JP2672943B2 - モータ駆動回路 - Google Patents
モータ駆動回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
VCM（ボイスコイルモータ）等のモータ駆動回路の出
力段のベース電位を上げることにより，不感帯を解消す
る。 〔産業上の利用分野〕 本発明は，磁気ディスク装置等に使用されるVCM等の
モータ駆動回路に関するものであり，特にVCM駆動回路
を構成する直流帰還増幅器の出力段に生じる不感帯の除
去技術に関する。 〔従来の技術〕 通常の磁気ディスク装置では，ヘッドのシーク動作を
制御するために,VCM（ボイスコイルモータ）を使用して
いる。VCMは，直流帰還増幅器構成の駆動回路により駆
動される。 第５図は，このようなVCM駆動回路を構成する基本回
路を示したものであり，実際には，この基本回路を２つ
用いて,VCMをブリッジ駆動するように構成される。 第５図において,1は信号源,2は入力増幅段,3はバッフ
ァ段,4は出力段,5はレベル変換器,Q1,Q2,Q3はトランジ
スタ,R1,R2,R3は抵抗,RLは負荷（この場合はVCM）,V1,V
2,V3は電源電位,v0,v1,v2は信号電圧,I1,I2は信号電流
（エミッタ電流）,VBEはトランジスタのベース・エミッ
タ間電圧を表わしている。 信号源１は，正弦波信号を発生し，その正の半サイク
ルの間だけ，出力段４において，負荷RLに信号電流I2が
流され駆動が行なわれる。 入力増幅段2,バッファ段3,出力段４はそれぞれ直接結
合され，また出力段４に設けられた電流検出用の抵抗R3
に生じる信号電圧v1は，レベル変換器５を介して，入力
増幅段２に帰還される。 ところで，出力段４では，トランジスタQ2,Q3がダー
リントン接続されている。このため，各トランジスタ
Q2,Q3のベース・エミッタ間電圧VBEが重なって，入力側
のトランジスタQ2のベース電位を2VBEだけ上昇させ，い
わゆる不感帯ができて，第６図に示すように，出力に空
走期間が生じる原因となる。以下に，式を用いて説明す
る。 まず,v2とI2との関係式は， v2＝R2I1＝2VBE＋R3I2 …… で表わされ，これをグラフで示すと，第７図（ａ）のよ
うになる。またv0とI1との関係式は， v0＝VBE＋R1I1 …… で表わされ，式に式を代入すると,v0とI2との関係
式 が得られる。さらに入力増幅段２の出力から見た後段の
利得Ｇは，オフセット分を無視すると， となる。式をグラフで示すと，第７図（ｂ）のように
なる。 この式により,I2を流すための条件は， であることが判る。すなわち,v0を最小に抑えたい場合
には,R2を大きくするかまたはR1を小さくする必要があ
る。 しかし，上記この条件を満足させると，第７図（ｂ）
のグラフの傾きが小さくなり，式で表わされる利得Ｇ
が大きくなるため，回路が不安定になる。 〔発明が解決しようとする問題点〕 従来のVCM駆動回路では，不感帯が生じ易く,VCMの駆
動電流が遮断されて空走期間ができるという問題があっ
た。この不感帯を解消するためには，一般に利得を大き
くする方法がとられており，その結果，回路が不安定化
するのを避けることができなかった。 本発明は，回路の利得を大きくする方法によらずに，
簡単に不感帯を軽減しようとするものである。 〔問題点を解決するための手段〕 そのため本発明では，正弦波信号が入力される入力増
幅段と，前記入力増幅段の出力によって駆動されるトラ
ンジスタからなるバッファ段と，前記バッファ段のトラ
ンジスタの出力により駆動されるトランジスタからなる
出力段と，前記バッファ段のトランジスタの出力部に設
けられて，前記出力段のトランジスタのベース・エミッ
タ間電圧にほぼ相当する電圧を生じるレベルシフトダイ
オードと，前記出力段の出力を検出してレベル変換し，
前記入力増幅段へ電流帰還する帰還回路と，を備え，正
弦波信号によりアナログ方式で動作するとともに，前記
出力段のトランジスタのベース・エミッタ間電圧を，前
記レベルシフトダイオードにより補償することで不感帯
を解消するように構成した。 第１図に，本発明の原理的構成を例示的方法により示
す。 図示の構成は，第５図に示されている従来例回路に対
比されるものである。 第１図において,1は信号源,2は入力増幅段,3はバッフ
ァ段,4は出力段,5はレベル変換器,Q1,Q2,Q3はトランジ
スタ,D1,D2はレベルシフト用のダイオード,R1,R2,R3は
抵抗,RLは負荷,V1,V2,V3は電源電位,v0,v1,v2′は信号
電圧,I1,I2は信号電流,VDはダイオードの順方向電圧,V
BEはトランジスタのベース・エミッタ間電圧を表わして
いる。 信号源１から発生される正弦波信号は，入力増幅段２
へ印加される。入力増幅段２の出力は，バッファ段３の
トランジスタQ1のベースに印加される。 トランジスタQ1は,PNPタイプのトランジスタであり，
エミッタ側に抵抗R1が，コレクタ側には抵抗R2とダイオ
ードD1およびD2が直列に設けられている。ダイオード
D1,D2にそれぞれ生じる順方向電圧VDは，レベルシフト
に使用される。 トランジスタQ1のコレクタは，出力段４のトランジス
タQ2のベースに直結されている。トランジスタQ2は，ト
ランジスタQ3にダーリントン接続されており，コレクタ
側に負荷RL（すなわちVCM）が設けられ，エミッタ側に
抵抗R3が設けられている。 負荷RLを流れる信号電流I2は，抵抗R3で検出され，レ
ベル変換器５を介して，入力増幅段２へ電流帰還され
る。 信号電流I2は，信号源１が発生する正弦波信号のほぼ
正の半サイクルの期間だけ流れる。 〔作用〕 レベルシフト用のダイオードD1,D2が，バッファ段３
を構成するトランジスタQ1のエミッタ側に，抵抗R2と直
列に設けられたことにより，信号電圧v2′は，第５図の
従来例回路における信号電圧v2にくらべて,2VDだけ上昇
している。第２図（ａ），（ｂ）は，それぞれI1に対す
るv2とv2′との変化を対比させて示したものである。 第１図において,v2′とI1,I2との間の関係は，次式で
与えられる。 v2′＝R2I1＋2VD＝2VBE＋R3I2 ……式から， が得られる。他方,v0とI1との間の関係は，次式で与え
られる。 v0＝VBE＋R1I1 ……式を代入して， が得られる。 この式を，グラフで表わしたのが第３図である。図
示のように,I2に対するv0の変化は， を起点にして，傾斜 をもつ直線で表わすことができる。 v0を最小に抑えるためには，起点の値 ができるだけ小さいことが望ましい。この値は,VBEがほ
ぼVDに等しいとき,VBEとなる。この場合には,v0をVBEよ
りも大きくすれば,I2を流すことができる。この値V
BEは，第７図（ｂ）に示されている従来例回路の場合の
起点の値 にくらべて小さく，かつR1/R2の値，すなわち利得に影
響を及ぼさない利点がある。 〔実施例〕 第４図に，本発明によるVCM駆動回路の１実施例構成
を示す。 第４図において,1は信号源,2A,2Bは入力増幅段,3A,3B
はバッファ段,4A,4Bは出力段,5A,5Bはレベル変換器,
Q1A,Q1B,Q2A,Q2B,Q3A,Q3B,Q4A,Q4Bはそれぞれトランジ
スタ,D1A,D1B,D2A,D2Bはそれぞれダイオード,RLは負荷
（VCM）を表わす。 図示の実施例回路は，第１図に示されている本発明の
基本回路を２つ用いて，それぞれに正弦波駆動の正の半
サイクルと負の半サイクルを受け持たせ,1つの負荷RLを
交互に駆動させた場合に相当する。図において，左側の
回路が正の半サイクル，右側の回路が負の半サイクルで
動作する。 このため，入力増幅段2Aは，信号源１が発生した正弦
波信号の正の半サイクルのみを取り込んで反転増幅し，
他方，入力増幅段2Bは，負の半サイクルのみを取り込ん
で非反転増幅するように構成されている。 バッファ段3Aと3B,出力段4Aと4Bは，それぞれ同一回
路構成で対称的に置かれ，特に出力段4Aと4Bとは，負荷
RLをブリッジ駆動するように構成されている。 具体的には，正の半サイクルでは,Q3A,Q4Aが駆動さ
れ,Q3B,Q4Bはオフのままとなって,Q4A→RL→Q3Aの経路
で,RLを，駆動電流が右から左に流れ，そして負荷の半
サイクルでは,Q3B,Q4Bが駆動され,Q3A,Q4Aはオフとなっ
て,Q4B→RL→Q3Bの経路で,RLを，駆動電流が左から右に
流れる。 バッファ段3A,3Bには，それぞれレベルシフト用のダ
イオードD1A,D2A,D1B,D2Bが挿入されているため，不感
帯は小さく抑えられ，正の半サイクルと負の半サイクル
の境界部分に生じる空走期間は，極く短いものとなる。 〔発明の効果〕 本発明によれば,VCM駆動回路における不感帯を，回路
の僅かな改変と，安いコストとで，格段に減少させるこ
とができ，しかも回路の安定性を損わず，むしろ改善す
るから，動作特性と信頼性との向上を図ることができ
る。
力段のベース電位を上げることにより，不感帯を解消す
る。 〔産業上の利用分野〕 本発明は，磁気ディスク装置等に使用されるVCM等の
モータ駆動回路に関するものであり，特にVCM駆動回路
を構成する直流帰還増幅器の出力段に生じる不感帯の除
去技術に関する。 〔従来の技術〕 通常の磁気ディスク装置では，ヘッドのシーク動作を
制御するために,VCM（ボイスコイルモータ）を使用して
いる。VCMは，直流帰還増幅器構成の駆動回路により駆
動される。 第５図は，このようなVCM駆動回路を構成する基本回
路を示したものであり，実際には，この基本回路を２つ
用いて,VCMをブリッジ駆動するように構成される。 第５図において,1は信号源,2は入力増幅段,3はバッフ
ァ段,4は出力段,5はレベル変換器,Q1,Q2,Q3はトランジ
スタ,R1,R2,R3は抵抗,RLは負荷（この場合はVCM）,V1,V
2,V3は電源電位,v0,v1,v2は信号電圧,I1,I2は信号電流
（エミッタ電流）,VBEはトランジスタのベース・エミッ
タ間電圧を表わしている。 信号源１は，正弦波信号を発生し，その正の半サイク
ルの間だけ，出力段４において，負荷RLに信号電流I2が
流され駆動が行なわれる。 入力増幅段2,バッファ段3,出力段４はそれぞれ直接結
合され，また出力段４に設けられた電流検出用の抵抗R3
に生じる信号電圧v1は，レベル変換器５を介して，入力
増幅段２に帰還される。 ところで，出力段４では，トランジスタQ2,Q3がダー
リントン接続されている。このため，各トランジスタ
Q2,Q3のベース・エミッタ間電圧VBEが重なって，入力側
のトランジスタQ2のベース電位を2VBEだけ上昇させ，い
わゆる不感帯ができて，第６図に示すように，出力に空
走期間が生じる原因となる。以下に，式を用いて説明す
る。 まず,v2とI2との関係式は， v2＝R2I1＝2VBE＋R3I2 …… で表わされ，これをグラフで示すと，第７図（ａ）のよ
うになる。またv0とI1との関係式は， v0＝VBE＋R1I1 …… で表わされ，式に式を代入すると,v0とI2との関係
式 が得られる。さらに入力増幅段２の出力から見た後段の
利得Ｇは，オフセット分を無視すると， となる。式をグラフで示すと，第７図（ｂ）のように
なる。 この式により,I2を流すための条件は， であることが判る。すなわち,v0を最小に抑えたい場合
には,R2を大きくするかまたはR1を小さくする必要があ
る。 しかし，上記この条件を満足させると，第７図（ｂ）
のグラフの傾きが小さくなり，式で表わされる利得Ｇ
が大きくなるため，回路が不安定になる。 〔発明が解決しようとする問題点〕 従来のVCM駆動回路では，不感帯が生じ易く,VCMの駆
動電流が遮断されて空走期間ができるという問題があっ
た。この不感帯を解消するためには，一般に利得を大き
くする方法がとられており，その結果，回路が不安定化
するのを避けることができなかった。 本発明は，回路の利得を大きくする方法によらずに，
簡単に不感帯を軽減しようとするものである。 〔問題点を解決するための手段〕 そのため本発明では，正弦波信号が入力される入力増
幅段と，前記入力増幅段の出力によって駆動されるトラ
ンジスタからなるバッファ段と，前記バッファ段のトラ
ンジスタの出力により駆動されるトランジスタからなる
出力段と，前記バッファ段のトランジスタの出力部に設
けられて，前記出力段のトランジスタのベース・エミッ
タ間電圧にほぼ相当する電圧を生じるレベルシフトダイ
オードと，前記出力段の出力を検出してレベル変換し，
前記入力増幅段へ電流帰還する帰還回路と，を備え，正
弦波信号によりアナログ方式で動作するとともに，前記
出力段のトランジスタのベース・エミッタ間電圧を，前
記レベルシフトダイオードにより補償することで不感帯
を解消するように構成した。 第１図に，本発明の原理的構成を例示的方法により示
す。 図示の構成は，第５図に示されている従来例回路に対
比されるものである。 第１図において,1は信号源,2は入力増幅段,3はバッフ
ァ段,4は出力段,5はレベル変換器,Q1,Q2,Q3はトランジ
スタ,D1,D2はレベルシフト用のダイオード,R1,R2,R3は
抵抗,RLは負荷,V1,V2,V3は電源電位,v0,v1,v2′は信号
電圧,I1,I2は信号電流,VDはダイオードの順方向電圧,V
BEはトランジスタのベース・エミッタ間電圧を表わして
いる。 信号源１から発生される正弦波信号は，入力増幅段２
へ印加される。入力増幅段２の出力は，バッファ段３の
トランジスタQ1のベースに印加される。 トランジスタQ1は,PNPタイプのトランジスタであり，
エミッタ側に抵抗R1が，コレクタ側には抵抗R2とダイオ
ードD1およびD2が直列に設けられている。ダイオード
D1,D2にそれぞれ生じる順方向電圧VDは，レベルシフト
に使用される。 トランジスタQ1のコレクタは，出力段４のトランジス
タQ2のベースに直結されている。トランジスタQ2は，ト
ランジスタQ3にダーリントン接続されており，コレクタ
側に負荷RL（すなわちVCM）が設けられ，エミッタ側に
抵抗R3が設けられている。 負荷RLを流れる信号電流I2は，抵抗R3で検出され，レ
ベル変換器５を介して，入力増幅段２へ電流帰還され
る。 信号電流I2は，信号源１が発生する正弦波信号のほぼ
正の半サイクルの期間だけ流れる。 〔作用〕 レベルシフト用のダイオードD1,D2が，バッファ段３
を構成するトランジスタQ1のエミッタ側に，抵抗R2と直
列に設けられたことにより，信号電圧v2′は，第５図の
従来例回路における信号電圧v2にくらべて,2VDだけ上昇
している。第２図（ａ），（ｂ）は，それぞれI1に対す
るv2とv2′との変化を対比させて示したものである。 第１図において,v2′とI1,I2との間の関係は，次式で
与えられる。 v2′＝R2I1＋2VD＝2VBE＋R3I2 ……式から， が得られる。他方,v0とI1との間の関係は，次式で与え
られる。 v0＝VBE＋R1I1 ……式を代入して， が得られる。 この式を，グラフで表わしたのが第３図である。図
示のように,I2に対するv0の変化は， を起点にして，傾斜 をもつ直線で表わすことができる。 v0を最小に抑えるためには，起点の値 ができるだけ小さいことが望ましい。この値は,VBEがほ
ぼVDに等しいとき,VBEとなる。この場合には,v0をVBEよ
りも大きくすれば,I2を流すことができる。この値V
BEは，第７図（ｂ）に示されている従来例回路の場合の
起点の値 にくらべて小さく，かつR1/R2の値，すなわち利得に影
響を及ぼさない利点がある。 〔実施例〕 第４図に，本発明によるVCM駆動回路の１実施例構成
を示す。 第４図において,1は信号源,2A,2Bは入力増幅段,3A,3B
はバッファ段,4A,4Bは出力段,5A,5Bはレベル変換器,
Q1A,Q1B,Q2A,Q2B,Q3A,Q3B,Q4A,Q4Bはそれぞれトランジ
スタ,D1A,D1B,D2A,D2Bはそれぞれダイオード,RLは負荷
（VCM）を表わす。 図示の実施例回路は，第１図に示されている本発明の
基本回路を２つ用いて，それぞれに正弦波駆動の正の半
サイクルと負の半サイクルを受け持たせ,1つの負荷RLを
交互に駆動させた場合に相当する。図において，左側の
回路が正の半サイクル，右側の回路が負の半サイクルで
動作する。 このため，入力増幅段2Aは，信号源１が発生した正弦
波信号の正の半サイクルのみを取り込んで反転増幅し，
他方，入力増幅段2Bは，負の半サイクルのみを取り込ん
で非反転増幅するように構成されている。 バッファ段3Aと3B,出力段4Aと4Bは，それぞれ同一回
路構成で対称的に置かれ，特に出力段4Aと4Bとは，負荷
RLをブリッジ駆動するように構成されている。 具体的には，正の半サイクルでは,Q3A,Q4Aが駆動さ
れ,Q3B,Q4Bはオフのままとなって,Q4A→RL→Q3Aの経路
で,RLを，駆動電流が右から左に流れ，そして負荷の半
サイクルでは,Q3B,Q4Bが駆動され,Q3A,Q4Aはオフとなっ
て,Q4B→RL→Q3Bの経路で,RLを，駆動電流が左から右に
流れる。 バッファ段3A,3Bには，それぞれレベルシフト用のダ
イオードD1A,D2A,D1B,D2Bが挿入されているため，不感
帯は小さく抑えられ，正の半サイクルと負の半サイクル
の境界部分に生じる空走期間は，極く短いものとなる。 〔発明の効果〕 本発明によれば,VCM駆動回路における不感帯を，回路
の僅かな改変と，安いコストとで，格段に減少させるこ
とができ，しかも回路の安定性を損わず，むしろ改善す
るから，動作特性と信頼性との向上を図ることができ
る。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の原理的構成図，第２図はレベルシフト
ダイオード挿入による作用を示す説明図，第３図はレベ
ルシフトダイオードを挿入した本発明回路の電流駆動特
性を示す説明図，第４図は本発明の実施例構成図，第５
図は従来のVCM駆動回路の構成図，第６図は第５図のVCM
駆動回路で生じる不感帯の作用の説明図，第７図は従来
の不感帯抑制方式の説明図である。 第１図中， 1:信号源 2:入力増幅段 3:バッファ段 4:出力段 5:レベル変換器 Q1,Q2,Q3:トランジスタ D1,D2:レベルシフト用のダイオード R1,R2,R3:抵抗
ダイオード挿入による作用を示す説明図，第３図はレベ
ルシフトダイオードを挿入した本発明回路の電流駆動特
性を示す説明図，第４図は本発明の実施例構成図，第５
図は従来のVCM駆動回路の構成図，第６図は第５図のVCM
駆動回路で生じる不感帯の作用の説明図，第７図は従来
の不感帯抑制方式の説明図である。 第１図中， 1:信号源 2:入力増幅段 3:バッファ段 4:出力段 5:レベル変換器 Q1,Q2,Q3:トランジスタ D1,D2:レベルシフト用のダイオード R1,R2,R3:抵抗
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 昭57−91679（ＪＰ，Ａ)
特開 昭58−46880（ＪＰ，Ａ)
特開 昭57−122690（ＪＰ，Ａ)
特開 昭60−46785（ＪＰ，Ａ)
特開 昭57−135695（ＪＰ，Ａ)
実開 昭56−116899（ＪＰ，Ｕ)
実開 昭50−59512（ＪＰ，Ｕ)
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．正弦波信号が入力される入力増幅段と， 前記入力増幅段の出力によって駆動されるトランジスタ
からなるバッファ段と， 前記バッファ段のトランジスタの出力により駆動される
トランジスタからなる出力段と， 前記バッファ段のトランジスタの出力部に設けられて，
前記出力段のトランジスタのベース・エミッタ間電圧に
ほぼ相当する電圧を生じるレベルシフトダイオードと， 前記出力段の出力を検出してレベル変換し，前記入力増
幅段へ電流帰還する帰還回路と， を備え，正弦波信号によりアナログ方式で動作するとと
もに，前記出力段のトランジスタのベース・エミッタ間
電圧を，前記レベルシフトダイオードにより補償するこ
とで不感帯を解消することを特徴とするモータ駆動回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61137878A JP2672943B2 (ja) | 1986-06-13 | 1986-06-13 | モータ駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61137878A JP2672943B2 (ja) | 1986-06-13 | 1986-06-13 | モータ駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62296790A JPS62296790A (ja) | 1987-12-24 |
| JP2672943B2 true JP2672943B2 (ja) | 1997-11-05 |
Family
ID=15208802
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61137878A Expired - Fee Related JP2672943B2 (ja) | 1986-06-13 | 1986-06-13 | モータ駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2672943B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5311069A (en) * | 1991-09-06 | 1994-05-10 | Silicon Systems, Inc. | Driver circuitry for commutated inductive loads |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5791679A (en) * | 1980-11-25 | 1982-06-07 | Yokogawa Hokushin Electric Corp | Protective circuit for power control element |
-
1986
- 1986-06-13 JP JP61137878A patent/JP2672943B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62296790A (ja) | 1987-12-24 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |