JP2661040B2

JP2661040B2 - デジタルｐｌｌ回路

Info

Publication number: JP2661040B2
Application number: JP62132395A
Authority: JP
Inventors: 睦木村; 和年清水目
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1987-05-28
Filing date: 1987-05-28
Publication date: 1997-10-08
Anticipated expiration: 2012-10-08
Also published as: JPS63296521A

Description

【発明の詳細な説明】以下の順序で本発明を説明する。Ａ産業上の利用分野Ｂ発明の概要Ｃ従来の技術Ｄ発明が解決しようとする問題点Ｅ問題点を解決するための手段（第１図）Ｆ作用Ｇ実施例 G₁一実施例の構成（第１図、第２図） G₂量子化誤差低減（第２図、第３図） G₃直流補正（第１図、第２図、第４図〜第７図）Ｈ発明の効果Ａ産業上の利用分野本発明は、データ復調用に好適なデジタルPLL回路に
関する。Ｂ発明の概要本発明は、デジタルPLL回路において、入力デジタル
信号が発生する基本周期に後続する基本周期間にのみ、
デジタル低域フィルタの出力信号を用いてカウンタの分
周比を制御すると共に、入力デジタル信号の同期領域を
検出した時点でデジタル低域フィルタの出力信号をラッ
チし、このラッチ出力をデジタル低域フィルタの出力信
号と合成することにより、量子化ノイズを低減すると共
に、入力デジタル信号の周期変動の直流分を補正して、
追従特性を向上させるようにしたものである。Ｃ従来の技術フロッピィディスク上に第８図Ａに示すようなデータ
を書き込む場合、倍密度記録方式においては、同図Ｂに
示すように、データがMFM変調されて記録される。デー
タのビット間の時間をＴとするとMFM変調された後のパ
ルス間隔は、2T,3T,4Tのいずれかになる。ディスクからデータを読み出す場合は、MFM変調され
たパルスから、同図Ｃに示すような、ビットの区切りを
示すウインドウ信号を作り、これによりMFMの復調をお
こなって、同図Ｄに示すような再生データが得られる。このウインドウ信号を作る回路はデータ分離回路また
はVCO回路と呼ばれ、MFM記録の場合、アナログPLL回路
を用いたものがよく使用される。このVFO回路をディスクから読み出されるデータに同
期させるために、第９図に示すように、フロッピーディ
スクの各セクターのデータ領域に先行して、同期領域が
設けられる。そして、この同期領域には、例えば10 10
10…10のような所定のパターンが12バイト＝96ビットの
長さで記録される。Ｄ発明が解決しようとする問題点ところで、アナログPLL回路な、IC化されているもの
の、抵抗器やコンデサをIC外部に接続する必要がある。
また、適宜の調整を必要とし、温度特性が良くないなど
の問題があった。上述のような問題を解消するものとして、第10図に示
すようなデジタルPLL回路が知られている。第10図において、（10）はPLL回路であって、位相比
較回路（11）、デジタル低域フィルタ（12）及びカウン
タ（13）から構成される。このカウンタ（13）は、図示
を省略したクロック発生回路（水晶初発振器）から供給
されるクロックCKを分周し、その分周値を変化させるこ
とで電圧制御発振器（VCO）として機能する。カウンタ
（13）から周期がＴの第１の出力が位相比較回路（11）
に供給されると共に、周期が2Tの第２の出力、即ち前述
のウィンドウ信号が出力端子OUTに導出される。クロッ
クCKの繰返し周期は、例えばT/16とされる。ところが、フロッピーディスクから読み出されたデー
タには、モータの回転むらや、外部ノイズ等によるジッ
タ成分が含まれているため、例えばMFM変調されたデー
タからデータビットとクロックビットとを分離する場
合、読み出されたデータの周期がクロッCKの周期の整数
倍とならないときは、デジタルPLL回路の量子化誤差が
問題となる。第11図Ａに示すように、フロッピーディスクから連続
して読み出された各データ周期2Tjが、いずれも正規の
データ周期2T（32クロック周期）とクロック周期の奇数
倍の差がある。例えば１クロック周期だけ多い場合、同
図Ｂに示すように、カウンタ（13）の第１の出力の周期
が、データの２周期ごとに、交互に16クロック周期と17
クロック周期ごとに変化して、入力データとカウンタ
（13）の出力との間の位相差は、データの２周期ごと
に、交互に＋１クロック周期及び−１クロック周期とな
り、多数データ周期間では相殺される。これにより、デ
ジタルPLL回路（10）は位相誤差が０で入力データに位
相同期（ロック）する。また、第12図Ａに示すように、フロッピーディスクか
ら連続して読み出された各データ周期2Tjが、いずれも
正規のデータ周期2T（32クロック周期）とクロック周期
の偶数倍の差がある、例えば２クロック周期だけ多い場
合、同図Ｂに示すように、カウンタ（13）の第１の出力
の周期が、各データ周期ごとに17クロック周期となっ
て、デジタルPLL回路（10）は位相誤差が０で入力デー
タにロックする。上述のように、従来のデジタルPLL回路は入力データ
の定常的（直流的）な周期変動には充分に応答すること
ができる。これに対して、第13図Ａに示すように、フロッピーデ
ィスクの回転変動などにより、読み出されたデータの基
本周期Tjが、クロックCKの周期の非整数倍、例えば16.9
倍になっても、第10図のデジタルPLL回路では16倍とみ
なされてしまう。従って、2Tj,3Tj,4Tj間隔のデータで
は、第13図Ｂに示すような、正規のデータ周期2T,3T,4T
に対して、それぞれクロック周期の1.8倍、2.7倍、3.6
倍の誤差が生じてしまう。このような量子化誤差のために、従来のデジタルPLL
回路はアナログPLL回路に比べて、入力データに対する
追従特性が劣るという問題があった。かかる点に鑑み、本発明の目的は、量子化誤差を低減
すると共に、データが入力される周期の直流的な変動に
も充分応答して追従特性を向上させたデジタルPLL回路
を提供するところにある。Ｅ問題点を解決するための手段この発明のデジタルPLL回路は、カウンタ（13）と、
同期領域と該同期領域に後続するデータ領域からなる入
力デジタル信号（IN）と上記カウンタ（13）の出力信号
（Ｂ）が供給され、上記入力デジタル信号（IN）と上記
カウンタ（13）の出力信号（Ｂ）の位相比較を行う、デ
ジタル位相比較回路（11）と、上記デジタル位相比較回
路（11）の出力が供給され、残留位相誤差信号（Ｄ）を
出力するデジタル低域フィルタ（12）と、上記入力デジ
タル信号（IN）が発生する基本周期に後続する基本周期
間に補正制御パルスを発生する補正制御パルス発生回路
（14）と、上記入力デジタル信号（IN）の上記同期領域
を検出し、その検出出力により上記デジタル低域フィル
タ（12）の出力をラッチし、該ラッチ出力と上記残留位
相誤差信号（Ｄ）と合成し、分周補正値を出力する直流
補正回路（20）とを有し、上記補正制御パルスの発生期
間にのみ上記分周補正値を上記カウンタに供給するもの
である。Ｆ作用かかる構成によれば、量子化誤差が低減されると共
に、入力データの周期変動の直流分が補正されて、追従
特性が向上する。Ｇ実施例以下、第１図〜第７図を参照しながら、本発明による
デジタルPLL回路の一実施例について説明する。 G₁一実施例の構成本発明の一実施例の構成を第１図に示す。この第１図
において、前出第10図に対応する部分には同一の符号を
付して一部の説明を省略する。第１図において、（10A）は本実施例のデジタルPLL回
路を全体として示し、端子INからの入力データが位相比
較回路（11）と補正制御パルス発生回路（14）とに共通
に供給される。この補正制御パルス発生回路（14）の出
力がアンドゲート（15）に供給されると共に、加算器
（17）を介して、デジタル低域フィルタ（12）の出力が
アンドゲート（15）に供給され、アンドゲート（15）の
出力が、加算器（16）を介して、カウンタ（13）に供給
される。加算器（16）には、入力データがない場合にカ
ウンタ（13）の出力が中心周波数となるような、中心周
波数分周値n₀（＝16）が供給される。また、カウンタ
（13）の第２の出力、即ちデータ分離のためのウィンド
ウ信号が補正制御パルス発生回路（14）に供給される。（20）は直流補正回路を全体として示し、同期領域検
出回路（21）及び直流分ラッチ回路（22）から構成され
る。同期領域検出回路（21）の端子（21a）と（21b）と
に、入力端子INからの入力データとカウンタ（13）から
のウィンドウ信号とがそれぞれ供給される。デジタル低
域フィルタ（12）の出力が直流分ラッチ回路（22）に供
給されると共に、同期領域検出回路（21）の検出出力が
ラッチ信号として直流分ラッチ回路（22）に供給され、
この直流分ラッチ回路（22）のラッチ出力が加算器（1
7）に供給されて、デジタル低域フィルタ（12）の出力
と合成される。第２図に直流補正回路（20）の詳細構成を示す。第２図において、端子（21a）からの入力データと端
子（21b）からのウィンドウ信号とがデータ再生回路（2
3）に供給され、データ再生回路（23）の出力が16ビッ
トシフトレジスタ（24）に供給される。このシフトレジ
スタ（24）には端子（21b）からウィンドウ信号がクロ
ックとして供給される。シフトレジスタ（24）の出力が
同期パターン検出回路（25）に供給され、同期パターン
検出回路（25）の出力が、ラッチ信号として、直流分ラ
ッチ回路（22）に供給される。なお、データ再生回路（23）は前述のデータ分離回路
のものと兼用してもよい。 G₂量子化誤差低減量子化誤差を低減するための本実施例の動作は次のよ
うである。第３図Ａに示すような基本周期がＴの入力データが
デジタルPLL回路（10A）に入力されると、位相比較回路
（11）において、同図Ｂに示すようなカウンタ（13）の
第１の出力（VCOパルス）との位相差が計測され、こ
の計測された位相差に基いて、同図Ｄに示すようなデジ
タル低域フィルタ（12）の出力〔n₁〕がアンドゲート
（15）に供給される。このアンドゲート（15）の他方の
入力端子は補正制御パルス発生回路（14）から同図Ｃに
示すような補正制御パルスが供給されており、VCOパ
ルスの最初の１サイクル（計測サイクル）では、この
補正制御パルスが“Lo"レベルであるため、同図Ｅに
示すように、アンドゲート（15）の出力が〔０〕とな
る。これにより、同図Ｆに示すように、加算器（16）の
出力は中心周波数分周値〔n₀〕となり、これがカウン
タ（13）の値となる。 VCOパルスの次の１サイクルでは、第３図Ｃに示す
ように、補正制御パルスが“Hi"となって、アンドゲ
ート（15）が「開」となり、デジタル低域フィルタ（1
2）の出力の値〔n₁〕が加算器（16）に供給される。
これにより、同図Ｆに示すように、加算器（16）の出力
が〔n₀＋n₁〕となり、カウンタ（13）の値が、入力デ
ータの位相に応じて補正される。 VCOパルスの３番目及び４番目の１サイクルでは、
補正制御パルスが再び“Lo"レベルとなり、最初の１
サイクルと同様の動作が繰返されて、カウンタ（13）の
値は〔n₀〕となる。以下同様にして、入力データが到来し、VCOパルス
との位相差n₂,n₃・・・が計測されると、VCOパルスの
次の１サイクル（補正サイクル）でのみ、この計測され
た位相差に基いて、カウンタ（13）の値が補正される。中心周波数分周値〔n₀〕が例えば16に設定されると共
に、デジタル低域フィルタ（12）の出力〔ni〕が、例え
ば−８ni７に設定されて、データレートが最も速い
８インチMFMモードの場合、16MHzのクロック周波数に対
して、カウンタ（13）の出力の周波数は696〜2000KHzの
範囲で制御される。また、このカウンタ（13）には
〔７〕がロードされ、ダウンカウントされる。従って、
入力データがあった場合、その時点でのカウンタ（13）
の値をラッチすれば、これがそのまま、入力データと
カウンタ（13）の出力との位相差となる。 G₃直流補正ところで、前第11図に示すような、直流的な周期変動
を有する入力データが第１図の実施例に供給された場
合、直流補正回路（20）を機能させないときには、デジ
タルPLL回路（10A）は入力データにロックするものの、
残留位相誤差が発生する。即ち、第４図Ａに示すようなデータ周期が32クロック
周期に等しい、換言すれば、１クロック周期分の直流的
周期変動を有する入力データが供給されると、前述の
ようにして、入力データの到来した計測サイクルにおい
て、同図Ｂに示すようなVCOパルスとの位相差〔＋
１〕が計測され、同図Ｃに示すように、デジタル低域フ
ィルタ（12）から〔＋１〕が出力される。後続する補正
サイクルにおいては、同図Ｄに示すように、この〔＋
１〕によってカウンタ（13）の分周値が〔16〕から〔1
7〕に補正される。以下、同様の動作が繰返されて、計測サイクルと補正
サイクルとの和が入力データの周期と等しくなり、第１
図のデジタルPLL回路（10A）は入力データにロックする
が、第４図A,Bから明らかなように、各データ周期に１
クロック周期分の位相誤差が残留する。また、前出第12図に示すような、２クロック周期分の
直流的周期変動を有する入力データが供給された場合
は、上述と同様にして、この２クロック周期分の位相誤
差が残留する。この残留位相誤差があると、デジタルPLL回路（10A）
の追従範囲（ロック・レンジ）が制限されてしまうた
め、本実施例においては、直流補正回路（20）を設け
て、従来のデジタルPLL回路（10）と同様に、入力デー
タの直流的な周期変動にも充分に応答し得るようにして
いる。第２図の直流補正回路（20）の動作は次のとおりであ
る。 PLL回路（10A）が前述のように同期パターンにロック
すると、第５図Ａ及びＢに示すように、入力データ
と、カウンタ（13）（第１図参照）の第１の出力、VCO
パルスとの位相関係は一定となる。カウンタ（13）か
ら、端子（21b）を介して、同図Ｃに示すようなウィン
ドウパルスがデータ再生回路（23）に供給されると、
同図Ａに示すようなMFM変調された10 10…の同期パター
ンに対応して、データ再生回路（23）の出力には、同図
Ｄに示すように、10 10…のの再生データが得られ
る。この再生データが、16ビットシフトレジスタ（2
4）を介して、同期パターン検出回路（25）に供給され
る。この検出回路（25）において、16ビットの10 10 10
…10の同期パターンが検出された時点で、同図Ｅに示す
ようなラッチ信号が同期パターン検出回路（25）から
直流分ラッチ回路（22）に供給される。これにより、こ
の時点の位相誤差がラッチされる。第１図のデジタルPLL回路（10A）に、第６図Ａに示す
ような同期パターンのデータが入力されると、PLL回路
（10A）が入力データにロックするまでは、同図Ｂに示
すように、位相誤差の値は正及び負に変動する（同図に
おいて等は負数を表わす）。 PLL回路（10A）のロックが完了すると、前述のよう
に、位相誤差は一定の値となる。そして、入力データに
直流的周期変動がある場合は、同図Ｂに示すように、例
えば〔１〕の位相誤差が残留する。同期領域検出回路
（21）により、前述のようにして、同期領域が検出され
ると、本実施例においては、この〔１〕の位相誤差が入
力データの周期変動の直流分であるにみなして、同図Ｃ
に示すラッチ信号により、これを直流分ラッチ回路（2
2）にラッチする。以後、同図Ｄに示すように、直流分ラッチ回路（22）
の出力は〔０〕から〔１〕に上昇する。加算回路（17）において、このラッチ回路（22）の補
正値〔１〕とデジタル低域フィルタ（12）からの残留位
相誤差とが合成され、加算器（15）において、合成値と
中心周波数分周値〔n₀〕とが加算されて、カウンタ（1
3）の分周比が補正される。第７図に示すように、１クロック周期分の直流的周期
変動を有する入力データが供給させると、本実施例のデ
ジタルPLL回路（10A）には、直流補正回路（20）の補正
出力が得られるまで、前出第４図に示したように、１ク
ロック周期分の位相誤差が残留している。上述のようにして、直流補正回路（20）から補正値
〔１〕が得られると、第７図Ｃに示すように、最初の計
測サイクルにおいて、この補正値〔１〕が位相誤差値
〔１〕と加算される。これにより、最初の補正サイクル
においては、同図Ｄに示すように、カウンタ（13）の分
周値が16＋１＋１＝18となり、この結果、同図A,Bに示
すように、２番目の計測サイクルでは、入力データと
VCOパルスとの位相誤差が〔０〕となる。このとき、
同図Ｃに示すように、直流補正回路（20）の補正値
〔１〕が接続しているため、同図Ｄに示すように、２番
目の補正サイクルにおけるカウンタ（13）の分周値が16
＋１＝17となり、３番目の計測サイクルにおいても、同
図A,Bに示すように、入力データとVCOパルスとの位
相誤差は〔０〕となる。以下、同様の動作が繰返されて、第１図のデジタルPL
L回路（10A）は、残留位相誤差なしに、直流的周期変動
を有する入力データにロックし、そのキャプチャーレン
ジを拡大することができる。Ｈ発明の効果以上詳述のように、本発明によれば、入力デジタル信
号が発生する基本周期に後続する基本周期間に補正制御
パルスを発生させて、この期間のみデジタル低域フィル
タの出力でカウンタの分周比を制御すると共に、入力デ
ジタル信号の同期領域を検出した時点でデジタル低域フ
ィルタの出力をラッチし、このラッチ出力をデジタル低
域フィルタの出力信号と合成するようにしたので、量子
化誤差を低減すると共に、入力デジタル信号の周期変動
の直流分を補正して、追従特性を向上させたデジタルPL
L回路が得られる。

【図面の簡単な説明】第１図は本発明によるデジタルPLL回路の一実施例の構
成を示すブロック図、第２図は第１図の実施例の要部の
構成を示すブロック図、第３図は第１図の実施例の量子
化誤差低減動作を説明するためのタイムチャート、第４
図は本発明の説明のためのタイムチャート、第５図は本
発明の一実施例の要部の動作を説明するためのタイムチ
ャート、第６図及び第７図は第１図の実施例の直流補正
動作を説明するためのタイムチャート、第８図及び第９
図は本発明の説明のためのタイムチャート及び概念図、
第10図は従来のデジタルPLL回路の構成例を示すブロッ
ク図、第11図〜第13図は従来例の動作を説明するための
タイムチャートである。（10A）はデジタルPLL回路、（11）は位相比較回路、
（12）はデシタル低域フィルタ、（13）はカウンタ、
（14）は補正制御パルス発生回路、（21）は同期領域検
出回路、（22）は直流分ラッチ回路である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開昭62−47235（ＪＰ，Ａ) 特開昭63−316520（ＪＰ，Ａ) 特開昭58−101527（ＪＰ，Ａ) 特開昭60−19323（ＪＰ，Ａ) 特開昭63−294126（ＪＰ，Ａ) 特公昭60−13613（ＪＰ，Ｂ２)

Claims

(57)【特許請求の範囲】１．カウンタと、同期領域と該同期領域に後続するデータ領域からなる入
力デジタル信号と上記カウンタの出力信号が供給され、
上記入力デジタル信号と上記カウンタの出力信号の位相
比較を行う、デジタル位相比較回路と、上記デジタル位相比較回路の出力が供給され、残留位相
誤差信号を出力するデジタル低域フィルタと、上記入力デジタル信号が発生する基本周期に後続する基
本周期間に補正制御パルスを発生する補正制御パルス発
生回路と、上記入力デジタル信号の上記同期領域を検出し、その検
出出力により上記デジタル低域フィルタの出力をラッチ
し、該ラッチ出力と上記残留位相誤差信号と合成し、分
周補正値を出力する直流補正回路とを有し、上記補正制御パルスの発生期間にのみ上記分周補正値を
上記カウンタに供給することを特徴としたデジタルPLL
回路。