JP2575165B2 - 直流モータの駆動制御装置 - Google Patents
直流モータの駆動制御装置Info
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- JP2575165B2 JP2575165B2 JP63042203A JP4220388A JP2575165B2 JP 2575165 B2 JP2575165 B2 JP 2575165B2 JP 63042203 A JP63042203 A JP 63042203A JP 4220388 A JP4220388 A JP 4220388A JP 2575165 B2 JP2575165 B2 JP 2575165B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は直流モータの駆動制御装置に関するもので、
詳しくは差動増幅型駆動装置の改良技術に係るものであ
る。
詳しくは差動増幅型駆動装置の改良技術に係るものであ
る。
［従来の技術］ サーボモータなど直流モータを駆動制御する従来の一
般的な方式として、差動増幅型駆動装置が広く知られて
いる。
般的な方式として、差動増幅型駆動装置が広く知られて
いる。
第８図は、この種の駆動装置の一例を示す。本図にお
いて、プリンタのキャリッジ等の負荷１の移動を行うた
めに駆動される直流モータ２に対し、駆動トルクに対応
した電機子電流を指示する指示電流信号Ａは指示電流供
給装置（図示せず）から供給される。ここで、信号Ａは
設定すべき電機子電流値に対応する電圧として与えられ
る。
いて、プリンタのキャリッジ等の負荷１の移動を行うた
めに駆動される直流モータ２に対し、駆動トルクに対応
した電機子電流を指示する指示電流信号Ａは指示電流供
給装置（図示せず）から供給される。ここで、信号Ａは
設定すべき電機子電流値に対応する電圧として与えられ
る。
上述した指示電流信号Ａは、抵抗r1（例えば10k Ω）
を介して演算増幅器３の反転入力端に印加される。
を介して演算増幅器３の反転入力端に印加される。
一方、直流モータ２の電機子の一方の端子（本図で
は、下側）と接地点の間には抵抗r2が接続されている。
この抵抗r2（例えば１Ω）は、直流モータ２の電機子に
流れる電流を検出するために挿入されている。抵抗r2の
両端は各々r3,r4,r5,r6（例えば10k Ω）および演算増
幅器４で構成される電流・電圧変換回路に接続されてい
る。
は、下側）と接地点の間には抵抗r2が接続されている。
この抵抗r2（例えば１Ω）は、直流モータ２の電機子に
流れる電流を検出するために挿入されている。抵抗r2の
両端は各々r3,r4,r5,r6（例えば10k Ω）および演算増
幅器４で構成される電流・電圧変換回路に接続されてい
る。
抵抗r2に実線矢印の方向に１アンペアの電流が流れて
いる時（すなわち、直流モータの電機子に実線矢印方向
に１アンペアの電流が流れている時）、演算増幅器４の
出力電圧Ｄは＋１ボルトを呈し、これとは逆に、逆方向
（破線矢印方向）に１アンペアの電流が流れている時に
は演算増幅器４の出力Ｄは−１ボルトを呈するように設
計されている。
いる時（すなわち、直流モータの電機子に実線矢印方向
に１アンペアの電流が流れている時）、演算増幅器４の
出力電圧Ｄは＋１ボルトを呈し、これとは逆に、逆方向
（破線矢印方向）に１アンペアの電流が流れている時に
は演算増幅器４の出力Ｄは−１ボルトを呈するように設
計されている。
演算増幅器４の出力Ｄは、抵抗r7およびコンデンサ５
の並列回路を介して、演算増幅器３の反転入力端に供給
されている。ここで、コンデンサ５は駆動系の応答遅れ
を補償するための進相回路の役割を果たしている。
の並列回路を介して、演算増幅器３の反転入力端に供給
されている。ここで、コンデンサ５は駆動系の応答遅れ
を補償するための進相回路の役割を果たしている。
第１図に示した構成において、例えば直流モータ２に
実線矢印と逆方向（すなわち、破線矢印方向）に１アン
ペアの電流を流そうとする場合には、指示電流信号Ａを
＋１ボルトにセットする。このように指示電流Ａがセッ
トされた瞬時には演算増幅器４の出力Ｄは零ボルトとな
っているので、反転型差動増幅器として働く演算増幅器
３の出力Ｂは負の電源電圧までシフトする。従って、抵
抗r10→トランジスタ７→抵抗r9のルートによりトラン
ジスタ７が飽和的にオンし、抵抗r10→トランジスタ７
のエミッタ・コレクタ→抵抗r12を介して、トランジス
タ９がやはり飽和的にオンする。
実線矢印と逆方向（すなわち、破線矢印方向）に１アン
ペアの電流を流そうとする場合には、指示電流信号Ａを
＋１ボルトにセットする。このように指示電流Ａがセッ
トされた瞬時には演算増幅器４の出力Ｄは零ボルトとな
っているので、反転型差動増幅器として働く演算増幅器
３の出力Ｂは負の電源電圧までシフトする。従って、抵
抗r10→トランジスタ７→抵抗r9のルートによりトラン
ジスタ７が飽和的にオンし、抵抗r10→トランジスタ７
のエミッタ・コレクタ→抵抗r12を介して、トランジス
タ９がやはり飽和的にオンする。
その結果、接地的→抵抗r2→直流モータ２→電流ヒュ
ーズ11→ダイオード13→トランジスタ９→電源（−V1）
という閉回路ができて、直流モータ２に図示の破線方向
の電流が流れ始める。
ーズ11→ダイオード13→トランジスタ９→電源（−V1）
という閉回路ができて、直流モータ２に図示の破線方向
の電流が流れ始める。
破線方向の電流増加に伴って演算増幅器４の出力Ｄは
零ボルトから負方向にシフトしてゆき、電流の絶対値が
ほぼ１アンペア付近に達したとき、演算増幅器４の出力
Ｄはほぼ−１ボルトを呈する。すると、差動増幅器とし
ての演算増幅器３の出力Ｂは負の電源電圧から急激に零
方向への収束動作を始め、トランジスタ９の電流が１ア
ンペアを維持する点の電位で平衡状態に入る。すなわ
ち、この時にトランジスタ７および９は共に非飽和状態
の平衡が保たれることになる。
零ボルトから負方向にシフトしてゆき、電流の絶対値が
ほぼ１アンペア付近に達したとき、演算増幅器４の出力
Ｄはほぼ−１ボルトを呈する。すると、差動増幅器とし
ての演算増幅器３の出力Ｂは負の電源電圧から急激に零
方向への収束動作を始め、トランジスタ９の電流が１ア
ンペアを維持する点の電位で平衡状態に入る。すなわ
ち、この時にトランジスタ７および９は共に非飽和状態
の平衡が保たれることになる。
上記平衡が保たれた時のＣ点の電位が、例えば−６ボ
ルトであるとして、 電源電圧：−V1＝−15［Ｖ］ とすれば、トランジスタ９で消費されるコレクタ損失
は、 PC≒｜（−V1）−（−6V）｜×1A＝９［Ｗ］ となる。ただし、ダイオード13でのロス分は考えないも
のとする。
ルトであるとして、 電源電圧：−V1＝−15［Ｖ］ とすれば、トランジスタ９で消費されるコレクタ損失
は、 PC≒｜（−V1）−（−6V）｜×1A＝９［Ｗ］ となる。ただし、ダイオード13でのロス分は考えないも
のとする。
同様に直流モータ２に実線矢印方向に１アンペアの電
流を流そうとする場合、指示電流信号Ａには−１ボルト
が与えられる。この場合にも初期の直流モータ２の電機
子電流を零と考えれば、演算増幅器３の出力Ｂは正の電
源電圧にまでシフトし、トランジスタ８および10を飽和
的にオンさせる。
流を流そうとする場合、指示電流信号Ａには−１ボルト
が与えられる。この場合にも初期の直流モータ２の電機
子電流を零と考えれば、演算増幅器３の出力Ｂは正の電
源電圧にまでシフトし、トランジスタ８および10を飽和
的にオンさせる。
そして、実線矢印方向に電流が流れ始めてその値がほ
ぼ１アンペアに達すると、出力Ｄがほぼ＋１ボルトにな
る。このことにより、差動増幅器としての演算増幅器３
の出力Ｂは、正の電源電圧から急激に零方向への収束動
作を始め、トランジスタ10の電流が１アンペアを維持す
る点の電位で平衡状態に入る。すなわち、この時トラン
ジスタ８および10は共に非飽和状態の平衡が保たれるこ
とになる。
ぼ１アンペアに達すると、出力Ｄがほぼ＋１ボルトにな
る。このことにより、差動増幅器としての演算増幅器３
の出力Ｂは、正の電源電圧から急激に零方向への収束動
作を始め、トランジスタ10の電流が１アンペアを維持す
る点の電位で平衡状態に入る。すなわち、この時トラン
ジスタ８および10は共に非飽和状態の平衡が保たれるこ
とになる。
上記平衡が保たれた時のＣ点の電位が、例えば＋６ボ
ルトであるとして、 電源電圧：＋V1＝＋15［Ｖ］ とすれば、トランジスタ10で消費されるコレクタ損失は PC≒｜（＋V1）−（＋6V）｜×1A＝９［Ｗ］ となる。ただいし、ダイオード12でのロス分は考えない
ものとする。
ルトであるとして、 電源電圧：＋V1＝＋15［Ｖ］ とすれば、トランジスタ10で消費されるコレクタ損失は PC≒｜（＋V1）−（＋6V）｜×1A＝９［Ｗ］ となる。ただいし、ダイオード12でのロス分は考えない
ものとする。
なお、第８図において、スイッチ回路16は駆動部を全
て開放状態にするための安全回路であり、パワースイッ
チのオン／オフ時やシステム異常時に働かせる。
て開放状態にするための安全回路であり、パワースイッ
チのオン／オフ時やシステム異常時に働かせる。
抵抗r13は一種の負帰還回路であり、駆動系のゲイン
を下げるために入れてある（例えばr13:r10＝10:1等に
設定する）。
を下げるために入れてある（例えばr13:r10＝10:1等に
設定する）。
抵抗r10は、駆動回路の不感帯（電流零付近の）をも
たせるために入れてある。
たせるために入れてある。
ヒューズ11は、トランジスタ９または10が短絡した場
合の安全回路である。
合の安全回路である。
第９図は上述した動作に従って直流モータ２に結合し
た負荷を加速→定速→減速した場合の各電圧変化を示し
ている。本図に示すC,Dの電圧波形に注目すれば明らか
なように、トランジスタ９または10で損失する電力は大
変大きくなる。例えば、 −V1＝−15［Ｖ］ ＋V1＝＋15［Ｖ］ Ｃ点の電位をVC（ｔ） Ｄ点の電位（直流モータ２の電機子電流値に相当:1V＝1
A）をiM（ｔ） とすると、加速開始点（ｔ＝０）から減速終了（ｔ＝
Ｔ）までに損失する電力の総和は概むね と近似できる。
た負荷を加速→定速→減速した場合の各電圧変化を示し
ている。本図に示すC,Dの電圧波形に注目すれば明らか
なように、トランジスタ９または10で損失する電力は大
変大きくなる。例えば、 −V1＝−15［Ｖ］ ＋V1＝＋15［Ｖ］ Ｃ点の電位をVC（ｔ） Ｄ点の電位（直流モータ２の電機子電流値に相当:1V＝1
A）をiM（ｔ） とすると、加速開始点（ｔ＝０）から減速終了（ｔ＝
Ｔ）までに損失する電力の総和は概むね と近似できる。
上記動作モデルの場合、加速時および定速区間におけ
る電力損失はほとんどトランジスタ９内で消費され、減
速区間における電力損失はほとんどトランジスタ10内で
消費される。
る電力損失はほとんどトランジスタ９内で消費され、減
速区間における電力損失はほとんどトランジスタ10内で
消費される。
［発明が解決しようとする課題］ 以上述べたとおり従来の駆動制御装置では、駆動回路
部が簡易化されて周波数応答特性も比較的良いので、多
くのシステムに利用されている。
部が簡易化されて周波数応答特性も比較的良いので、多
くのシステムに利用されている。
しかしながら、かかる従来の駆動制御装置では、シリ
アルプリンタのキャリッジ等摩擦負荷が大である系に用
いると、駆動部における電力損失が大となって、駆動部
に余分な発熱が生じかつ電源の容量を大きくしなければ
ならないという欠点がみられた。
アルプリンタのキャリッジ等摩擦負荷が大である系に用
いると、駆動部における電力損失が大となって、駆動部
に余分な発熱が生じかつ電源の容量を大きくしなければ
ならないという欠点がみられた。
よって本発明の目的は上述の点に鑑み、負荷の大小に
も拘りなくモータ駆動部で生じる電力損失を極力抑える
よう構成した駆動制御装置を提供することにある。
も拘りなくモータ駆動部で生じる電力損失を極力抑える
よう構成した駆動制御装置を提供することにある。
［課題を解決するための手段］ かかる目的を達成するために本発明では、制御すべき
直流モータの電機子に流れる目標電流値を指示する指示
手段と、前記電機子の瞬時電流値を検出する検出手段
と、前記電機子に流入する電流の向きおよび大きさを制
御する一対の駆動手段と、前記目標電流値と前記瞬時電
流値との差に応じて、前記一対の駆動手段のいずれか一
方を付勢する差動増幅手段と、前記一対の駆動手段の作
動を所定期間だけ間欠的に停止させる停止手段とを具備
する。
直流モータの電機子に流れる目標電流値を指示する指示
手段と、前記電機子の瞬時電流値を検出する検出手段
と、前記電機子に流入する電流の向きおよび大きさを制
御する一対の駆動手段と、前記目標電流値と前記瞬時電
流値との差に応じて、前記一対の駆動手段のいずれか一
方を付勢する差動増幅手段と、前記一対の駆動手段の作
動を所定期間だけ間欠的に停止させる停止手段とを具備
する。
［作 用］ 本発明では、直流モータの電機子電流を制御するに際
し、停止手段（例えば、PWM信号を供給する回路）を設
けることによって作動増幅手段の出力を意図的に増大さ
せ、そのことにより一対の駆動手段を飽和領域で作動さ
せ、もって電力損失の低減を図っている。
し、停止手段（例えば、PWM信号を供給する回路）を設
けることによって作動増幅手段の出力を意図的に増大さ
せ、そのことにより一対の駆動手段を飽和領域で作動さ
せ、もって電力損失の低減を図っている。
［実施例］ 以下、実施例に基づいて本発明を詳細に説明する。な
お、従来例として第８図に示した回路要素と同一の回路
要素には、第１図以降に同一の番号，記号を付して説明
を省略する。
お、従来例として第８図に示した回路要素と同一の回路
要素には、第１図以降に同一の番号，記号を付して説明
を省略する。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図である。
第１図に示した実施例では、第２図以降を参照して後
に詳述するように、駆動回路を周期的（現実的には30kH
z〜40kHz）に断続動作させる手段を追加して駆動用トラ
ンジスタ９および10の開放時間を挿入してやることによ
って、差動増幅器としての演算増幅器３への入力（つま
り誤差信号）を積極的に増加させ、そのことによりスイ
ッチング動作駆動に近い駆動系を実現している。すなわ
ち、第１図の特色は第８図示の従来例に対して、スイッ
チ素子17を追加したことにある。
に詳述するように、駆動回路を周期的（現実的には30kH
z〜40kHz）に断続動作させる手段を追加して駆動用トラ
ンジスタ９および10の開放時間を挿入してやることによ
って、差動増幅器としての演算増幅器３への入力（つま
り誤差信号）を積極的に増加させ、そのことによりスイ
ッチング動作駆動に近い駆動系を実現している。すなわ
ち、第１図の特色は第８図示の従来例に対して、スイッ
チ素子17を追加したことにある。
このスイッチ素子17は、制御入力信号PWMが論理レベ
ル“L"の時にスイッチオン状態となることにより、２つ
のトランジスタ７および８のベース・エミッタ間を短絡
させる機能を果たす。その結果として、トランジスタ９
および10を開放状態にする期間を設定する事ができる。
ル“L"の時にスイッチオン状態となることにより、２つ
のトランジスタ７および８のベース・エミッタ間を短絡
させる機能を果たす。その結果として、トランジスタ９
および10を開放状態にする期間を設定する事ができる。
このような構成とすることにより、指示電流信号Ａが
表わす電流値と、出力Ｄが表わす電機子電流の差が縮ま
らないようにすることによって、すなわち直流モータ２
の電機子電流に相当した出力Ｄの誤差を積極的に増すこ
とによって（第２図，第９図参照）、トランジスタ９お
よび10を飽和領域で駆動させる事が可能となる。かくし
て、駆動部での電力損失を大幅に改善でき、発熱の軽減
ひいては電源の小型化も図れることになる。
表わす電流値と、出力Ｄが表わす電機子電流の差が縮ま
らないようにすることによって、すなわち直流モータ２
の電機子電流に相当した出力Ｄの誤差を積極的に増すこ
とによって（第２図，第９図参照）、トランジスタ９お
よび10を飽和領域で駆動させる事が可能となる。かくし
て、駆動部での電力損失を大幅に改善でき、発熱の軽減
ひいては電源の小型化も図れることになる。
第２図は、正の指示電流信号Ａを与えた時の各部の波
形の時間軸を拡大したものであり、PWMパルスの波形の
１周期は30μsec位（オンデューディー75％）に設定し
てある。本図から明らかなようにPWMパルスが“H"の時
にトランジスタ９が動作すると、直流モータ２への電流
は第３図に示す経路で増加する。また、PWMパルスが
“L"の時にトランジスタ９は開放状態となるので、直流
モータ２の電機子に蓄積されたエネルギーは第４図の経
路で電源（＋V1,GND）に帰還される。従って、この間の
Ｃ点の電位はダイオード14のロス分だけ＋V1より高くな
る。
形の時間軸を拡大したものであり、PWMパルスの波形の
１周期は30μsec位（オンデューディー75％）に設定し
てある。本図から明らかなようにPWMパルスが“H"の時
にトランジスタ９が動作すると、直流モータ２への電流
は第３図に示す経路で増加する。また、PWMパルスが
“L"の時にトランジスタ９は開放状態となるので、直流
モータ２の電機子に蓄積されたエネルギーは第４図の経
路で電源（＋V1,GND）に帰還される。従って、この間の
Ｃ点の電位はダイオード14のロス分だけ＋V1より高くな
る。
第５図は、負の指示電流信号Ａを与えた時の各部の波
形の時間軸を拡大したものであり、PWMパルス波形の１
周期は30μsec位（オンデューディー75％）に設定して
ある。本図から明らかなようにPWMパルスが“H"の時に
トランジスタ10が動作すると、直流モータ２への電流は
第６図に示す経路で増加する。また、PWMパルスが“L"
の時にトランジスタ10は開放状態となるので、直流モー
タの電機子に蓄積されたエネルギーは第７図の経路で電
流（GND,−V1）に帰還される。従って、この間のＣ点の
電位はダイオード15のロス分だけ−V1より低くなる。
形の時間軸を拡大したものであり、PWMパルス波形の１
周期は30μsec位（オンデューディー75％）に設定して
ある。本図から明らかなようにPWMパルスが“H"の時に
トランジスタ10が動作すると、直流モータ２への電流は
第６図に示す経路で増加する。また、PWMパルスが“L"
の時にトランジスタ10は開放状態となるので、直流モー
タの電機子に蓄積されたエネルギーは第７図の経路で電
流（GND,−V1）に帰還される。従って、この間のＣ点の
電位はダイオード15のロス分だけ−V1より低くなる。
［発明の効果］ 以上述べた如く本発明によれば、直流モータの電機子
電流を制御する駆動部での電力損失をスイッチングロス
と同程度まで下げることが可能となるので、発熱を抑え
て装置全体を小型化することができる。よって、本発明
は例えば摩擦負荷の大きい系に対してもより好適であ
る。
電流を制御する駆動部での電力損失をスイッチングロス
と同程度まで下げることが可能となるので、発熱を抑え
て装置全体を小型化することができる。よって、本発明
は例えば摩擦負荷の大きい系に対してもより好適であ
る。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、 第２図は第１図の各部電圧を示す波形図、 第３図および第４図はそれぞれ本実施例における電機子
電流路を示す図、 第５図は第１図の各部電圧を示す波形図、 第６図および第７図はそれぞれ本実施例における電機子
電流路を示す図、 第８図は従来から知られている駆動制御装置の一例を示
すブロック図、 第９図は第８図の動作を示す波形図である。 １……負荷、 ２……直流モータ、 16……スイッチ回路、 17……スイッチ素子。
電流路を示す図、 第５図は第１図の各部電圧を示す波形図、 第６図および第７図はそれぞれ本実施例における電機子
電流路を示す図、 第８図は従来から知られている駆動制御装置の一例を示
すブロック図、 第９図は第８図の動作を示す波形図である。 １……負荷、 ２……直流モータ、 16……スイッチ回路、 17……スイッチ素子。
Claims (1)
- 【請求項１】制御すべき直流モータの電機子に流れる目
標電流値を指示する指示手段と、 前記電機子の瞬時電流値を検出する検出手段と、 前記電機子に流入する電流の向きおよび大きさを制御す
る一対の駆動手段と、 前記目標電流値と前記瞬時電流値との差に応じて、前記
一対の駆動手段のいずれか一方を付勢する差動増幅手段
と、 前記一対の駆動手段の作動を所定期間だけ間欠的に停止
させる停止手段と を具備したことを特徴とする駆動制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63042203A JP2575165B2 (ja) | 1988-02-26 | 1988-02-26 | 直流モータの駆動制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63042203A JP2575165B2 (ja) | 1988-02-26 | 1988-02-26 | 直流モータの駆動制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01218386A JPH01218386A (ja) | 1989-08-31 |
| JP2575165B2 true JP2575165B2 (ja) | 1997-01-22 |
Family
ID=12629451
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63042203A Expired - Fee Related JP2575165B2 (ja) | 1988-02-26 | 1988-02-26 | 直流モータの駆動制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2575165B2 (ja) |
-
1988
- 1988-02-26 JP JP63042203A patent/JP2575165B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01218386A (ja) | 1989-08-31 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |