JP2685885B2 - クランプ回路 - Google Patents
クランプ回路Info
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- JP2685885B2 JP2685885B2 JP1083659A JP8365989A JP2685885B2 JP 2685885 B2 JP2685885 B2 JP 2685885B2 JP 1083659 A JP1083659 A JP 1083659A JP 8365989 A JP8365989 A JP 8365989A JP 2685885 B2 JP2685885 B2 JP 2685885B2
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- Japan
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- level
- clamp
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- energy spread
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- Compression Or Coding Systems Of Tv Signals (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、多重サブサンプリング方式による帯域圧
縮、周波数変調及びエネルギー拡散信号の付加を施され
たテレビジョン信号を受信し、これを元の広帯域のテレ
ビジョン信号に復調するデコーダに係わり、特に、受信
テレビジョン信号を所定レベルにクランプすることによ
ってエネルギー拡散信号を除去するクランプ回路に関す
る。
縮、周波数変調及びエネルギー拡散信号の付加を施され
たテレビジョン信号を受信し、これを元の広帯域のテレ
ビジョン信号に復調するデコーダに係わり、特に、受信
テレビジョン信号を所定レベルにクランプすることによ
ってエネルギー拡散信号を除去するクランプ回路に関す
る。
（従来の技術） 広帯域な高品位テレビジョン信号を多重サブサンプリ
ング方式により、伝送上、実用的な帯域まで圧縮して伝
送し、受信側で元の広帯域なテレビジョン信号を復調す
る方式として、例えば、MUSE（Multiple Sub-Nyquist S
ampuling Encoding）方式がある。
ング方式により、伝送上、実用的な帯域まで圧縮して伝
送し、受信側で元の広帯域なテレビジョン信号を復調す
る方式として、例えば、MUSE（Multiple Sub-Nyquist S
ampuling Encoding）方式がある。
このMUSE方式の伝送信号形式を第２図に示す。また、
同期信号波形を第３図に示す。
同期信号波形を第３図に示す。
第３図には、フレームパルスと水平同期信号HDを示
す。ここで、CKは伝送クロックであり、その周波数は1
6.2MHzに設定されている。
す。ここで、CKは伝送クロックであり、その周波数は1
6.2MHzに設定されている。
ところで、放送衛星を利用してテレビジョン信号を周
波数変調（FM）して伝送する場合、地上の固定業務との
干渉が問題となる。この干渉を防止するために、放送衛
星業務に対して4KHz当りの電力密度を22dB低下させるよ
うにして、600KHzP-Pのエネルギー拡散信号をテレビジ
ョン信号に付加するように決められている。
波数変調（FM）して伝送する場合、地上の固定業務との
干渉が問題となる。この干渉を防止するために、放送衛
星業務に対して4KHz当りの電力密度を22dB低下させるよ
うにして、600KHzP-Pのエネルギー拡散信号をテレビジ
ョン信号に付加するように決められている。
このようなエネルギー拡散信号が付加されたテレビジ
ョン信号を受信し、これを復調するデコーダにおいて
は、一般に、テレビジョン信号のペデスタルレベルを同
期信号に同期してクランプするクランプ回路を設け、こ
のクランプ回路によってテレビジョン信号を所定レベル
にクランプすることにより、エネルギー拡散信号を除去
するようになっている。
ョン信号を受信し、これを復調するデコーダにおいて
は、一般に、テレビジョン信号のペデスタルレベルを同
期信号に同期してクランプするクランプ回路を設け、こ
のクランプ回路によってテレビジョン信号を所定レベル
にクランプすることにより、エネルギー拡散信号を除去
するようになっている。
繰返し周波数30Hzの三角波をエネルギー拡散信号とし
て、一般のNTSC方式テレビジョン信号を用いて行なった
フリッカ妨害に対する評価実験によると、テレビジョン
信号1VP-Pに対して約0.01Vのエネルギー拡散信号を付加
することにより、フリッカが検知されることがわかって
いる。
て、一般のNTSC方式テレビジョン信号を用いて行なった
フリッカ妨害に対する評価実験によると、テレビジョン
信号1VP-Pに対して約0.01Vのエネルギー拡散信号を付加
することにより、フリッカが検知されることがわかって
いる。
MUSE方式のテレビジョン信号（以下、MUSE信号と記
す）のエネルギー拡散信号（以下、ディスパーサル信号
と記す）を第４図に示す。このディスパーサル信号はFM
伝送時の最大周波数偏移（白レベルと黒レベルの周波数
差）10.2MHzに対して、周期1/30s、周波数偏移600KHzの
三角波である。
す）のエネルギー拡散信号（以下、ディスパーサル信号
と記す）を第４図に示す。このディスパーサル信号はFM
伝送時の最大周波数偏移（白レベルと黒レベルの周波数
差）10.2MHzに対して、周期1/30s、周波数偏移600KHzの
三角波である。
このようなディスパーサル信号が付加されたMUSE信号
を復調するMUSE方式のデコーダにおいても、現行のNTSC
方式のデコーダと同様、クランプ回路によりMUSE信号を
所定レベルにクランプすることにより、ディスパーサル
信号を除去するようになっている。この場合のクランプ
処理（直流再生処理）は、水平同期信号HDの平均直流レ
ベルが第２図の第563ライン及び第1125ラインのクラン
プレベル期間の直流レベルと等しいことを利用し、各ラ
インごとに水平同期信号HDの平均直流レベルをクランプ
レベル期間の直流レベルにクランプするようにして行わ
れる。
を復調するMUSE方式のデコーダにおいても、現行のNTSC
方式のデコーダと同様、クランプ回路によりMUSE信号を
所定レベルにクランプすることにより、ディスパーサル
信号を除去するようになっている。この場合のクランプ
処理（直流再生処理）は、水平同期信号HDの平均直流レ
ベルが第２図の第563ライン及び第1125ラインのクラン
プレベル期間の直流レベルと等しいことを利用し、各ラ
インごとに水平同期信号HDの平均直流レベルをクランプ
レベル期間の直流レベルにクランプするようにして行わ
れる。
ここで、第５図を用いて、MUSE方式のデコーダにおけ
る従来のクランプ回路について説明する。
る従来のクランプ回路について説明する。
この第５図において、入力端子11には、MUSE信号が供
給される。このMUSE信号は増幅回路12により所定の信号
振幅になるように増幅された後、帯域制限用のローパス
フィルタ（以下、LPFと記す）13を介してクランプ用の
コンデンサ14に供給され、所定レベルにクランプされ
る。このクランプ出力は増幅回路15で電流増幅された
後、アナログ／デジタル変換回路（以下、A/D変換回路
と記す）でデジタル信号に変換される。このデジタル信
号は図示しないMUSE信号処理部に供給される。
給される。このMUSE信号は増幅回路12により所定の信号
振幅になるように増幅された後、帯域制限用のローパス
フィルタ（以下、LPFと記す）13を介してクランプ用の
コンデンサ14に供給され、所定レベルにクランプされ
る。このクランプ出力は増幅回路15で電流増幅された
後、アナログ／デジタル変換回路（以下、A/D変換回路
と記す）でデジタル信号に変換される。このデジタル信
号は図示しないMUSE信号処理部に供給される。
A/D変換回路16によりデジタル化されたMUSE信号はさ
らにレベル検出回路17に供給される。このレベル検出回
路17は入力信号のデジタルコードによりその直流レベル
を検出し、検出結果を直流再生回路18に供給する。この
直流再生回路18は、レベル検出回路18の検出レベルのう
ち、第２図に示す第563ラインと第1125ラインのクラン
プレベル期間（基準レベル信号期間）の検出レベルと基
準直流レベルとの差に応じたレベルを持つ信号を発生す
る。この差信号はデジタル／アナログ変換回路（以下、
D/A変換回路と記す）19によりアナログ信号化された
後、スイッチ20を介して抵抗21及びコンデンサ14から成
る回路にクランプ制御信号として供給される。ここで、
スイッチ20は端子22に供給されるクランプゲートパルス
GP1によりMUSE信号の水平同期信号期間にオン状態とさ
れる。これにより、コンデンサ14の出力端に現れるMUSE
信号は、水平同期信号期間において、水平同期信号HDの
平均直流レベルが上記基準直流レベルと一致するように
クランプされる。
らにレベル検出回路17に供給される。このレベル検出回
路17は入力信号のデジタルコードによりその直流レベル
を検出し、検出結果を直流再生回路18に供給する。この
直流再生回路18は、レベル検出回路18の検出レベルのう
ち、第２図に示す第563ラインと第1125ラインのクラン
プレベル期間（基準レベル信号期間）の検出レベルと基
準直流レベルとの差に応じたレベルを持つ信号を発生す
る。この差信号はデジタル／アナログ変換回路（以下、
D/A変換回路と記す）19によりアナログ信号化された
後、スイッチ20を介して抵抗21及びコンデンサ14から成
る回路にクランプ制御信号として供給される。ここで、
スイッチ20は端子22に供給されるクランプゲートパルス
GP1によりMUSE信号の水平同期信号期間にオン状態とさ
れる。これにより、コンデンサ14の出力端に現れるMUSE
信号は、水平同期信号期間において、水平同期信号HDの
平均直流レベルが上記基準直流レベルと一致するように
クランプされる。
以上従来のクランプ回路の全体的な構成を説明した
が、ここで、コンデンサ14と抵抗21とから成る回路は、
クランプ期間において、第６図に示すような微分回路、
すなわち、低域除去回路となる。このため、第７図
（ａ）に示す三角波として与えられるディスパーサル信
号は、クランプ処理によって微分され、第７図（ｂ）に
示すように、方形波に近似した波形となる。したがっ
て、残留ディスパーサル信号が大きい場合には、フィー
ルド間のレベル差が大きくなり、フリッカ障害が生じ
る。
が、ここで、コンデンサ14と抵抗21とから成る回路は、
クランプ期間において、第６図に示すような微分回路、
すなわち、低域除去回路となる。このため、第７図
（ａ）に示す三角波として与えられるディスパーサル信
号は、クランプ処理によって微分され、第７図（ｂ）に
示すように、方形波に近似した波形となる。したがっ
て、残留ディスパーサル信号が大きい場合には、フィー
ルド間のレベル差が大きくなり、フリッカ障害が生じ
る。
ここで、第５図のクランプ回路における残留ディスパ
ーサル信号の最大振幅を求めてみる。
ーサル信号の最大振幅を求めてみる。
残留ディスパーサル信号の最大振幅を求めるために、
今、第６図に示す微分回路に第７図（ａ）に示す三角波
を入力したときの出力電圧Ｖ（ｔ）を求める。まず、三
角波の振幅をＥ、その繰返し周期をＴとすると、次式
（１）が成立つ。
今、第６図に示す微分回路に第７図（ａ）に示す三角波
を入力したときの出力電圧Ｖ（ｔ）を求める。まず、三
角波の振幅をＥ、その繰返し周期をＴとすると、次式
（１）が成立つ。
E/s2T ＝（Ｒ＋1/sC）Ｉ（ｓ） …（１） 但し、s:jω したがって、抵抗21を流れる出力電流Ｉ（ｔ）は、 となる。これにより、出力電圧Ｖ（ｔ）は、 となる。ここで、ｔが充分大きいとすると、出力電圧Ｖ
（ｔ）は、 Ｖ（ｔ）＝E/T×RC …（４） となる。故に、残留ディスパーサル信号の最大電圧VD
は、 VD＝２（E/T）×τ …（５） 但し、τ：クランプ回路の時定数 となる。
（ｔ）は、 Ｖ（ｔ）＝E/T×RC …（４） となる。故に、残留ディスパーサル信号の最大電圧VD
は、 VD＝２（E/T）×τ …（５） 但し、τ：クランプ回路の時定数 となる。
このように、残留ディスパーサル信号の最大振幅は、
クランプ回路の時定数τにより規定される。ここで、時
定数τは次式（６）で示され、この値が小さいほど直流
再生機能としてのクランプ回路の性能、すなわち、ディ
スパーサル信号除去機能が高い。したがって、τを小さ
くすることにより、フリッカ障害を無くすことができ
る。
クランプ回路の時定数τにより規定される。ここで、時
定数τは次式（６）で示され、この値が小さいほど直流
再生機能としてのクランプ回路の性能、すなわち、ディ
スパーサル信号除去機能が高い。したがって、τを小さ
くすることにより、フリッカ障害を無くすことができ
る。
τ＝RC×（T1／T2） …（６） 但し、T1:1水平期間 T2:1水平期間におけるクランプ期間 MUSE方式では、第２図に示すように、１水平期間T1の
サンプル数は480（16.2MHz）あり、このうち、水平同期
信号期間には11サンプルが割り当てられている。したが
って、１水平期間T1当りのクランプ期間T2は最大で11サ
ンプル数分の期間である。これから求まるT1／T2の値
は、NTSC方式のものに比べ10倍程度大きい。このため、
MUSE方式の従来のクランプ回路においては、時定数CRを
小さくすることにより、NTSC方式とほぼ同じ程度のディ
スパーサル信号除去率を確保するようになっていた。
サンプル数は480（16.2MHz）あり、このうち、水平同期
信号期間には11サンプルが割り当てられている。したが
って、１水平期間T1当りのクランプ期間T2は最大で11サ
ンプル数分の期間である。これから求まるT1／T2の値
は、NTSC方式のものに比べ10倍程度大きい。このため、
MUSE方式の従来のクランプ回路においては、時定数CRを
小さくすることにより、NTSC方式とほぼ同じ程度のディ
スパーサル信号除去率を確保するようになっていた。
しかし、このように時定数CRを小さくすることによ
り、従来は、受信信号のS/N（信号対雑音比）が悪い場
合、低域ノイズによりクランプレベルが変動して画質が
劣化するとい問題が生じていた。
り、従来は、受信信号のS/N（信号対雑音比）が悪い場
合、低域ノイズによりクランプレベルが変動して画質が
劣化するとい問題が生じていた。
すなわち、コンデンサ14と抵抗21から成る回路は、上
記の如く、クランプ期間T2においては、低域除去回路で
あり、このクランプ期間T1における低域のノイズを軽減
する役目を果たす。この場合、低域ノイズの除去率は時
定数CRだけによって決まり、これが大きい程高くなる。
したがって、上記のように、ディスパーサル信号の除去
率を高めるために、時定数CRを小さくする構成では、低
域ノイズを充分除去することができない。これにより、
受信信号のS/Nが良好な場合は問題がないが、受信信号
のS/Nが悪化した場合には、低域ノイズによってクラン
プレベルが変動し、画質が劣化してしまうわけである。
記の如く、クランプ期間T2においては、低域除去回路で
あり、このクランプ期間T1における低域のノイズを軽減
する役目を果たす。この場合、低域ノイズの除去率は時
定数CRだけによって決まり、これが大きい程高くなる。
したがって、上記のように、ディスパーサル信号の除去
率を高めるために、時定数CRを小さくする構成では、低
域ノイズを充分除去することができない。これにより、
受信信号のS/Nが良好な場合は問題がないが、受信信号
のS/Nが悪化した場合には、低域ノイズによってクラン
プレベルが変動し、画質が劣化してしまうわけである。
（発明が解決しようとする課題） 以上述べたように直流再生によりMUSE信号からディス
パーサル信号を除去する従来のクランプ回路において
は、ディスパーサル信号の除去率を高めるために、微分
回路の時定数を小さくするようになっていたため、低域
ノイズを充分除去することができず、受信信号のS/Nが
悪化した場合、低域ノイズのためにクランプレベルが変
動して画質が劣化するという問題があった。
パーサル信号を除去する従来のクランプ回路において
は、ディスパーサル信号の除去率を高めるために、微分
回路の時定数を小さくするようになっていたため、低域
ノイズを充分除去することができず、受信信号のS/Nが
悪化した場合、低域ノイズのためにクランプレベルが変
動して画質が劣化するという問題があった。
そこでこの発明は、ディスパーサル信号のみならず、
低域ノイズも充分除去することができ、かつ、直流再生
を行うクランプ処理と、ディスパーサル信号の除去処理
を同時に行えるようにして、回路構成の簡素化を得るク
ランプ回路を提供することを目的とする。
低域ノイズも充分除去することができ、かつ、直流再生
を行うクランプ処理と、ディスパーサル信号の除去処理
を同時に行えるようにして、回路構成の簡素化を得るク
ランプ回路を提供することを目的とする。
［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 上記目的を達成するためにこの発明は、クランプ用の
微分回路の時定数を低域ノイズを除去可能な値に設定す
るとともに、クランプ制御信号として基準レベル信号期
間の検出直流レベルから求めた差信号とクランプ回路の
時定数によって規定される残留エネルギー拡散信号とは
逆のレベル特性を有する残留エネルギー拡散信号除去信
号との加算信号を用いるようにしたものである。
微分回路の時定数を低域ノイズを除去可能な値に設定す
るとともに、クランプ制御信号として基準レベル信号期
間の検出直流レベルから求めた差信号とクランプ回路の
時定数によって規定される残留エネルギー拡散信号とは
逆のレベル特性を有する残留エネルギー拡散信号除去信
号との加算信号を用いるようにしたものである。
（作用） 上記構成によれば、低域ノイズの除去は微分回路の時
定数によって確保され、これによるエネルギー拡散信号
の除去率の低下は、エネルギー拡散信号除去信号によっ
て補償されるので、低域ノイズあるいはエネルギー拡散
信号のいずれも良好に除去することができる。
定数によって確保され、これによるエネルギー拡散信号
の除去率の低下は、エネルギー拡散信号除去信号によっ
て補償されるので、低域ノイズあるいはエネルギー拡散
信号のいずれも良好に除去することができる。
また、クランプ制御信号は、上記した差信号と、残留
エネルギー拡散信号除去信号との加算信号とするため
に、回路構成を簡単にするのに有効となる。
エネルギー拡散信号除去信号との加算信号とするため
に、回路構成を簡単にするのに有効となる。
（実施例） 以下、図面を参照しながらこの発明の実施例を詳細に
説明する。
説明する。
第１図は、この発明の一実施例の構成を示す回路図で
ある。なお、第１図において、先の第５図と同一部には
同一符号を付して詳細な説明を省略する。
ある。なお、第１図において、先の第５図と同一部には
同一符号を付して詳細な説明を省略する。
第１図において、31はクランプ用の微分回路を成すコ
ンデンサであり、32は同じく抵抗である。これらコンデ
ンサ31の容量値Ｃと抵抗32の抵抗値Ｒによって表わされ
る微分回路の時定数CRは、先の第５図の時定数CRとは異
なり、低域ノイズを充分除去可能な値、つまり、第５図
の時定数より大きな値に設定されている。
ンデンサであり、32は同じく抵抗である。これらコンデ
ンサ31の容量値Ｃと抵抗32の抵抗値Ｒによって表わされ
る微分回路の時定数CRは、先の第５図の時定数CRとは異
なり、低域ノイズを充分除去可能な値、つまり、第５図
の時定数より大きな値に設定されている。
次に、33は残留ディパーサル信号を除去するための残
留ディスパーサル信号除去信号（以下、除去信号と記
す）を発生する除去信号発生回路である。ここで、除去
信号は、上述したクランプ回路の時定数τによって規定
される残留ディーパーサル信号とは逆のレベル特性を有
する信号である。除去信号発生回路33は、この除去信号
を端子34に供給されるフレームパルス（第２図及び第３
図参照）に同期して所定タイミングで出力する。
留ディスパーサル信号除去信号（以下、除去信号と記
す）を発生する除去信号発生回路である。ここで、除去
信号は、上述したクランプ回路の時定数τによって規定
される残留ディーパーサル信号とは逆のレベル特性を有
する信号である。除去信号発生回路33は、この除去信号
を端子34に供給されるフレームパルス（第２図及び第３
図参照）に同期して所定タイミングで出力する。
除去信号発生回路33から出力される除去信号は増幅回
路35により所定の信号振幅まで増幅された後、スイッチ
36に供給される。このスイッチ36は端子37に供給される
ゲートパルスGP2に従ってFM信号の受信時はオン状態と
され、それ以外の場合は、オフ状態とされる。したがっ
て、MUSE信号の受信時は、スイッチ36がオン状態とな
り、増幅回路35で増幅された除去信号はスイッチ36を介
してスイッチ20に供給される。このとき、除去信号はD/
A変換回路19の出力信号と加算される。ここで、D/A変換
回路19の出力信号は、上記の如く、クランプレベル期間
の直流レベルの検出出力と基準直流レベルとの差に応じ
たレベルを有する差信号である。
路35により所定の信号振幅まで増幅された後、スイッチ
36に供給される。このスイッチ36は端子37に供給される
ゲートパルスGP2に従ってFM信号の受信時はオン状態と
され、それ以外の場合は、オフ状態とされる。したがっ
て、MUSE信号の受信時は、スイッチ36がオン状態とな
り、増幅回路35で増幅された除去信号はスイッチ36を介
してスイッチ20に供給される。このとき、除去信号はD/
A変換回路19の出力信号と加算される。ここで、D/A変換
回路19の出力信号は、上記の如く、クランプレベル期間
の直流レベルの検出出力と基準直流レベルとの差に応じ
たレベルを有する差信号である。
上記除去信号と差信号との加算信号は水平同期信号期
間にスイッチ20を介して微分回路に供給される。これに
より、LPF13から出力されるMUSE信号は、水平同期信号H
Dの平均直流レベルが上記加算信号のレベルに一致する
ようにクランプされる。
間にスイッチ20を介して微分回路に供給される。これに
より、LPF13から出力されるMUSE信号は、水平同期信号H
Dの平均直流レベルが上記加算信号のレベルに一致する
ようにクランプされる。
上記構成においては、コンデンサ31と抵抗32とから成
る微分回路の時定数CRが低域ノイズを充分除去可能な値
に設定されているので、低域ノイズを良好に除去するこ
とができる。これにより、受信信号のS/Nが悪化した場
合でも、低域ノイズによるクランプレベルの変動を無く
すことができ、このクランプレベルの変動に起因する画
質の劣化が生じないようにすることができる。
る微分回路の時定数CRが低域ノイズを充分除去可能な値
に設定されているので、低域ノイズを良好に除去するこ
とができる。これにより、受信信号のS/Nが悪化した場
合でも、低域ノイズによるクランプレベルの変動を無く
すことができ、このクランプレベルの変動に起因する画
質の劣化が生じないようにすることができる。
一方、時定数CRを低域ノイズの除去に適した値に設定
したことにより、ディスパーサル信号の除去率は低下す
るが、クランプ制御信号に上述したようなレベル特性を
有する除去信号を含ませるようにしたので、時定数CRに
起因するディスパーサル信号の除去率の低下はこの除去
信号によって補償される。したがって、ディスパーサル
信号に関しても良好な除去率を確保することができる。
したことにより、ディスパーサル信号の除去率は低下す
るが、クランプ制御信号に上述したようなレベル特性を
有する除去信号を含ませるようにしたので、時定数CRに
起因するディスパーサル信号の除去率の低下はこの除去
信号によって補償される。したがって、ディスパーサル
信号に関しても良好な除去率を確保することができる。
なお、除去信号によるディスパーサル信号の除去は、
除去信号をクランプ処理後のMUSE信号に加算することに
よって達成することができる。しかし、この実施例のよ
うに、除去信号をクランプ制御信号に含ませ、クランプ
処理時にディスパーサル信号を除去する構成によれば、
回路構成を簡単にすることができる利点がある。
除去信号をクランプ処理後のMUSE信号に加算することに
よって達成することができる。しかし、この実施例のよ
うに、除去信号をクランプ制御信号に含ませ、クランプ
処理時にディスパーサル信号を除去する構成によれば、
回路構成を簡単にすることができる利点がある。
以上この発明の一実施例を詳細に説明したが、この発
明はこのような実施例に限定されるものではない。
明はこのような実施例に限定されるものではない。
例えば、先の実施例では、１水平周期ごとにクランプ
処理を実行する場合を説明したが、２水平周期ごと、３
水平周期ごと、…に行なうようにしてもよい。また、Ｎ
（Ｎは正の整数）水平周期以外の周期で行なうようにし
てもよい。
処理を実行する場合を説明したが、２水平周期ごと、３
水平周期ごと、…に行なうようにしてもよい。また、Ｎ
（Ｎは正の整数）水平周期以外の周期で行なうようにし
てもよい。
また、先の実施例では、この発明をMUSE方式のクラン
プ回路に適用する場合を説明したが、これ以外の多重サ
ブサンプリング方式のクランプ回路に適用するようにし
てもよい。
プ回路に適用する場合を説明したが、これ以外の多重サ
ブサンプリング方式のクランプ回路に適用するようにし
てもよい。
この他にも、この発明はその要旨を逸脱しない範囲で
種々様々変形実施可能なことは勿論である。
種々様々変形実施可能なことは勿論である。
［発明の効果］ 以上述べたようにこの発明によれば、微分回路の時定
数は低域ノイズの除去に適した値に設定し、これによる
エネルギー拡散信号の除去率の低下は、残留エネルギー
拡散信号とは逆のレベル特性を有する信号によるクラン
プ処理により補償するようにしたので、エネルギー拡散
信号のみならず低域ノイズも良好に除去することがで
き、受信信号のS/Nが悪い場合であっても、クランプレ
ベルの変動による画質の劣化を防ぐことができる。
数は低域ノイズの除去に適した値に設定し、これによる
エネルギー拡散信号の除去率の低下は、残留エネルギー
拡散信号とは逆のレベル特性を有する信号によるクラン
プ処理により補償するようにしたので、エネルギー拡散
信号のみならず低域ノイズも良好に除去することがで
き、受信信号のS/Nが悪い場合であっても、クランプレ
ベルの変動による画質の劣化を防ぐことができる。
第１図はこの発明の一実施例の構成を示す回路図、第２
図はMUSU信号の伝送信号形式を示す図、第３図はMUSE信
号の同期信号波形を示す信号波形図、第４図はディスパ
ーサル信号の規格を示す図、第５図は従来のクランプ回
路の構成を示す回路図、第６図は第５図の微分回路の構
成を示す回路図、第７図は第６図の動作を示す信号波形
図である。 11……入力端子、12,15,35……増幅回路、13……LPF、1
6……A/D変換回路、17……レベル検出回路、18……直流
再生回路、19……D/A変換回路、20,36……スイッチ、2
2,34,37……端子、31……コンデンサ、32……抵抗、33
……除去信号発生回路。
図はMUSU信号の伝送信号形式を示す図、第３図はMUSE信
号の同期信号波形を示す信号波形図、第４図はディスパ
ーサル信号の規格を示す図、第５図は従来のクランプ回
路の構成を示す回路図、第６図は第５図の微分回路の構
成を示す回路図、第７図は第６図の動作を示す信号波形
図である。 11……入力端子、12,15,35……増幅回路、13……LPF、1
6……A/D変換回路、17……レベル検出回路、18……直流
再生回路、19……D/A変換回路、20,36……スイッチ、2
2,34,37……端子、31……コンデンサ、32……抵抗、33
……除去信号発生回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 合志 清一 東京都世田谷区砧１丁目10番11号 日本 放送協会放送技術研究所内 (72)発明者 五十嵐 洋一 神奈川県横浜市磯子区新杉田町８番地 東芝オーディオ・ビデオエンジニアリン グ株式会社開発事業所内 (56)参考文献 特開 昭62−183689（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−163783（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】多重サブサンプリング方式による帯域圧
縮、周波数変調及びエネルギー拡散信号の付加を施され
たテレビジョン信号を受信し、これを元の広帯域のテレ
ビジョン信号に復調するデコーダに設けられ、受信テレ
ビジョン信号を所定のレベルにクランプすることによ
り、上記エネルギー拡散信号を除去するクランプ回路に
おいて、 上記受信テレビジョン信号に含まれる低域のノイズを除
去可能な時定数を有し、所定の周期で供給されるクラン
プ制御信号によって示されるレベルに上記受信テレビジ
ョン信号をクランプするクランプ手段と、 このクランプ手段のクランプ出力から基準レベル信号期
間の直流レベルを検出する直流レベル検出手段と、 この直流レベル検出手段によって検出された直流レベル
と基準直流レベルとの差に応じたレベルを持つ差信号を
発生する差信号発生手段と、 上記クランプ手段のクランプ出力に残留しているエネル
ギー拡散信号とは逆のレベル特性を有する残留エネルギ
ー拡散信号除去信号を発生する残留エネルギー拡散信号
除去信号発生手段と、 上記差信号発生手段の出力である前記差信号と上記残留
エネルギー拡散信号除去信号発生手段の出力である前記
残留エネルギー拡散信号除去信号とを加算して、上記ク
ランプ制御信号を発生するクランプ制御信号発生手段と
を具備したことを特徴とするクランプ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1083659A JP2685885B2 (ja) | 1989-03-31 | 1989-03-31 | クランプ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1083659A JP2685885B2 (ja) | 1989-03-31 | 1989-03-31 | クランプ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02261284A JPH02261284A (ja) | 1990-10-24 |
| JP2685885B2 true JP2685885B2 (ja) | 1997-12-03 |
Family
ID=13808580
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1083659A Expired - Lifetime JP2685885B2 (ja) | 1989-03-31 | 1989-03-31 | クランプ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2685885B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61163783A (ja) * | 1985-01-16 | 1986-07-24 | Hitachi Ltd | 高品位テレビ受信機 |
| JPS62183689A (ja) * | 1986-02-07 | 1987-08-12 | Sharp Corp | Ｍｕｓｅ方式テレビジヨン受信機のクランプ制御回路 |
-
1989
- 1989-03-31 JP JP1083659A patent/JP2685885B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02261284A (ja) | 1990-10-24 |
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