JP2688551B2 - 可変遅延装置 - Google Patents
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/26—Time-delay networks
- H03H11/265—Time-delay networks with adjustable delay
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- Pulse Circuits (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は調節可能な遅延装置に関
する。本発明は特に例えば1秒当たり1ギガビット以上
の極めて高いレートのディジタルデータ伝送のシステム
に適用される。
する。本発明は特に例えば1秒当たり1ギガビット以上
の極めて高いレートのディジタルデータ伝送のシステム
に適用される。
【0002】
【従来の技術】現行の遅延装置は一般にRC回路で作ら
れている。遅延の調節は抵抗及び/又は容量の値の変化
によって実行される。例えばMOS(酸化金属半導体)
形の電界効果トランジスタを有する集積回路では、抵抗
及び容量は一般にトランジスタによって構成される。
れている。遅延の調節は抵抗及び/又は容量の値の変化
によって実行される。例えばMOS(酸化金属半導体)
形の電界効果トランジスタを有する集積回路では、抵抗
及び容量は一般にトランジスタによって構成される。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】この種の遅延装置の欠
点は、R値及びC値が変化しても、遅延装置の出力電圧
が一定のままであるようにするために、RC回路を入力
バッファ回路と出力バッファ回路との間に配置する必要
があることである。更に、電界効果トランジスタの製造
技術は、様々な集積回路のトランジスタの特性に大きな
ばらつきをもたらす。このばらつきは、遅延回路に要求
される信頼性及び精度と対立する。本発明は、BiCM
OS(バイポーラ/相補型MOS)型集積回路に組み込
むのに極めて適しており、信頼性が高く且つ入出力バッ
ファ回路を必要としない遅延装置を提供することを目的
とする。
点は、R値及びC値が変化しても、遅延装置の出力電圧
が一定のままであるようにするために、RC回路を入力
バッファ回路と出力バッファ回路との間に配置する必要
があることである。更に、電界効果トランジスタの製造
技術は、様々な集積回路のトランジスタの特性に大きな
ばらつきをもたらす。このばらつきは、遅延回路に要求
される信頼性及び精度と対立する。本発明は、BiCM
OS(バイポーラ/相補型MOS)型集積回路に組み込
むのに極めて適しており、信頼性が高く且つ入出力バッ
ファ回路を必要としない遅延装置を提供することを目的
とする。
【0004】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決すべく、
本発明によれば、第1及び第2のトランジスタ(12、
13)、該第1及び第2のトランジスタに電流を供給す
る電流源(16)、及び該第1及び第2のトランジスタ
にそれぞれ直列に接続された第1及び第2の可変抵抗素
子(14、15)を有する少なくとも1つの差動増幅器
(11)と、可変遅延を発生させるべく前記電流源から
供給される電流の値を変化させるために前記電流源に接
続された変化手段(23、18a−18d)と、前記第1
及び第2の可変抵抗素子に接続されており、該第1及び
第2の可変抵抗素子に流れる電流の値に拘わらず該第1
及び第2の可変抵抗素子のそれぞれの端子間の電圧を実
質的に一定値に維持するための維持手段(23)とを有
し、前記可変遅延は前記電流源により発生される電流の
双曲線関数として変化することを特徴とする可変遅延装
置(10)が提供される。
本発明によれば、第1及び第2のトランジスタ(12、
13)、該第1及び第2のトランジスタに電流を供給す
る電流源(16)、及び該第1及び第2のトランジスタ
にそれぞれ直列に接続された第1及び第2の可変抵抗素
子(14、15)を有する少なくとも1つの差動増幅器
(11)と、可変遅延を発生させるべく前記電流源から
供給される電流の値を変化させるために前記電流源に接
続された変化手段(23、18a−18d)と、前記第1
及び第2の可変抵抗素子に接続されており、該第1及び
第2の可変抵抗素子に流れる電流の値に拘わらず該第1
及び第2の可変抵抗素子のそれぞれの端子間の電圧を実
質的に一定値に維持するための維持手段(23)とを有
し、前記可変遅延は前記電流源により発生される電流の
双曲線関数として変化することを特徴とする可変遅延装
置(10)が提供される。
【0005】本発明の遅延装置では、 R値及びC値が
変化しても、可変抵抗素子による電圧降下は一定であ
り、従って出力電圧、即ち遅延信号の電圧は遅延量によ
らず一定である。
変化しても、可変抵抗素子による電圧降下は一定であ
り、従って出力電圧、即ち遅延信号の電圧は遅延量によ
らず一定である。
【0006】
【実施例】本発明の特徴及び利点は添付図面を参照して
例として挙げた実施例に関する以下の説明から明らかと
なるであろう。図1では、本発明による遅延装置10は
基本的にはECL(エミッタ結合論理)ゲート11から
作られている。このECLゲートには、例えば+5ボル
トとアースとの値を夫々有する電位VCCとVEEとの
間の電圧が供給される。ECLゲートの2つの入力バイ
ポーラトランジスタ12及び13は各々それらのベース
で正入力信号INと反転入力信号IN*とを受信する。
それらのコレクタは各々負荷抵抗14及び15を介して
電位VCCに接続される。それらのエミッタはバイポー
ラトランジスタ17と負荷抵抗18とで作られた電流源
16によって結合されて、電位VEEに接続される。ト
ランジスタ17はそのコレクタをトランジスタ12及び
13のエミッタに接続され、そのエミッタを負荷抵抗1
8に接続され、そのベースを基準電位VREFに接続さ
れている。トランジスタ12及び13のコレクタは後続
エミッタを有する2つの出力増幅器を形成する2つのバ
イポーラトランジスタ19及び20のベースにも接続し
ている。それらのコレクタは電位VCCに接続し、それ
らのエミッタは各抵抗21及び22によって電位VEE
に接続され、相補出力信号OUT及びOUT*を送出す
る。従来の方法では、抵抗は例えばMOS形の電界効果
トランジスタにより構成されている。この種のトランジ
スタの抵抗値は特にそのゲート電極の電気的幅によっ
て、そして事実上トランジスタを導通させるため必要な
ゲート電極−ソース電圧によって製造時にあらかじめ定
められている。
例として挙げた実施例に関する以下の説明から明らかと
なるであろう。図1では、本発明による遅延装置10は
基本的にはECL(エミッタ結合論理)ゲート11から
作られている。このECLゲートには、例えば+5ボル
トとアースとの値を夫々有する電位VCCとVEEとの
間の電圧が供給される。ECLゲートの2つの入力バイ
ポーラトランジスタ12及び13は各々それらのベース
で正入力信号INと反転入力信号IN*とを受信する。
それらのコレクタは各々負荷抵抗14及び15を介して
電位VCCに接続される。それらのエミッタはバイポー
ラトランジスタ17と負荷抵抗18とで作られた電流源
16によって結合されて、電位VEEに接続される。ト
ランジスタ17はそのコレクタをトランジスタ12及び
13のエミッタに接続され、そのエミッタを負荷抵抗1
8に接続され、そのベースを基準電位VREFに接続さ
れている。トランジスタ12及び13のコレクタは後続
エミッタを有する2つの出力増幅器を形成する2つのバ
イポーラトランジスタ19及び20のベースにも接続し
ている。それらのコレクタは電位VCCに接続し、それ
らのエミッタは各抵抗21及び22によって電位VEE
に接続され、相補出力信号OUT及びOUT*を送出す
る。従来の方法では、抵抗は例えばMOS形の電界効果
トランジスタにより構成されている。この種のトランジ
スタの抵抗値は特にそのゲート電極の電気的幅によっ
て、そして事実上トランジスタを導通させるため必要な
ゲート電極−ソース電圧によって製造時にあらかじめ定
められている。
【0007】本発明によれば、ECLゲート11は、電
源16の供給するバイアス電流Iと、抵抗負荷14及び
15の各々の値Rとをそれらの積RIが一定であるよう
にして調節する回路23を含んでいる。図示の例では、
回路23によって制御される調節は連続しない。負荷抵
抗14及び15は各々4つの抵抗14a−14d及び1
5a−15dで作られ、電源16の負荷18は4つの抵
抗18a−18dから成る。各負荷14,15及び18
内の全ての抵抗は並列ドレーン−ソースパスを有するM
OSトランジスタによって形成される。負荷14及び1
5内のトランジスタはPMOS形であって、それらのゲ
ート電極は調節回路23の制御端子23aに接続したバ
ス24に結合される。負荷18内のトランジスタはNM
OS形であって、それらのゲート電極は調節回路23の
別の制御端子23bに接続されたバス25に結合され
る。制御端子23a及び23bは各々調節回路23の入
力端子23cに印加されるパイロット制御信号Eに応答
して明確に個別の4つの電位値CO−C3及びDO−D
3をとることができる2つの制御信号C及びDを各々送
出する。
源16の供給するバイアス電流Iと、抵抗負荷14及び
15の各々の値Rとをそれらの積RIが一定であるよう
にして調節する回路23を含んでいる。図示の例では、
回路23によって制御される調節は連続しない。負荷抵
抗14及び15は各々4つの抵抗14a−14d及び1
5a−15dで作られ、電源16の負荷18は4つの抵
抗18a−18dから成る。各負荷14,15及び18
内の全ての抵抗は並列ドレーン−ソースパスを有するM
OSトランジスタによって形成される。負荷14及び1
5内のトランジスタはPMOS形であって、それらのゲ
ート電極は調節回路23の制御端子23aに接続したバ
ス24に結合される。負荷18内のトランジスタはNM
OS形であって、それらのゲート電極は調節回路23の
別の制御端子23bに接続されたバス25に結合され
る。制御端子23a及び23bは各々調節回路23の入
力端子23cに印加されるパイロット制御信号Eに応答
して明確に個別の4つの電位値CO−C3及びDO−D
3をとることができる2つの制御信号C及びDを各々送
出する。
【0008】図1に示す調節可能な遅延装置10の機能
は図2に示すグラフを参照して説明される。グラフはR
Iが一定であるようにして電流Iの変化の関数としての
相補出力信号OUT及びOUT*の遅延θの変化を表
す。バイアス電流の変化はほぼ線形に選択される。これ
らの条件で曲線は θ=A+B/I(ただしAは水平漸
近線(図示せず)の縦座標であり、Bは図示の例では1
に等しい所定の係数である)の形式の双曲線である。I
の4つの値I0−I3は対応するトランジスタ18a−
18dの導通を制御する信号Dの4つの値D0−D3に
よって決定される。4つの値D0−D3に対して、抵抗
として働く各トランジスタ14a−14d及び15a−
15dの導通を制御するC0−C3の4つの値が対応す
る。図示の例では、値C0及びD0に対応する値I0は
トランジスタ14a,15a及び18aの導通によって
得られる。
は図2に示すグラフを参照して説明される。グラフはR
Iが一定であるようにして電流Iの変化の関数としての
相補出力信号OUT及びOUT*の遅延θの変化を表
す。バイアス電流の変化はほぼ線形に選択される。これ
らの条件で曲線は θ=A+B/I(ただしAは水平漸
近線(図示せず)の縦座標であり、Bは図示の例では1
に等しい所定の係数である)の形式の双曲線である。I
の4つの値I0−I3は対応するトランジスタ18a−
18dの導通を制御する信号Dの4つの値D0−D3に
よって決定される。4つの値D0−D3に対して、抵抗
として働く各トランジスタ14a−14d及び15a−
15dの導通を制御するC0−C3の4つの値が対応す
る。図示の例では、値C0及びD0に対応する値I0は
トランジスタ14a,15a及び18aの導通によって
得られる。
【0009】4つの値I0−I3は好ましくは曲線のほ
ぼ中央の線形部分で選択され、得られる4つの遅延値θ
1−θ3が互いにほぼ等しい距離であり、互いに所望す
る値だけ隔てられている。グラフから実際的に分かるこ
とは、あまりにも散らばり過ぎたIの値はθの強い非線
形変化を生じること、水平漸近線部分にまとめられたI
の値が互いにあまり変わらないθの値を生じるであろう
こと、及び垂直漸近線部分ではθの所望する値が技術的
な変動を考慮してIの極めて僅かの変化について得られ
るであろうということである。
ぼ中央の線形部分で選択され、得られる4つの遅延値θ
1−θ3が互いにほぼ等しい距離であり、互いに所望す
る値だけ隔てられている。グラフから実際的に分かるこ
とは、あまりにも散らばり過ぎたIの値はθの強い非線
形変化を生じること、水平漸近線部分にまとめられたI
の値が互いにあまり変わらないθの値を生じるであろう
こと、及び垂直漸近線部分ではθの所望する値が技術的
な変動を考慮してIの極めて僅かの変化について得られ
るであろうということである。
【0010】本発明による遅延装置10は幾つかの利点
を有している。差動増幅器11内の能動素子としてバイ
ポーラトランジスタが存在することによって、遅延時間
θの信頼性と均一性とが得られ、これによって図示の例
では250psのオーダーの遅延装置10のバイアホー
ル(via−hole)の極めて短い遅延時間θに対す
るNMOS及びPMOSトランジスタ内の遅延の大きな
差のためにCMOS(相補型MOS)差動増幅器内に生
じるであろう不均一性の問題が解決されるであろう。別
の利点は、ECL形差動増幅器11のトランジスタ12
及び13のベース上に相補性入力信号IN及びIN*が
使用されていることである。実際、入力信号INと基準
電圧との使用は、様々な集積回路間の構成素子の特性の
ばらつきのため基準電圧に信号INのエッジをセンタリ
ングするという問題を引き起こす可能性がある。センタ
リングのずれは不均一な遅延θを生じる。反対に、図示
の例では、センタリングは相補性入力信号のエッジの交
叉点上で実行され、これが全てのばらつきを補正し、か
つ安定した遅延時間を保証することになる。
を有している。差動増幅器11内の能動素子としてバイ
ポーラトランジスタが存在することによって、遅延時間
θの信頼性と均一性とが得られ、これによって図示の例
では250psのオーダーの遅延装置10のバイアホー
ル(via−hole)の極めて短い遅延時間θに対す
るNMOS及びPMOSトランジスタ内の遅延の大きな
差のためにCMOS(相補型MOS)差動増幅器内に生
じるであろう不均一性の問題が解決されるであろう。別
の利点は、ECL形差動増幅器11のトランジスタ12
及び13のベース上に相補性入力信号IN及びIN*が
使用されていることである。実際、入力信号INと基準
電圧との使用は、様々な集積回路間の構成素子の特性の
ばらつきのため基準電圧に信号INのエッジをセンタリ
ングするという問題を引き起こす可能性がある。センタ
リングのずれは不均一な遅延θを生じる。反対に、図示
の例では、センタリングは相補性入力信号のエッジの交
叉点上で実行され、これが全てのばらつきを補正し、か
つ安定した遅延時間を保証することになる。
【0011】それ故調節回路23の機能はこの場合、ほ
ぼ一定のRI積に相当する4つの値をそれぞれ有する2
つの制御信号C及びDへとパイロット信号Eを変換する
ということである。この種の変換器は当業者には良く知
られているから説明の必要はない。
ぼ一定のRI積に相当する4つの値をそれぞれ有する2
つの制御信号C及びDへとパイロット信号Eを変換する
ということである。この種の変換器は当業者には良く知
られているから説明の必要はない。
【0012】図示の実施例には数多くの変形例をもたら
すことができる。特に明らかなのは、図示のECLゲー
トの代わりに、バイポーラトランジスタ又は電界効果ト
ランジスタを備えた単一の差動増幅器で充分であり得る
場合もあるということである。ECLゲートの利点は主
としてその遅延が非常に短いこと、及び、そのトランジ
スタ12及び13の不飽和性と周波数の関数としての出
力電圧(電圧揺れ)のわずかな変化とによって高周波数
での性能が高いことである。また以上の説明から分かる
ことは、さらに改良された調節回路23と適用性のより
優れた曲線 θ=f(I)とが遅延θをより高密度に、
より広範囲にそしてより線形性を有するようにして変化
させることができるということである。例えば、負荷1
4,15及び18内の多数の抵抗が遅延θの極めて細か
な調節を可能にする。一般に、ECLゲート11内又は
代替の単一の差動増幅器内の電源は抵抗18を含み得る
にすぎない。変形例では、電流Iの制御信号はトランジ
スタ17の導通を制御する電圧に、つまりこのトランジ
スタのベースに作用することができるだけであろう。ま
た以上の説明から、ECLゲート又は代替の差動増幅器
は正の入力信号INだけを受信することができ、他方の
入力端子は所定の定電位に印加されることが分かった。
当業者にはまた遅延θを連続的に変化させることも可能
である。さらにまた、より線形性の強い枝(branc
h)を有し、しかし遅延θを強く変化させる θ=A+
B/I2の形式の曲線を得るようにして、より高次の関
数、例えば2次関数に従ってバイアス電流を変化させる
ことも可能であろう。さらに、もし希望する遅延時間が
単一の遅延装置10の能力を超えるようなことがあれ
ば、図3及び4に示す方法で複数の装置10を組み合わ
せることもまた可能である。
すことができる。特に明らかなのは、図示のECLゲー
トの代わりに、バイポーラトランジスタ又は電界効果ト
ランジスタを備えた単一の差動増幅器で充分であり得る
場合もあるということである。ECLゲートの利点は主
としてその遅延が非常に短いこと、及び、そのトランジ
スタ12及び13の不飽和性と周波数の関数としての出
力電圧(電圧揺れ)のわずかな変化とによって高周波数
での性能が高いことである。また以上の説明から分かる
ことは、さらに改良された調節回路23と適用性のより
優れた曲線 θ=f(I)とが遅延θをより高密度に、
より広範囲にそしてより線形性を有するようにして変化
させることができるということである。例えば、負荷1
4,15及び18内の多数の抵抗が遅延θの極めて細か
な調節を可能にする。一般に、ECLゲート11内又は
代替の単一の差動増幅器内の電源は抵抗18を含み得る
にすぎない。変形例では、電流Iの制御信号はトランジ
スタ17の導通を制御する電圧に、つまりこのトランジ
スタのベースに作用することができるだけであろう。ま
た以上の説明から、ECLゲート又は代替の差動増幅器
は正の入力信号INだけを受信することができ、他方の
入力端子は所定の定電位に印加されることが分かった。
当業者にはまた遅延θを連続的に変化させることも可能
である。さらにまた、より線形性の強い枝(branc
h)を有し、しかし遅延θを強く変化させる θ=A+
B/I2の形式の曲線を得るようにして、より高次の関
数、例えば2次関数に従ってバイアス電流を変化させる
ことも可能であろう。さらに、もし希望する遅延時間が
単一の遅延装置10の能力を超えるようなことがあれ
ば、図3及び4に示す方法で複数の装置10を組み合わ
せることもまた可能である。
【0013】図3は縦続接続された4つのECLゲート
11a−11dを含む本発明による遅延装置10の1変
形例の構造を示すブロック図である。ゲート11a−1
1dは入力信号IN及びIN*を相次いで遅らせるため
同一の調節回路23によって制御される。それらの出力
信号OUTa−OUTd及びOUTa*−OUTd*は
またマルチプレクサ26の各入力に印加され、マルチプ
レクサは遅延装置10の相補型出力信号OUT及びOU
T*を送出する。装置10は、最大遅延が250psの
オーダーである4つの遅延値をもたらすことができ、1
nsのオーダーの遅延、即ち1秒当たり1ギガビットの
レートで1ビットを伝送するための必要とされる時間ま
で広がる16個の遅延値θを遅延装置10から得ること
が可能である。図3の構成例から当業者は例えば図4に
示す例のように場合に応じて多少とも性能の高い変形例
を考案することができる。
11a−11dを含む本発明による遅延装置10の1変
形例の構造を示すブロック図である。ゲート11a−1
1dは入力信号IN及びIN*を相次いで遅らせるため
同一の調節回路23によって制御される。それらの出力
信号OUTa−OUTd及びOUTa*−OUTd*は
またマルチプレクサ26の各入力に印加され、マルチプ
レクサは遅延装置10の相補型出力信号OUT及びOU
T*を送出する。装置10は、最大遅延が250psの
オーダーである4つの遅延値をもたらすことができ、1
nsのオーダーの遅延、即ち1秒当たり1ギガビットの
レートで1ビットを伝送するための必要とされる時間ま
で広がる16個の遅延値θを遅延装置10から得ること
が可能である。図3の構成例から当業者は例えば図4に
示す例のように場合に応じて多少とも性能の高い変形例
を考案することができる。
【0014】図4にブロック図として示した実施例で
は、遅延装置10は図1のゲート11と同一の3つのE
CLゲート11a−11cと、ゲート11a−11cと
同じタイプであるが、ある6つの遅延θfを生じるため
の対応する負荷抵抗14,15及び18のみを含む2つ
のECLゲート27a,27bを含んでいる。ゲート1
1a−11cは同じ負荷抵抗14a−14d及び15a
−15d並びに同じ出力増幅器19−22及び同じ出力
を分け合うことができる。これらのゲートは同じ調節回
路23から発する同じ制御信号C及びDによって制御さ
れる。回路23は更にバス28に各ゲート11a−11
cの選択信号Sa−Scを供給するセレクタ(図示せ
ず)を有する。ゲート11a及び27aは入力信号IN
及びIN*を受信し、ゲート11b,11cはゲート2
7a及び27bの出力信号を各々受信する。ゲート27
aの出力信号はゲート27bの入力端子にも印加され
る。機能的には、ゲート11aだけを選択すると図1に
示すゲート11の遅延θに同一の遅延θaが与えられ
る。ゲート11bだけを選択すると遅延 θb=θf+
θが与えられる。ゲート11cだけを選択すると遅延
θc=2θf+θ が与えられる。得られる曲線は変化
θa,θb及びθcの範囲が重なり合うことなく結合さ
れていれば線形である。しかしながら、例えばゲート1
1a及び11bによって相次いで供給される2つの遅延
の結合点の周囲におけるセレクタのいかなる振動をも防
ぐために、のこぎり歯状の曲線と振動の危険がないほぼ
線形の変化とを有する様々な範囲を重ねるのが好まし
い。結論として、この遅延装置の原理は少なくとも1つ
の差動増幅器又はECLゲート11によって発生される
可変遅延に対して少なくとも1つの固定遅延θfを選択
的に付加するというものである。概して固定遅延θfは
互いに等しいか又は異なっていてもよい。
は、遅延装置10は図1のゲート11と同一の3つのE
CLゲート11a−11cと、ゲート11a−11cと
同じタイプであるが、ある6つの遅延θfを生じるため
の対応する負荷抵抗14,15及び18のみを含む2つ
のECLゲート27a,27bを含んでいる。ゲート1
1a−11cは同じ負荷抵抗14a−14d及び15a
−15d並びに同じ出力増幅器19−22及び同じ出力
を分け合うことができる。これらのゲートは同じ調節回
路23から発する同じ制御信号C及びDによって制御さ
れる。回路23は更にバス28に各ゲート11a−11
cの選択信号Sa−Scを供給するセレクタ(図示せ
ず)を有する。ゲート11a及び27aは入力信号IN
及びIN*を受信し、ゲート11b,11cはゲート2
7a及び27bの出力信号を各々受信する。ゲート27
aの出力信号はゲート27bの入力端子にも印加され
る。機能的には、ゲート11aだけを選択すると図1に
示すゲート11の遅延θに同一の遅延θaが与えられ
る。ゲート11bだけを選択すると遅延 θb=θf+
θが与えられる。ゲート11cだけを選択すると遅延
θc=2θf+θ が与えられる。得られる曲線は変化
θa,θb及びθcの範囲が重なり合うことなく結合さ
れていれば線形である。しかしながら、例えばゲート1
1a及び11bによって相次いで供給される2つの遅延
の結合点の周囲におけるセレクタのいかなる振動をも防
ぐために、のこぎり歯状の曲線と振動の危険がないほぼ
線形の変化とを有する様々な範囲を重ねるのが好まし
い。結論として、この遅延装置の原理は少なくとも1つ
の差動増幅器又はECLゲート11によって発生される
可変遅延に対して少なくとも1つの固定遅延θfを選択
的に付加するというものである。概して固定遅延θfは
互いに等しいか又は異なっていてもよい。
【図1】本発明による調節可能な遅延装置の好ましい一
実施例の回路を示すブロック図である。
実施例の回路を示すブロック図である。
【図2】図1に示す装置の遅延時間の変化を図解するグ
ラフである。
ラフである。
【図3】広い変化範囲にわたって遅延を調節することが
できる本発明による調節可能な遅延装置の実施例のブロ
ック図である。
できる本発明による調節可能な遅延装置の実施例のブロ
ック図である。
【図4】図3に示す遅延装置の実施例の一変形例のブロ
ック図である。
ック図である。
Claims (10)
- 【請求項1】第1及び第2のトランジスタ(12、1
3)、該第1及び第2のトランジスタに電流を供給する
電流源(16)、及び該第1及び第2のトランジスタに
それぞれ直列に接続された第1及び第2の可変抵抗素子
(14、15)を有する少なくとも1つの差動増幅器
(11)と、可変遅延を発生させるべく前記電流源から
供給される電流の値を変化させるために前記電流源に接
続された変化手段(23、18a−18d)と、前記第1
及び第2の可変抵抗素子に接続されており、該第1及び
第2の可変抵抗素子に流れる電流の値に拘わらず該第1
及び第2の可変抵抗素子のそれぞれの端子間の電圧を実
質的に一定値に維持するための維持手段(23)とを有
し、前記可変遅延は前記電流源により発生される電流の
双曲線関数として変化することを特徴とする可変遅延装
置(10)。 - 【請求項2】前記電流源は、第3の可変抵抗素子(1
8)を有し、該素子は前記変化手段により変化する請求
項1に記載の装置。 - 【請求項3】前記可変の第1及び第2の可変抵抗素子の
それぞれは、並列のドレイン−ソース経路と前記維持手
段の制御端子に共通に接続されたゲート電極とを有する
複数のMOSトランジスタからなる請求項1又は2に記
載の装置。 - 【請求項4】前記電流源は、基準電圧(Vref)に接続
された制御電極と前記第3の可変抵抗素子に直列に接続
された主電流経路とを有するトランジスタ(17)を含
む請求項1から3のいずれか一項に記載の装置。 - 【請求項5】前記電流の値が、実質的に線形に変化する
請求項1から4のいずれか一項に記載の装置。 - 【請求項6】前記電流の値が、平方関数(I2)または
より高次の関数として変化する請求項1から4のいずれ
か一項に記載の装置。 - 【請求項7】前記差動増幅器が、互いに相補の入力信号
(IN)を受け取る2つの入力を有する請求項1から6
にいずれか一項に記載の装置。 - 【請求項8】前記差動増幅器がECLゲートを構成する
請求項1から7にいずれか一項に記載の装置。 - 【請求項9】マルチプレクサ(26)に出力がそれぞれ
供給される複数の差動増幅器を含む請求項1から8のい
ずれか一項に記載の装置。 - 【請求項10】前記差動増幅器が第1の可変遅延を発生
し、更に少なくとも1つの固定遅延(図4のθf)を発
生するための手段(27a, 27b)と、少なくとも
第2の可変遅延(θa,θb,θc)を発生すべく前記
少なくとも1つの固定遅延を選択し、これを前記可変遅
延に付加するための選択手段(23,Sa−Sc)とを
有する請求項1から8のいずれか一項に記載の装置。
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