JP2565231B2 - デジタルｐｌｌ回路 - Google Patents
デジタルｐｌｌ回路Info
- Publication number
- JP2565231B2 JP2565231B2 JP62125490A JP12549087A JP2565231B2 JP 2565231 B2 JP2565231 B2 JP 2565231B2 JP 62125490 A JP62125490 A JP 62125490A JP 12549087 A JP12549087 A JP 12549087A JP 2565231 B2 JP2565231 B2 JP 2565231B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- digital
- output
- circuit
- counter
- pass filter
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- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
Description
〔産業上の利用分野〕 本発明は、データ復調用に好適なデジタルPLL回路に
関する。 〔発明の概要〕 本発明は、デジタルPLL回路において、デジタル低域
フィルタの出力信号を非線形変換回路を介してカウンタ
に供給して、デジタル低域フィルタの出力信号の所定範
囲に対し不感帯を設けることにより、量子化誤差もしく
はデジタル低域フィルタの演算誤差の影響を除去して、
安定性を向上させるようにしたものである。 〔従来の技術〕 フロッピィディスク上に第４図Ａに示すようなデータ
を書き込む場合、倍密度記録方式においては、同図Ｂに
示すように、データがMFM変調されて記録される。デー
タのビット間の時間をＴとするとMFM変調された後のパ
ルス間隔は、2T,3T,4Tのいずれかになる。 ディスクからデータを読み出す場合は、MFM変調され
たパルスから、同図Ｃに示すような、ビットの区切りを
示すウインド信号を作り、これによりMFMの復調をおこ
なって、同図Ｄに示すような再生データが得られる。 このウインドウ信号を作る回路はデータ分離回路また
はVFO回路と呼ばれ、MFM記録の場合、アナログPLL回路
を用いたものがよく使用される。 〔発明が解決しようとする問題点〕 ところで、アナログPLL回路は、IC化されているもの
の、抵抗器やコンデンサをIC外部に接続する必要があ
る。また、適宜の調整を必要とし、温度特性が良くなな
どの問題があった。 上述のような問題を解消するものとして、第５図に示
すようなデジタルPLL回路が知られている。 第５図において、（10）はPLL回路であって、位相比
較回路（11）、デジタル低域フィルタ（12）及びカウン
タ（13）から構成される。このカウンタ（13）は、図示
を省略したクロック発生回路（水晶発振器）から供給さ
れるクロックCKを分周し、その分周値を変化させること
で電圧制御発振器（VCO）として機能する。クロックCK
の繰返し周期は、例えばT/16とされる。 ところが、フロッピーディスクから読み出されたデー
タには、モータの回転むらなどによる比較的周波数の低
い周波数変動成分が存在する。これと共に、ディスクに
書き込まれたデータが或特定のビットパターンとなる場
合、データパルスの相互干渉によってパルスの位置がず
れ、ピークシフトと呼ばれる、周波数の高い周波数変動
成分が存在する。 デジタルPLL回路は、低い周波数変動に充分追従する
と共に、データを読み誤ることがないように、ピークシ
フトに追従しないものでなければならない。このため、
デジタル低域フィルタ（12）のカットオフ周波数は、例
えば10kHzに設定される。 第５図のデジタルPLL回路（10）の入力端子INにデジ
タル低域フィルタ（１）のカットオフ周波数よりも低い
周波数の変動を有する入力データが供給された場合、位
相比較回路（11）の出力は、例えば第６図Ａに示すよう
になり、これがそのままデジタル低域フィルタ（12）の
出力信号となる。 また、入力端子INに、デジタル低域フィルタ（12）の
カットオフ周波数よりも充分高い周波数の変動を有する
入力データが供給された場合、位相比較回路（11）の出
力は、例えば第６図Ｂに示すようになる。 この場合、デジタル低域フィルタ（12）の出力は、本
来
関する。 〔発明の概要〕 本発明は、デジタルPLL回路において、デジタル低域
フィルタの出力信号を非線形変換回路を介してカウンタ
に供給して、デジタル低域フィルタの出力信号の所定範
囲に対し不感帯を設けることにより、量子化誤差もしく
はデジタル低域フィルタの演算誤差の影響を除去して、
安定性を向上させるようにしたものである。 〔従来の技術〕 フロッピィディスク上に第４図Ａに示すようなデータ
を書き込む場合、倍密度記録方式においては、同図Ｂに
示すように、データがMFM変調されて記録される。デー
タのビット間の時間をＴとするとMFM変調された後のパ
ルス間隔は、2T,3T,4Tのいずれかになる。 ディスクからデータを読み出す場合は、MFM変調され
たパルスから、同図Ｃに示すような、ビットの区切りを
示すウインド信号を作り、これによりMFMの復調をおこ
なって、同図Ｄに示すような再生データが得られる。 このウインドウ信号を作る回路はデータ分離回路また
はVFO回路と呼ばれ、MFM記録の場合、アナログPLL回路
を用いたものがよく使用される。 〔発明が解決しようとする問題点〕 ところで、アナログPLL回路は、IC化されているもの
の、抵抗器やコンデンサをIC外部に接続する必要があ
る。また、適宜の調整を必要とし、温度特性が良くなな
どの問題があった。 上述のような問題を解消するものとして、第５図に示
すようなデジタルPLL回路が知られている。 第５図において、（10）はPLL回路であって、位相比
較回路（11）、デジタル低域フィルタ（12）及びカウン
タ（13）から構成される。このカウンタ（13）は、図示
を省略したクロック発生回路（水晶発振器）から供給さ
れるクロックCKを分周し、その分周値を変化させること
で電圧制御発振器（VCO）として機能する。クロックCK
の繰返し周期は、例えばT/16とされる。 ところが、フロッピーディスクから読み出されたデー
タには、モータの回転むらなどによる比較的周波数の低
い周波数変動成分が存在する。これと共に、ディスクに
書き込まれたデータが或特定のビットパターンとなる場
合、データパルスの相互干渉によってパルスの位置がず
れ、ピークシフトと呼ばれる、周波数の高い周波数変動
成分が存在する。 デジタルPLL回路は、低い周波数変動に充分追従する
と共に、データを読み誤ることがないように、ピークシ
フトに追従しないものでなければならない。このため、
デジタル低域フィルタ（12）のカットオフ周波数は、例
えば10kHzに設定される。 第５図のデジタルPLL回路（10）の入力端子INにデジ
タル低域フィルタ（１）のカットオフ周波数よりも低い
周波数の変動を有する入力データが供給された場合、位
相比較回路（11）の出力は、例えば第６図Ａに示すよう
になり、これがそのままデジタル低域フィルタ（12）の
出力信号となる。 また、入力端子INに、デジタル低域フィルタ（12）の
カットオフ周波数よりも充分高い周波数の変動を有する
入力データが供給された場合、位相比較回路（11）の出
力は、例えば第６図Ｂに示すようになる。 この場合、デジタル低域フィルタ（12）の出力は、本
来
〔０〕となる筈である。しかしながら、デジタル低域
フィルタ（12）の演算誤差により、その出力が
フィルタ（12）の演算誤差により、その出力が
〔０〕と
ならず、同図Ｃに示すような信号が現れることがある。 例えば、第７図Ａに示すような、ピークシフトによる
高い周波数変動を有する入力データが入力端子INに供
給されて、同図Ｃに示すように、
ならず、同図Ｃに示すような信号が現れることがある。 例えば、第７図Ａに示すような、ピークシフトによる
高い周波数変動を有する入力データが入力端子INに供
給されて、同図Ｃに示すように、
〔０〕、〔−５〕，
〔０〕，〔＋５〕のように変化する位相比較回路（11）
の出力がデジタル低域フィルタ（12）に供給される。
前述のように、このデジタル低域フィルタ（12）は高い
周波数に応答しないため、その出力は
の出力がデジタル低域フィルタ（12）に供給される。
前述のように、このデジタル低域フィルタ（12）は高い
周波数に応答しないため、その出力は
〔０〕となる筈で
あるが、演算誤差により、〔＋５〕の位相誤差が入力さ
れた時点で、同図Ｄに示すように、デジタル低域フィル
タ（12）の出力に〔＋１〕が現れる。このため、同図
Ｅに示すように、カウンタ（13）の分周値が〔16〕か
ら〔17〕となって、PLL回路（10）のピークシフトに追
従してしまい、以後、同図Ｃに示すように、入力データ
数個分に位相誤差が残ってしまう。 上述のような演算誤差のために、従来のデジタルPLL
回路はアナログPLL回路に比べて、ピークシフトを含む
入力データに対する安定性が劣るという問題があった。 かかる点に鑑み、本発明の目的は、デジタル低域フィ
ルタの演算誤差等の影響を除去して安定性を向上させた
デジタルPLL回路を提供するところにある。 〔問題点を解決するための手段〕 この発明のデジタルPLL回路は、カウンタ（13）と、
データ内容に応じて基本周期の所定整数倍の間隔で発生
する入力デジタル信号（Ａ）及び上記カウンタ（13）の
出力信号（Ｂ）が供給され、両信号（Ａ），（Ｂ）の位
相が比較されるデジタル位相比較回路（11）と、該デジ
タル位相比較回路（11）の出力（Ｃ）が供給される低域
通過型デジタルフィルタ（12）と、上記低域通過型デジ
タルフィルタ（12）の出力信号（Ｃ）の所定値付近の信
号に対し不感帯を設けた非線形変換回路（14）と、上記
非線形変換回路（14）の出力（Ｅ）と、中心周波数分周
値（n0）を入力とし、加算出力（Ｆ）を上記カウンタ
（13）に供給する加算器（15）、とを有するものであ
る。 〔作用〕 かかる構成によれば、デジタル低域フィルタの演算誤
差等の影響が除去されて、安定性が向上する。 〔実施例〕 以下、第１図〜第３図を参照しながら、本発明による
デジタルPLL回路の一実施例について説明する。 本発明の一実施例の構成を第１図に示す。この第１図
において、前出第５図に対応する部分には同一の符号を
付して一部の説明を省略する。 第１図において、（10A）は本実施例のデジタルPLL回
路を全体として示し、デジタル低域フィルタ（12）の出
力が非線形変換回路（ROM）（14）に供給され、この非
線形変換回路（14）の出力が、加算器（15）を介して、
カウンタ（13）に供給される。加算器（15）には、入力
データがない場合にカウンタ（13）の出力が中心周波数
となるような、中心周波数分周値n0（＝16）が供給され
る。その余の構成は前出第５図と同様である。 本実施例の動作は次のようである。 非線形変換回路（14）の入出力特性は、例えば第２図
に実線で示すように、〔−１〕〜〔＋１〕の範囲の入力
に対して出力が
あるが、演算誤差により、〔＋５〕の位相誤差が入力さ
れた時点で、同図Ｄに示すように、デジタル低域フィル
タ（12）の出力に〔＋１〕が現れる。このため、同図
Ｅに示すように、カウンタ（13）の分周値が〔16〕か
ら〔17〕となって、PLL回路（10）のピークシフトに追
従してしまい、以後、同図Ｃに示すように、入力データ
数個分に位相誤差が残ってしまう。 上述のような演算誤差のために、従来のデジタルPLL
回路はアナログPLL回路に比べて、ピークシフトを含む
入力データに対する安定性が劣るという問題があった。 かかる点に鑑み、本発明の目的は、デジタル低域フィ
ルタの演算誤差等の影響を除去して安定性を向上させた
デジタルPLL回路を提供するところにある。 〔問題点を解決するための手段〕 この発明のデジタルPLL回路は、カウンタ（13）と、
データ内容に応じて基本周期の所定整数倍の間隔で発生
する入力デジタル信号（Ａ）及び上記カウンタ（13）の
出力信号（Ｂ）が供給され、両信号（Ａ），（Ｂ）の位
相が比較されるデジタル位相比較回路（11）と、該デジ
タル位相比較回路（11）の出力（Ｃ）が供給される低域
通過型デジタルフィルタ（12）と、上記低域通過型デジ
タルフィルタ（12）の出力信号（Ｃ）の所定値付近の信
号に対し不感帯を設けた非線形変換回路（14）と、上記
非線形変換回路（14）の出力（Ｅ）と、中心周波数分周
値（n0）を入力とし、加算出力（Ｆ）を上記カウンタ
（13）に供給する加算器（15）、とを有するものであ
る。 〔作用〕 かかる構成によれば、デジタル低域フィルタの演算誤
差等の影響が除去されて、安定性が向上する。 〔実施例〕 以下、第１図〜第３図を参照しながら、本発明による
デジタルPLL回路の一実施例について説明する。 本発明の一実施例の構成を第１図に示す。この第１図
において、前出第５図に対応する部分には同一の符号を
付して一部の説明を省略する。 第１図において、（10A）は本実施例のデジタルPLL回
路を全体として示し、デジタル低域フィルタ（12）の出
力が非線形変換回路（ROM）（14）に供給され、この非
線形変換回路（14）の出力が、加算器（15）を介して、
カウンタ（13）に供給される。加算器（15）には、入力
データがない場合にカウンタ（13）の出力が中心周波数
となるような、中心周波数分周値n0（＝16）が供給され
る。その余の構成は前出第５図と同様である。 本実施例の動作は次のようである。 非線形変換回路（14）の入出力特性は、例えば第２図
に実線で示すように、〔−１〕〜〔＋１〕の範囲の入力
に対して出力が
〔０〕となるように設定される。 前述の従来例の場合と同様に、第３図Ａに示すよう
な、ピークシフトによる高い周波数変動を有する入力デ
ータが入力端子INに供給されて、同図Ｃに示すよう
に、
な、ピークシフトによる高い周波数変動を有する入力デ
ータが入力端子INに供給されて、同図Ｃに示すよう
に、
〔０〕、〔−５〕，
〔０〕，〔＋５〕のように変化
する位相比較回路（11）の出力がデジタル低域フィル
タ（12）に供給される。そして、その演算誤差により、
〔＋５〕の位相誤差が入力された時点で、同図Ｄに示す
ように、デジタル低域フィルタ（12）の出力に〔＋
１〕が現れ、これが非線形変換回路（14）に供給され
る。前述のように、この非線形変換回路（14）は第２図
に実線で示すような入出力特性を有するため、〔＋１〕
の入力に対して、第３図Ｅに示すように、非線形変換回
路（14）の出力が
する位相比較回路（11）の出力がデジタル低域フィル
タ（12）に供給される。そして、その演算誤差により、
〔＋５〕の位相誤差が入力された時点で、同図Ｄに示す
ように、デジタル低域フィルタ（12）の出力に〔＋
１〕が現れ、これが非線形変換回路（14）に供給され
る。前述のように、この非線形変換回路（14）は第２図
に実線で示すような入出力特性を有するため、〔＋１〕
の入力に対して、第３図Ｅに示すように、非線形変換回
路（14）の出力が
〔０〕となる。これにより、同図Ｆ
に示すように、加算器（15）の出力は中心周波数分周
値〔n0〕となり、これがカウンタ（13）の値となる。 上述のように、第１図の実施例においては、デジタル
低域フィルタ（12）の演算誤差が非線形変換回路（14）
により吸収除去されて、デジタルPLL回路（10A）の無用
の変動が防止され、安定性が向上する。 なお、入力データとデータ分離回路のクロックとが非
同期の場合、位相比較回路において、入力データをクロ
ックでサンプリングする際に生じる量子化誤差のため、
入力データとPLL回路の出力信号との位相誤差がないに
も拘らず、デジタル低域フィルタの出力が
に示すように、加算器（15）の出力は中心周波数分周
値〔n0〕となり、これがカウンタ（13）の値となる。 上述のように、第１図の実施例においては、デジタル
低域フィルタ（12）の演算誤差が非線形変換回路（14）
により吸収除去されて、デジタルPLL回路（10A）の無用
の変動が防止され、安定性が向上する。 なお、入力データとデータ分離回路のクロックとが非
同期の場合、位相比較回路において、入力データをクロ
ックでサンプリングする際に生じる量子化誤差のため、
入力データとPLL回路の出力信号との位相誤差がないに
も拘らず、デジタル低域フィルタの出力が
〔０〕となら
ないことがある。この場合も、非線形変換回路を用いる
ことによって量子化誤差を吸収することができて、追従
特性が向上する。 また、非線形変換回路の特性を第２図に１点鎖線で示
したように設定して、不感帯を含む出力をオフセットす
ることもできる。 〔発明の効果〕 以上詳述のように、本発明によれば、デジタル低域フ
ィルタの出力信号を非線形変換回路を介してカウンタに
供給して、デジタル低域フィルタの出力信号の所定範囲
に対して不感帯を設けるようにしたので、量子化誤差も
しくはデジタル低域フィルタの演算誤差の影響を除去し
て、安定性を向上させたデジタルPLL回路が得られる。
ないことがある。この場合も、非線形変換回路を用いる
ことによって量子化誤差を吸収することができて、追従
特性が向上する。 また、非線形変換回路の特性を第２図に１点鎖線で示
したように設定して、不感帯を含む出力をオフセットす
ることもできる。 〔発明の効果〕 以上詳述のように、本発明によれば、デジタル低域フ
ィルタの出力信号を非線形変換回路を介してカウンタに
供給して、デジタル低域フィルタの出力信号の所定範囲
に対して不感帯を設けるようにしたので、量子化誤差も
しくはデジタル低域フィルタの演算誤差の影響を除去し
て、安定性を向上させたデジタルPLL回路が得られる。
第１図は本発明によるデジタルPLL回路の一実施例の構
成を示すブロック図、第２図は本発明の一実施例の要部
の特性を示す線図、第３図は第１図の実施例の動作を説
明するためのタイムチャート、第４図は本発明の説明の
ためのタイムチャート、第５図は従来のデジタルPLL回
路の構成例を示すブロック図、第６図及び第７図は従来
例の動作を説明するための波形図及びタイムチャートで
ある。 （10A）はデジタルPLL回路、（11）は位相比較回路、
（12）はデジタル低域フィルタ、（13）はカウンタ、
（14）は非線形変換回路である。
成を示すブロック図、第２図は本発明の一実施例の要部
の特性を示す線図、第３図は第１図の実施例の動作を説
明するためのタイムチャート、第４図は本発明の説明の
ためのタイムチャート、第５図は従来のデジタルPLL回
路の構成例を示すブロック図、第６図及び第７図は従来
例の動作を説明するための波形図及びタイムチャートで
ある。 （10A）はデジタルPLL回路、（11）は位相比較回路、
（12）はデジタル低域フィルタ、（13）はカウンタ、
（14）は非線形変換回路である。
Claims (1)
- 【請求項１】カウンタと、 データ内容に応じて基本周期の所定整数倍の間隔で発生
する入力デジタル信号及び上記カウンタの出力信号が供
給され、両信号の位相が比較されるデジタル位相比較回
路と、 該デジタル位相比較回路の出力が供給される低域通過型
デジタルフィルタと、 上記低域通過型デジタルフィルタの出力信号の所定値付
近の信号に対し不感帯を設けた非線形変換回路と、 上記非線形変換回路の出力と、中心周波数分周値を入力
とし、加算出力を上記カウンタに供給する加算器、 とを有するデジタルPLL回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62125490A JP2565231B2 (ja) | 1987-05-22 | 1987-05-22 | デジタルｐｌｌ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62125490A JP2565231B2 (ja) | 1987-05-22 | 1987-05-22 | デジタルｐｌｌ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63290410A JPS63290410A (ja) | 1988-11-28 |
| JP2565231B2 true JP2565231B2 (ja) | 1996-12-18 |
Family
ID=14911386
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62125490A Expired - Lifetime JP2565231B2 (ja) | 1987-05-22 | 1987-05-22 | デジタルｐｌｌ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2565231B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2536829B2 (ja) * | 1983-06-30 | 1996-09-25 | ソニー株式会社 | デイジタル信号処理装置 |
-
1987
- 1987-05-22 JP JP62125490A patent/JP2565231B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63290410A (ja) | 1988-11-28 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071003 Year of fee payment: 11 |