ
ば、サンプリング信号S1として、周波数fS1を有するサ
ンプリング信号を用いるにもかかわらず、周波数NfS1を
有するサンプリング信号を用いた場合と同等の作用効果
が得られるので、アナログ信号Ａを、第７図で上述した
従来のAD変換回路の場合に比し、低い量子化雑音しか含
まないデジタル信号M2に変換させることができる。
【実施例２】 次に、第４図を伴って、本発明によるAD変換回路の第
２の実施例を述べよう。 第４図に示す本発明によるAD変換回路は、計数回路
C1、C2、………CNからの計数出力CN1、CN2………CNNを
加算回路５の入力とするようにしているのに代え、計算
回路C1、C2、………CNからの計算出力CN1、CN2、………
CNNに、計数回路H1、H2………HNにおいて、係数α１、
α２………αＮを乗ぜしめ、その係数の乗ぜられた計数
出力CN′１、CN′２………CN′Ｎを加算回路５の入力と
するようにしていることを除いて、第１図に示す本発明
によるAD変換回路の場合と同様の構成を有する。 このような構成を有する本発明によるAD変換回路によ
れば、第３図で上述したAD変換回路のFIR型デジタルフ
ィルタ20におけると同様の係数回路H1〜HNを用いている
ことから、詳細説明は省略するが、第１図に示す本発明
によるAD変換回路の場合に比し、より量子化雑音を低減
させることができる。
２の実施例を述べよう。 第４図に示す本発明によるAD変換回路は、計数回路
C1、C2、………CNからの計数出力CN1、CN2………CNNを
加算回路５の入力とするようにしているのに代え、計算
回路C1、C2、………CNからの計算出力CN1、CN2、………
CNNに、計数回路H1、H2………HNにおいて、係数α１、
α２………αＮを乗ぜしめ、その係数の乗ぜられた計数
出力CN′１、CN′２………CN′Ｎを加算回路５の入力と
するようにしていることを除いて、第１図に示す本発明
によるAD変換回路の場合と同様の構成を有する。 このような構成を有する本発明によるAD変換回路によ
れば、第３図で上述したAD変換回路のFIR型デジタルフ
ィルタ20におけると同様の係数回路H1〜HNを用いている
ことから、詳細説明は省略するが、第１図に示す本発明
によるAD変換回路の場合に比し、より量子化雑音を低減
させることができる。
【実施例３】 次に、第５図を伴って、本発明によるAD変換回路の第
３の実施例を述べよう。 第５図に示す本発明によるAD変換回路は、遅延装置３
における遅延回路の数をＮとし、これに応じて、電圧−
周波数変換回路２からのパルス信号P0を遅延装置３に供
給し、そして、遅延回路D1、D2………DNからのパルス信
号P1、P2………PNをそれぞれ計数回路C1、C2………CNに
供給し、そして、計数回路C1、C2………CNの計数出力CN
1、CN2………CNN-1を加算回路５の入力とするようにし
ているのに代え、遅延装置３における遅延回路の数を
（Ｎ−１）とし、これに応じて、電圧−周波数変換回路
２からのパルス信号P0を遅延装置３に供給するとともに
計数回路C0にも供給し、そして、遅延回路D1、D2………
DN-1からのパルス信号P1、P2………PN-1をそれぞれ計数
回路C1、C2………CN-1に供給し、また、計数回路C0、C1
………CN-1の計数出力CN0、CN1………CNN-1を加算回路
５の入力とするようにしたことを除いて、第１図に示す
本発明によるAD変換回路の場合と同様の構成を有する。 このような構成を有する本発明によるAD変換回路によ
れば、詳細説明は省略するが、第１図に示す本発明によ
るAD変換回路の場合と同様の作用効果が得られることは
明らかである。
３の実施例を述べよう。 第５図に示す本発明によるAD変換回路は、遅延装置３
における遅延回路の数をＮとし、これに応じて、電圧−
周波数変換回路２からのパルス信号P0を遅延装置３に供
給し、そして、遅延回路D1、D2………DNからのパルス信
号P1、P2………PNをそれぞれ計数回路C1、C2………CNに
供給し、そして、計数回路C1、C2………CNの計数出力CN
1、CN2………CNN-1を加算回路５の入力とするようにし
ているのに代え、遅延装置３における遅延回路の数を
（Ｎ−１）とし、これに応じて、電圧−周波数変換回路
２からのパルス信号P0を遅延装置３に供給するとともに
計数回路C0にも供給し、そして、遅延回路D1、D2………
DN-1からのパルス信号P1、P2………PN-1をそれぞれ計数
回路C1、C2………CN-1に供給し、また、計数回路C0、C1
………CN-1の計数出力CN0、CN1………CNN-1を加算回路
５の入力とするようにしたことを除いて、第１図に示す
本発明によるAD変換回路の場合と同様の構成を有する。 このような構成を有する本発明によるAD変換回路によ
れば、詳細説明は省略するが、第１図に示す本発明によ
るAD変換回路の場合と同様の作用効果が得られることは
明らかである。
【実施例４】 次に、第６図を伴って、本発明によるAD変換回路の第
４の実施例を述べよう。 第６図に示す本発明によるAD変換回路は、遅延装置３
における遅延回路の数をＮとし、これに応じて、電圧−
周波数変換回路２からのパルス信号P0を遅延装置３に供
給し、そして、遅延回路D1、D2………DNからのパルス信
号P1、P2………PNをそれぞれ計数回路C1、C2………CNに
供給し、計数回路C1、C2………CNの計数出力CN1、CN2…
……CNNに係数回路H1、H2………HNにおいて係数α１、
α２………αＮをそれぞれ乗ぜしめ、そして係数回路
H1、H2………HNの出力CN′１、CN′２………CN′Ｎを加
算回路５の入力とするようにしているのに代え、遅延装
置３における遅延回路の数を（Ｎ−１）とし、これに応
じて、電圧−周波数変換回路２からのパルス信号P0を遅
延装置３に供給するとともに計数回路C0にも供給し、そ
して、遅延回路D1、D2………DN-1からのパルス信号P1、
P2………PN-1をそれぞれ計数回路C1、C2………CN-1に供
給し、計数回路C0、C1………CN-1の計数出力CN0、CN1…
……CNN-1に係数回路H0、H1………HN-1において係数α
０、α１………αN-1をそれぞれ乗ぜしめ、係数回路
H0、H1………HN-1の出力CN′０、CN′１………CNN-1′
を加算回路５の入力とするようにしたことを除いて、第
４図に示す本発明によるAD変換回路の場合と同様の構成
を有する。 このような構成を有する本発明によるAD変換回路によ
れば、詳細説明は省略するが、第４図に示す本発明によ
るAD変換回路の場合と同様の作用効果が得られることは
明らかである。
４の実施例を述べよう。 第６図に示す本発明によるAD変換回路は、遅延装置３
における遅延回路の数をＮとし、これに応じて、電圧−
周波数変換回路２からのパルス信号P0を遅延装置３に供
給し、そして、遅延回路D1、D2………DNからのパルス信
号P1、P2………PNをそれぞれ計数回路C1、C2………CNに
供給し、計数回路C1、C2………CNの計数出力CN1、CN2…
……CNNに係数回路H1、H2………HNにおいて係数α１、
α２………αＮをそれぞれ乗ぜしめ、そして係数回路
H1、H2………HNの出力CN′１、CN′２………CN′Ｎを加
算回路５の入力とするようにしているのに代え、遅延装
置３における遅延回路の数を（Ｎ−１）とし、これに応
じて、電圧−周波数変換回路２からのパルス信号P0を遅
延装置３に供給するとともに計数回路C0にも供給し、そ
して、遅延回路D1、D2………DN-1からのパルス信号P1、
P2………PN-1をそれぞれ計数回路C1、C2………CN-1に供
給し、計数回路C0、C1………CN-1の計数出力CN0、CN1…
……CNN-1に係数回路H0、H1………HN-1において係数α
０、α１………αN-1をそれぞれ乗ぜしめ、係数回路
H0、H1………HN-1の出力CN′０、CN′１………CNN-1′
を加算回路５の入力とするようにしたことを除いて、第
４図に示す本発明によるAD変換回路の場合と同様の構成
を有する。 このような構成を有する本発明によるAD変換回路によ
れば、詳細説明は省略するが、第４図に示す本発明によ
るAD変換回路の場合と同様の作用効果が得られることは
明らかである。
第１図は、本発明によるAD変換回路の第１の実施例を示
す系統的接続図である。 第２図はその説明に供する波形図である。 第３図は、第１図に示す本発明によるAD変換回路の等価
回路を示す図である。 第４図、第５図及び第６図は、それぞれ本発明によるAD
変換回路の第２、第３及び第４の実施例を示す系統的接
続図である。 第７図は、従来のAD変換回路を示す系統的接続図であ
る。 第８図は、その説明に供する波形図である。 １……アナログ信号入力端子 ２……電圧−周波数変換回路 ３……遅延装置 ４、７……サンプリング信号入力端子 ５……加算回路 ６……デシメーションフイルタ ８……デジタル信号出力端子 C1〜CN……計数回路 D1〜DN……遅延回路 H1〜HN……係数回路
す系統的接続図である。 第２図はその説明に供する波形図である。 第３図は、第１図に示す本発明によるAD変換回路の等価
回路を示す図である。 第４図、第５図及び第６図は、それぞれ本発明によるAD
変換回路の第２、第３及び第４の実施例を示す系統的接
続図である。 第７図は、従来のAD変換回路を示す系統的接続図であ
る。 第８図は、その説明に供する波形図である。 １……アナログ信号入力端子 ２……電圧−周波数変換回路 ３……遅延装置 ４、７……サンプリング信号入力端子 ５……加算回路 ６……デシメーションフイルタ ８……デジタル信号出力端子 C1〜CN……計数回路 D1〜DN……遅延回路 H1〜HN……係数回路
Claims (4)
- 【請求項１】アナログ信号を入力し、その電圧に応じた
周波数を有するパルス信号P0を出力する電圧−周波数変
換回路と、 順次縦続接続された複数Ｎ個の遅延回路D1、D2………DN
を有し、上記遅延回路D1〜DNは、上記パルス信号P0に上
記アナログ信号の帯域幅の２倍以上の周波数fS1を有す
るサンプリング信号の周期TS1（＝1/fS1）の1/Nの時間T
D（＝TS1/N）だけ遅延を与える遅延特性を有し、上記遅
延回路D1が上記パルス信号P0を入力し、上記遅延回路
D1、D2………DNから、時間TD、2TD………NTDだけそれぞ
れ遅延しているパルス信号P1、P2………PNをそれぞれ出
力する遅延装置と、 上記パルス信号P1、P2………PNをそれぞれ入力し且つ上
記サンプリング信号をともに入力し、上記パルス信号
P1、P2………PNのパルス数を上記サンプリング信号の順
次の周期毎にそれぞれ順次計数し、それらの順次の計数
出力CN1、CN2………CNNをそれぞれ順次出力する複数Ｎ
個の計数回路C1、C2………CNと、 上記計数出力CN1、CN2………CNNを入力し、それらの値
の加算された値を有する加算出力を、上記アナログ信号
のデジタル変換されたデジタル信号として出力する加算
回路と、 上記デジタル信号を入力し、それから、それに含まれて
いる量子化雑音の後記周波数fS2の1/2以上の周波数成分
を除去し、その量子化雑音の上記周波数fS2の1/2以上の
周波数成分を除去されたデジタル信号の、上記アナログ
信号の帯域幅の２倍以上の周波数を有するが、上記サン
プリング信号の周波数fS1よりも低い周波数fS2を有する
サンプリング信号によってサンプリングされたデジタル
信号を、上記アナログ信号のデジタル変換されたデジタ
ル信号として出力するデシメーションフィルタとを有す
ることを特徴とするAD変換回路。 - 【請求項２】アナログ信号を入力し、その電圧に応じた
周波数を有するパルス信号P0を出力する電圧−周波数変
換回路と、 順次縦続接続された複数Ｎ個の遅延回路D1、D2………DN
を有し、上記遅延回路D1〜DNは、上記パルス信号P0に上
記アナログ信号の帯域幅の２倍以上の周波数fS1を有す
るサンプリング信号の周期TS1（＝1/fS1）の1/Nの時間T
D（＝TS/N）だけ遅延を与える遅延特性を有し、上記遅
延回路D1が上記パルス信号P0を入力し、上記遅延回路
D1、D2………DNから、時間TD、2TD………NTDだけそれぞ
れ遅延しているパルス信号P1、P2………PNをそれぞれ出
力する遅延装置と、 上記パルス信号P1、P2………PNをそれぞれ入力し且つ上
記サンプリング信号をともに入力し、上記パルス信号
P1、P2………PNのパルス数を上記サンプリング信号の順
次の周期毎にそれぞれ順次計数し、それらの順次の計数
出力CN1、CN2………CNNをそれぞれ順次出力する複数Ｎ
個の計数回路C1、C2………CNと、 上記計数出力CN1、CN2………CNNをそれぞれ入力し、そ
れらの値にそれぞれ係数α１、α２………αＮ（ただし
α１、α２………αＮは正の整数）が乗じられた値を有
する計数出力CN′１、CN′２………CN′Ｎをそれぞれ出
力する複数Ｎ個の係数回路H1、H2………HNと、 上記計数出力CN′１、CN′２………CN′Ｎを入力し、そ
れらの値の加算された値を有する加算出力を、上記アナ
ログ信号のデジタル変換されたデジタル信号として出力
する加算回路と、 上記デジタル信号を入力し、それから、それに含まれて
いる量子化雑音の後記周波数fS2の1/2以上の周波数成分
を除去し、その量子化雑音の上記周波数fS2の1/2以上の
周波数成分を除去されたデジタル信号の、上記アナログ
信号の帯域幅の２倍以上の周波数を有するが、上記サン
プリング信号の周波数fS1よりも低い周波数fS2を有する
サンプリング信号によってサンプリングされたデジタル
信号を、上記アナログ信号のデジタル変換されたデジタ
ル信号として出力するデジメーションフィルタとを有す
ることを特徴とするAD変換回路。 - 【請求項３】アナログ信号を入力し、その電圧に応じた
周波数を有するパルス信号P0を出力する電圧−周波数変
換回路と、 順次縦続接続された複数（Ｎ−１）個の遅延回路D1、D2
………D(N-1)を有し、上記遅延回路D1〜D(N-1)は、上記
パルス信号P0に上記アナログ信号の帯域幅の２倍以上の
周波数fS1を有するサンプリング信号の周期TS1（＝1/f
S1）の1/Nの時間TD（＝TS1/N）だけ遅延を与える遅延特
性を有し、上記遅延回路D1が上記パルス信号P0を入力
し、上記遅延回路D1、D2………D(N-1)から、時間TD、2T
D………（Ｎ−１）TDだけそれぞれ遅延しているパルス
信号P1、P2………P(N-1)をそれぞれ出力する遅延装置
と、 上記パルス信号P0、P1、P2………P(N-1)をそれぞれ入力
し且つ上記サンプリング信号をともに入力し、上記パル
ス信号P0、P1、P2………P(N-1)のパルス数を上記サンプ
リング信号の順次の周期毎にそれぞれ順次計数し、それ
らの順次の計数出力CN0、CN1、CN2………CN(N-1)をそれ
ぞれ順次出力する複数Ｎ個の計数回路C0、C1、C2………
C(N-1)と、上記計数出力CN0、CN1、CN2………CN(N-1)を
入力し、それらの値の加算された値を有する加算出力
を、上記アナログ信号のデジタル変換されたデジタル信
号として出力する加算回路と、 上記デジタル信号を入力し、それから、それに含まれて
いる量子化雑音の後記周波数fS2の1/2以上の周波数成分
を除去し、その量子化雑音の上記周波数fS2の1/2以上の
周波数成分を除去されたデジタル信号の、上記アナログ
信号の帯域幅の２倍以上の周波数を有するが、上記サン
プリング信号の周波数fS1よりも低い周波数fS2を有する
サンプリング信号によってサンプリングされたデジタル
信号を、上記アナログ信号のデジタル変換されたデジタ
ル信号として出力するデシメーションフィルタとを有す
ることを特徴とするAD変換回路。 - 【請求項４】アナログ信号を入力し、その電圧に応じた
周波数を有するパルス信号P0を出力する電圧−周波数変
換回路と、 順次縦続接続された複数（Ｎ−１）個の遅延回路D1、D2
………D(N-1)を有し、上記遅延回路D1〜D(N-1)は、上記
パルス信号P0に上記アナログ信号の帯域幅の２倍以上の
周波数fS1を有するサンプリング信号の周期TS1（＝1/f
S1）の1/Nの時間TD（＝TS1/N）だけ遅延を与える遅延特
性を有し、上記遅延回路D1が上記パルス信号P0を入力
し、上記遅延回路D1、D2………D(N-1)から、時間TD、2T
D………（Ｎ−１）TDだけそれぞれ遅延しているパルス
信号P1、P2………P(N-1)をそれぞれ出力する遅延装置
と、 上記パルス信号P0、P1、P2………P(N-1)をそれぞれ入力
し且つ上記サンプリング信号をともに入力し、上記パル
ス信号P0、P1、P2………P(N-1)のパルス数を上記サンプ
リング信号の順次の周期毎にそれぞれ順次計数し、それ
らの順次の計数出力CN0、CN1、CN2………CN(N-1)をそれ
ぞれ順次出力する複数Ｎ個の計数回路C0、C1、C2………
C(N-1)と、 上記計数出力CN0、CN1、CN2………CN(N-1)をそれぞれ入
力し、それらの値にそれぞれ係数α０、α１、α２……
…α(N-1)（ただし、α０、α１、α２………α(N-1)は
正の整数）が乗じられた値を有する計数出力CN′０、C
N′１、CN′２………CN′(N-1)をそれぞれ出力する複数
Ｎ個の係数回路H0、H1、H2………H(N-1)と、 上記計数出力CN0、CN′１、CN′２………CN′(N-1)を入
力し、それらの値の加算された値を有する加算出力を上
記アナログ信号のデジタル変換されたデジタル信号とし
て出力する加算回路と、 上記デジタル信号を入力し、それから、それに含まれて
いる量子化雑音の後記周波数fS2の1/2以上の周波数成分
を除去し、その量子化雑音の上記周波数fS2の1/2以上の
周波数成分を除去されたデジタル信号の、上記アナログ
信号の帯域幅の２倍以上の周波数を有するが、上記サン
プリング信号の周波数fS1よりも低い周波数fS2を有する
サンプリング信号によってサンプリングされたデジタル
信号を、上記アナログ信号のデジタル変換されたデジタ
ル信号として出力するデシメーションフィルタとを有す
ることを特徴とするAD変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63294340A JP2691174B2 (ja) | 1988-11-21 | 1988-11-21 | Ａｄ変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63294340A JP2691174B2 (ja) | 1988-11-21 | 1988-11-21 | Ａｄ変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02141029A JPH02141029A (ja) | 1990-05-30 |
| JP2691174B2 true JP2691174B2 (ja) | 1997-12-17 |
Family
ID=17806436
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63294340A Expired - Fee Related JP2691174B2 (ja) | 1988-11-21 | 1988-11-21 | Ａｄ変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2691174B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2814926B2 (ja) * | 1994-08-23 | 1998-10-27 | 日本電気株式会社 | Ｐｄｓ伝送システムにおける遅延測定方式 |
| KR101215763B1 (ko) | 2006-10-04 | 2012-12-26 | 고쿠리츠다이가쿠호진 나가사키다이가쿠 | 타이밍 신호 발생 회로 |
| WO2009090801A1 (ja) | 2008-01-15 | 2009-07-23 | Nagasaki University, National University Corporation | 周波数検出装置、周波数検出方法、電気回路制御装置、電気回路制御方法、遅延回路および遅延回路システム |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57155838U (ja) * | 1981-03-25 | 1982-09-30 | ||
| JPS57169681A (en) * | 1981-04-13 | 1982-10-19 | Sony Corp | Detecting circuit for inversion intervals of signal |
-
1988
- 1988-11-21 JP JP63294340A patent/JP2691174B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02141029A (ja) | 1990-05-30 |
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