JP2621453B2 - 誘導性負荷の電流制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、例えばソレノイド等の誘導性負荷の電流
制御装置に関するものである。

［従来の技術］ 従来、例えば自動車のアンチロックブレーキシステム
（ABS）等に用いられるソレノイドの電流制御装置とし
て、第10,11図に示すものがある。

第10図に示す装置では高圧側電源20に電流検出抵抗21
を介してソレノイド22を接続し、このソレノイド22と低
圧側電源24との間に駆動用トランジスタ23を設けてい
る。又、高圧側電源20と駆動用トランジスタ23との間に
はソレノイド22と並列にフライホイールダイオード25が
接続されている。そして、駆動用トランジスタ23を所定
周期でオンさせ、高圧側電源20よりソレノイド22に電流
を供給する。このとき、電流検出抵抗21での電圧降下又
はこの電圧降下を増幅した増幅信号と、一定の基準電圧
とを比較することにより、ソレノイド22の電流が一定の
設定電流に達したか否かを検出し、検出電流が設定電流
に達すると駆動用トランジスタ23をオフさせるようにし
ている。又、駆動用トランジスタ23のオフ時にはソレノ
イド22、フライホイールダイオード25及び電流検出抵抗
21を経て循環電流を流し、駆動用トランジスタ23のオフ
時における電流検出をも行うことができる。

このため定電流制御を行い易いが、ソレノイド22によ
って電流検出抵抗21を制御装置から離間させる構成であ
るため、特に自動車の場合には電流検出抵抗21の検出信
号を転送するために余分な配線が必要となり、この回路
構成を採用することは困難である。

又、第11図に示す装置では高圧側電源20にソレノイド
22を接続し、ソレノイド22には駆動用トランジスタ23を
接続し、同トランジスタ23と低圧側電源24との間に電流
検出抵抗21を設けている。又、高圧側電源20と駆動用ト
ランジスタ23との間には循環電流検出用の電流検出抵抗
26及びフライホイールダイオード25の直列回路を前記ソ
レノイド22と並列に接続している。

ところが、この構成では駆動用トランジスタ23のオン
・オフに対応した２つの電流検出抵抗21,26を設けてい
るため、コストアップとなるとともに、発熱量が多くな
って他の装置に悪影響を及ぼしたり、各抵抗に対してそ
れぞれ電流検出回路が必要となって回路構成面からも不
利となるという問題点がある。

そこで、第12図に示すように第11図における循環電流
検出用の抵抗26を省略した構成の装置が提案されてい
る。そして、この装置においても、第13図に示すように
所定周期のクロック信号SG7にて駆動用トランジスタ23
をオンさせ、電流検出抵抗21の検出電流ｉによる電圧降
下Ｖが基準電圧V₀（設定電流I₀に対応する）に達する
と、駆動用トランジスタ23をオフさせるようにしてい
る。

［発明が解決しようとする課題］ ところが、前記従来の制御方法において、第13図に示
すようにある設定電流I₀に対してデューティ信号SG8の
デューティが実線のように一定（約50％）となって電流
リップルが最小となるように電流ｉが制御されている場
合、ソレノイド22の定電流値を変えるために、基準電圧
を一点鎖線で示すようにV₁に上昇させると、デューティ
信号SG8のデューティが二点鎖線で示すように増減を繰
り返すものとなり、電流ｉは二点鎖線で示すように電流
リップルが大きいものとなってしまう。

即ち、一定レベルの設定電流で上限（あるいは下限）
を抑え込むような定電流制御では設定電流のレベルを切
替えることによってデューティが不規則となり、電流リ
ップルも大きくなるという問題点がある。又、ソレノイ
ド22の電流が駆動用トランジスタ23のオン直後から設定
電流に達するまでの時間は、電源電圧と時定数に依存す
るため、制御時にソレノイド22に雑音（可聴音）が発生
するおそれがある。

この発明は上記問題点を解決するためになされたもの
であって、その目的は電流検出抵抗を１つのみ用いて、
コストを低減できるとともに、電流リップルの小さい高
精度な定電流制御を行うことができ、又、可聴音の発生
をも防止できる誘導性負荷の電流制御装置を提供するこ
とにある。

［課題を解決するための手段］ この発明は上記目的を達成するため、電源に接続され
た誘導性負荷と、前記電源よりこの誘導性負荷に電流を
供給・遮断するスイッチング手段と、前記スイッチング
手段の誘導性負荷と反対側に設けられ、前記スイッチン
グ手段の動作時における誘導性負荷の電流を検出する電
流検出手段と、前記スイッチング手段の非動作時におけ
る誘導性負荷の循環電流を流す還流手段と、所定周期で
立ち上がり、かつ、時間の経過に伴ってレベルが減少す
る比較信号を発生する発振手段と、前記電流検出手段に
よる検出結果と前記比較信号とに基づいて前記スイッチ
ング手段のデューティを設定するデューティ設定手段
と、前記比較信号の立ち上がりに同期してスイッチング
手段を動作状態にするとともに、前記設定されたデュー
ティにてスイッチング手段を非動作状態にする駆動手段
とを備えた誘導性負荷の電流制御装置をその要旨とす
る。

［作用］ 発振手段から比較信号が出力されると、その比較信号
の立ち上がりに同期して駆動手段によりスイッチング手
段が動作状態にされ、電源より誘導性負荷に電流が供給
される。このとき、電流検出手段により誘導性負荷に流
れる電流が検出される。そして、デューティ設定手段に
より電流検出手段による検出結果と比較信号とに基づい
てスイッチング手段のデューティが設定され、駆動手段
によりこのデューティにてスイッチング手段が非動作状
態にされ、電源からの誘導性負荷への電流が遮断されて
循環電流が還流手段により流される。

［実施例］ 以下、この発明を車両用アンチロックブレーキシステ
ムの油圧制御３値ソレノイドバルブに使用されるソレノ
イドの電流制御装置に具体化した一実施例を第１〜７図
に従って説明する。

第１図は電気的構成を示し、高圧側電源１には誘導性
負荷としてのソレノイド２が接続され、同ソレノイド２
はスイッチング手段としてのNPN型駆動用トランジスタ
３のコレクタ端子に接続されている。駆動用トランジス
タ３のエミッタ端子と低圧側電源５（アース）との間に
は電流検出抵抗４が接続され、この抵抗４は前記駆動用
トランジスタ３のオン時におけるソレノイド２の電流を
検出するようになっている。

又、前記トランジスタ３のコレクタ端子と電源１との
間には還流手段を構成するフライホイールダイオード６
及びPNP型還流用トランジスタ７が前記ソレノイド２と
並列に接続され、還流用トランジスタ７のベース端子は
駆動回路12に接続されている。そして、駆動用トランジ
スタ３のオフ時、又は定電流制御時において駆動回路12
により還流用トランジスタ７がオンされ、フライホイー
ルダイオード６及び還流用トランジスタ７を介して循環
電流が流れる。

電流検出抵抗４の両端子は差動アンプ８の非反転及び
反転入力端子8a,8bにそれぞれ接続され、この差動アン
プ８の出力端子8cはデューティ設定手段としてのコンパ
レータ10の一方の入力端子10bに接続されている。そし
て、差動アンプ８は差動電圧Vd（電流検出抵抗４に流れ
る電流i₁による電圧降下）を増幅し、第２図に示す増幅
信号SG3を出力する。

発振手段としての発振回路９は前記コンパレータ10の
他方の入力端子10aに接続され、第２図に示すように所
定周期（この実施例では20kHz）で立ち上がり、かつ、
時間の経過に伴ってレベルが減少するのこぎり波SG1を
発生する。又、発振回路９は駆動手段としてのエッジ検
出回路11に接続され、第２図に示すように前記のこぎり
波SG1の立ち上がりに同期した所定幅のクロックパルスS
G2を発生する。

前記コンパレータ10はヒステリシスを備えており、前
記発振回路９からののこぎり波SG1と前記差動アンプ８
からの増幅信号SG3とを比較して判定信号SG4を出力す
る。この判定信号SG4は第２図に示すように増幅信号SG3
がのこぎり波SG1以下の場合にはハイレベルとなり、増
幅信号SG3がのこぎり波SG1よりも大きくなると、ローレ
ベルとなる。

前記エッジ検出回路11は前記駆動用トランジスタ３の
ベース端子に接続されるとともに、前記駆動回路12に接
続されている。そして、エッジ検出回路11は前記発振回
路９からのクロックパルスSG2の立ち上がりに同期して
第２図に示すデューティ信号SG5を出力して駆動用トラ
ンジスタ３をオンさせて前記ソレノイド２を駆動すると
ともに、駆動回路12を介して還流用トランジスタ７をオ
フさせる。又、エッジ検出回路11はコンパレータ10から
の判定信号SG4の立ち下がりにて駆動用トランジスタ３
をオフさせるとともに、還流用トランジスタ７をオンさ
せてソレノイド２の循環電流を流す。

なお、前記駆動用トランジスタ３のコレクタ端子及び
ベース端子間にはツェナーダイオード13が介装され、コ
レクタ端子電圧がツェナー電圧以上になると駆動用トラ
ンジスタ３をオンさせて同トランジスタ３を保護するよ
うになっている。

次に前記のように構成した電流制御装置の作用を説明
する。

今、発振回路９が動作状態となって第２図に示すクロ
ックパルスSG2がエッジ検出回路11に入力されると、エ
ッジ検出回路11によって駆動用トランジスタ３がオンさ
れる。これにより、電流が高圧側電源１からソレノイド
２、駆動用トランジスタ３及び電流検出抵抗４を経て低
圧側電源５に流れ、ソレノイド２が励磁される。このと
き、電流検出抵抗４での電圧降下が差動電圧Vdとして差
動アンプ８に入力され、増幅信号SG3が出力される。

コンパレータ10によってのこぎり波SG1と増幅信号SG3
とが比較され、増幅信号SG3がのこぎり波SG1以下の時、
第２図に示すように判定信号SG4はハイレベルとなり、
増幅信号SG3がのこぎり波SG1よりも大きくなると、判定
信号SG4はローレベルとなる。

この判定信号SG4のハイレベルからローレベルへの反
転時に、エッジ検出回路11によって駆動用トランジスタ
３がオフされるとともに、駆動回路12を介して還流用ト
ランジスタ７がオンされる。従って、第２図に示すよう
に、ソレノイド２に流れていた電流i₁がフライホイール
ダイオード６、還流用トランジスタ７、高圧側電源１及
びソレノイド２と循環し緩慢に減少する。

以後、同様にしてクロックパルスSG2がエッジ検出回
路11に入力されると、エッジ検出回路11によって駆動用
トランジスタ３がオンされるとともに、還流用トランジ
スタ７がオフされ、電流検出抵抗４に電流が流れて、上
記動作を繰り返す。この結果、第２図に示すようにデュ
ーティ信号SG5はある値に収束するように制御され、ソ
レノイド２の電流i₁を設定電流I₁に対してリップルの小
さなものとして良好に制御することができる。なお、こ
の実施例では電流i₁の増加率と減少率を等しくした場合
を示し、デューティ信号SG5のデューティは50％に収束
する。

第３図は設定電流I₁、即ち、のこぎり波SG1のオフセ
ット量を切替えた場合の結果を示すものである。実線で
示す電流波形はのこぎり波SG1のオフセット量を減少さ
せた場合のものであり、二点鎖線で示す電流波形はのこ
ぎり波SG1のオフセット量を増加させた場合のものであ
る。そして、両者ともデューティ信号SG5のデューティ
は50％に収束している。

又、第４図はソレノイド２の電流の増加率と減少率と
の比を4:3に設定し、のこぎり波SG1のオフセット量を切
替えた場合の結果を示すものである。実線で示す電流波
形はのこぎり波SG1のオフセット量を減少させた場合の
結果を示すものであり、二点鎖線で示す電流波形はのこ
ぎり波SG1のオフセット量を増加させた場合のものであ
る。そして、両者ともデューティ信号SG5のデューティ
は約43％〔≒（3/7）×100〕に収束している。

同じく第５図はソレノイド２の電流の増加率と減少率
との比を3:4に設定し、のこぎり波SG1のオフセット量を
切替えた場合の結果を示すものである。実線で示す電流
波形はのこぎり波SG1のオフセット量を減少させた場合
の結果を示すものであり、二点鎖線で示す電流波形はの
こぎり波SG1のオフセット量を増加させた場合のもので
ある。そして、両者ともデューティ信号SG5のデューテ
ィは約57％〔≒（4/7）×100〕に収束している。

さらに、第６図はソレノイド２の電流の増加率と減少
率との比を3:4に設定し、のこぎり波SG1、即ち、クロッ
クパルスSG2の周波数を増加させた場合の電流波形を示
すものである。同図では周波数を第２〜５図におけるの
こぎり波SG1の周波数の約1.4（≒10/7）倍としており、
この場合にもデューティ信号SG5のデューティは約57％
〔≒（4/7）×100〕に収束している。

第２〜６図の結果より、ソレノイド２の電流の増加率
と減少率との比をσ：βとした場合、ソレノイド２の電
流の安定状態ではデューティは以下の式で求められる値
に収束する。

〔β／（α＋β）〕×100 （％） 即ち、第７図に示すように、△ABCにおいて とすると、 を得る。

このようにこの実施例では、電流検出抵抗４を１つの
み用い、電流検出抵抗４での電流i₁による電圧降下を差
動アンプ８により増幅した増幅信号SG3と、時間の経過
に伴ってレベルが直線的に減少するのこぎり波SG1と比
較することにより、駆動用トランジスタ３をオン動作さ
せるデューティをある値に収束させ、電流リップルを小
さくしてソレノイド２の電流を設定電流に精度よく制御
することができるとともに、コストアップを防止でき
る。

又、この実施例では、クロックパルスSG2の周波数を
高く（20kHz以上）しても各周期において確実に駆動用
トランジスタ３をオフさせることができるため、可聴音
の発生を防止することができる。

なお、前記実施例では時間の経過に伴ってレベルが直
線的に減少するのこぎり波SG1を用いたが、第８図に示
すように時間の経過に伴ってレベルが曲線的に減少する
比較信号SG6を用いても前記実施例と同様の作用、効果
を得ることができる。又、比較信号としてコンデンサと
抵抗とで構成した微分回路の放電波形を用いてもよい。

又、前記実施例ではフライホイールダイオード６及び
還流用トランジスタ７により還流手段を構成したが、還
流用トランジスタ７を省略してフライホイールダイオー
ド６のみにより還流手段を構成してもよい。

さらに、第９図に示すように、電流検出抵抗４を高圧
側電源１に接続するとともに、ソレノイドを高圧側電源
１に接続するとともに、ソレノイド２を低圧側電源５
（アース側）に接続して実施してもよい。この場合には
駆動用トランジスタ14をPNP型のものとすればよい。

［発明の効果］ 以上詳述したように、この発明によれば電流検出抵抗
を１つのみ用いて、コストを低減できるとともに、電流
リップルの小さい高精度な定電流制御を行うことがで
き、又、可聴音の発生をも防止できる優れた効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

第１〜７図はこの発明を具体化した一実施例を示し、第
１図は電気回路図、第２図は作用を説明するための各波
形図、第３図はのこぎり波のオフセット量を変化させた
場合の作用を示す各波形図、第4,5図はそれぞれ電流の
増加率と減少率とが異なる場合の作用を示す各波形図、
第６図はのこぎり波の周波数を増加させた場合の作用を
示す各波形図、第７図はデューティの算出を示す説明
図、第８図は別の比較信号を用いた場合の作用を示す各
波形図、第９図は別例を示す電気回路図、第10,11図は
それぞれ従来例を示す電気回路図、第12図は別の従来例
を示す電気回路図、第13図は第12図の作用を示す各波形
図である。 図中、１は高圧側電源、２は誘導性負荷としてのソレノ
イド、3,14はスイッチング手段としての駆動用トランジ
スタ、４は電流検出抵抗、５は低圧側電源、6,7は還流
手段を構成するフライホイールダイオード及び還流用ト
ランジスタ、９は発振手段としての発振回路、10はデュ
ーティ設定手段としてのコンパレータ、11は駆動手段と
してのエッジ検出回路である。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】電源に接続された誘導性負荷と、 前記電源よりこの誘導性負荷に電流を供給・遮断するス
   イッチング手段と、 前記スイッチング手段の誘導性負荷と反対側に設けら
   れ、前記スイッチング手段の動作時における誘導性負荷
   の電流を検出する電流検出手段と、 前記スイッチング手段の非動作時における誘導性負荷の
   循環電流を流す還流手段と、 所定周期で立ち上がり、かつ、時間の経過に伴ってレベ
   ルが減少する比較信号を発生する発振手段と、 前記電流検出手段による検出結果と前記比較信号とに基
   づいて前記スイッチング手段のデューティを設定するデ
   ューティ設定手段と、 前記比較信号の立ち上がりに同期してスイッチング手段
   を動作状態にするとともに、前記設定されたデューティ
   にてスイッチング手段を非動作状態にする駆動手段と を備えたことを特徴とする誘導性負荷の電流制御装置。