JP2536829B2 - デイジタル信号処理装置 - Google Patents
デイジタル信号処理装置Info
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- JP2536829B2 JP2536829B2 JP58118668A JP11866883A JP2536829B2 JP 2536829 B2 JP2536829 B2 JP 2536829B2 JP 58118668 A JP58118668 A JP 58118668A JP 11866883 A JP11866883 A JP 11866883A JP 2536829 B2 JP2536829 B2 JP 2536829B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はデイジタル信号の処理装置に関し、特にオー
デイオ信号やビデオ信号のノイズ除去や帯域分離などの
処理をデイジタルの非線形処理系によつて行う信号処理
装置に用いて最適なものである。
デイオ信号やビデオ信号のノイズ除去や帯域分離などの
処理をデイジタルの非線形処理系によつて行う信号処理
装置に用いて最適なものである。
背景技術とその問題点 一般に、アナログ信号の振幅軸や周波数軸に関し原信
号のリニアリティを保存しない非線形処理すると、高調
波歪や雑音が原信号の帯域外に生じるので、これらの高
域の歪や雑音成分をローパスフィルタで抑圧する必要が
ある。同様にアナログ信号を非線形のディジタル回路で
処理する場合、標本化周波数の1/2以上の帯域に高調波
成分が発生するので、出力段のローパスフィルタでこの
ような成分を抑圧する。ところがディジタル処理である
ため標本周波数の1/2に関する折り返しが元のアナログ
信号の低域側に雑音として生じる。特に非線形処理で発
生した高調波成分が標本化周波数と一致する場合、折り
返し成分が直流として現れ、出力段のローパスフィルタ
を通過してしまうので処理出力信号に大きな歪や雑音が
発生し、原信号が画像信号である場合には、処理出力の
画質が著しく劣化する。
号のリニアリティを保存しない非線形処理すると、高調
波歪や雑音が原信号の帯域外に生じるので、これらの高
域の歪や雑音成分をローパスフィルタで抑圧する必要が
ある。同様にアナログ信号を非線形のディジタル回路で
処理する場合、標本化周波数の1/2以上の帯域に高調波
成分が発生するので、出力段のローパスフィルタでこの
ような成分を抑圧する。ところがディジタル処理である
ため標本周波数の1/2に関する折り返しが元のアナログ
信号の低域側に雑音として生じる。特に非線形処理で発
生した高調波成分が標本化周波数と一致する場合、折り
返し成分が直流として現れ、出力段のローパスフィルタ
を通過してしまうので処理出力信号に大きな歪や雑音が
発生し、原信号が画像信号である場合には、処理出力の
画質が著しく劣化する。
このため従来のディジタル処理系では、折り返し雑音
の振幅が小さく無視できる程度の高域小振幅信号部分に
限って非線形処理を行なう、大振幅信号の処理で発生す
る高調波成分が標本化周波数に達しないように、入力振
幅に応じて非線形特性を時間的に切換える（強い非線形
特性から弱い非線形特性に切換える）などの方策がとら
れていた。しかしこれらの方策では、処理すべき信号の
振幅が限定されて処理性能が低下したり、入力振幅に応
答して回路特性を切換えるような複雑な回路構成にする
必要があるなどの問題を有している。
の振幅が小さく無視できる程度の高域小振幅信号部分に
限って非線形処理を行なう、大振幅信号の処理で発生す
る高調波成分が標本化周波数に達しないように、入力振
幅に応じて非線形特性を時間的に切換える（強い非線形
特性から弱い非線形特性に切換える）などの方策がとら
れていた。しかしこれらの方策では、処理すべき信号の
振幅が限定されて処理性能が低下したり、入力振幅に応
答して回路特性を切換えるような複雑な回路構成にする
必要があるなどの問題を有している。
発明の目的 本発明は上述の問題にかんがみ、信号処理をディジタ
ル化した場合に、ディジタル処理回路としてサンプリン
グ周波数の近傍で処理出力の一部を生じるような非線形
回路を使用しても信号劣化の少ない高品質の信号処理が
できるようにすることを目的とする。
ル化した場合に、ディジタル処理回路としてサンプリン
グ周波数の近傍で処理出力の一部を生じるような非線形
回路を使用しても信号劣化の少ない高品質の信号処理が
できるようにすることを目的とする。
発明の概要 本発明によるディジタル信号処理装置は、第６図また
は第11図に示すように、信号中の特定の処理帯域に関し
信号処理を行う第１の経路（信号／ノイズ分離回路13ま
たはY/C分離ロジカルフィルタ22を含む経路）と、この
第１の経路の処理出力と原信号の帯域の一部又は全部と
を混合して出力する第２の経路（加算器14または23を含
む経路）とを具備する。なおここで混合とは、加算また
は逆相加算による減算を含む。
は第11図に示すように、信号中の特定の処理帯域に関し
信号処理を行う第１の経路（信号／ノイズ分離回路13ま
たはY/C分離ロジカルフィルタ22を含む経路）と、この
第１の経路の処理出力と原信号の帯域の一部又は全部と
を混合して出力する第２の経路（加算器14または23を含
む経路）とを具備する。なおここで混合とは、加算また
は逆相加算による減算を含む。
第１の経路は、特定の処理帯域の信号を原信号より抽
出するハイパス特性またはバンドパス特性を有する第１
のディジタルフィルタ（11、21）と、この第１のディジ
タルフィルタ回路の出力に対し原信号のリニアリティを
保存しない非線形信号処理を行ない、それに伴ってサン
プリング周波数の近傍で処理出力の一部を生じるディジ
タル処理回路５（信号／ノイズ分離回路13またはY/C分
離ロジカルフィルタ22）と、このディジタル処理回路の
出力に生じたサンプリング周波数の1/2以上の帯域に発
生した高周波成分の折り返し成分のうち少なくとも直流
分を含む低域成分を抑圧するハイパス特性またはバンド
パス特性を有する第２のディジタルフィルタ回路（18、
26）とを具備する。
出するハイパス特性またはバンドパス特性を有する第１
のディジタルフィルタ（11、21）と、この第１のディジ
タルフィルタ回路の出力に対し原信号のリニアリティを
保存しない非線形信号処理を行ない、それに伴ってサン
プリング周波数の近傍で処理出力の一部を生じるディジ
タル処理回路５（信号／ノイズ分離回路13またはY/C分
離ロジカルフィルタ22）と、このディジタル処理回路の
出力に生じたサンプリング周波数の1/2以上の帯域に発
生した高周波成分の折り返し成分のうち少なくとも直流
分を含む低域成分を抑圧するハイパス特性またはバンド
パス特性を有する第２のディジタルフィルタ回路（18、
26）とを具備する。
第２の経路は、上記第２のディジタルフィルタの出力
と原信号の少なくとも上記特定の処理帯域外の低域とを
混合することを特徴とする。
と原信号の少なくとも上記特定の処理帯域外の低域とを
混合することを特徴とする。
作用 この構成によれば、第１のディジタルフィルタにより
低域を抑圧してディジタル処理する場合、通常の線形処
理であればサンプリング周波数の近傍で不要高調波成分
及び低域側若しくは直流への折り返しが生じることがな
いが、非線形ディジタル処理であるためにサンプリング
周波数の近傍で高調波成分が生じても、その成分の低域
への折り返しが第２のディジタルフィルタにより抑圧さ
れて出力されるから、第１の経路の処理出力と原信号と
を混合して得られる第２の経路からの処理出力に関し低
域が劣化することがない。従って、第１の経路のディジ
タル処理回路としてサンプリング周波数の近傍で処理出
力の一部を生じるような非線形処理回路を使用すること
が許容でき、高域小振幅信号に限定して処理を行なう回
路や入力振幅に応じて非線形特性を切換える複雑な回路
を使用しなくても信号劣化の少ない高品質の信号処理が
できるようになる。
低域を抑圧してディジタル処理する場合、通常の線形処
理であればサンプリング周波数の近傍で不要高調波成分
及び低域側若しくは直流への折り返しが生じることがな
いが、非線形ディジタル処理であるためにサンプリング
周波数の近傍で高調波成分が生じても、その成分の低域
への折り返しが第２のディジタルフィルタにより抑圧さ
れて出力されるから、第１の経路の処理出力と原信号と
を混合して得られる第２の経路からの処理出力に関し低
域が劣化することがない。従って、第１の経路のディジ
タル処理回路としてサンプリング周波数の近傍で処理出
力の一部を生じるような非線形処理回路を使用すること
が許容でき、高域小振幅信号に限定して処理を行なう回
路や入力振幅に応じて非線形特性を切換える複雑な回路
を使用しなくても信号劣化の少ない高品質の信号処理が
できるようになる。
実施例 以下本発明を実施例に基づいて説明する。
第１図は本発明が適用されるデイジタル信号処理装置
を含むテレビジヨン受像機のブロツク図である。第１図
において、アンテナ（１）の出力はチユーナー（２）に
与えられ所定の選局がなされてから検波部（３）におい
て検波される。検波出力のカラービデオ信号はA/D変換
器（４）でデジタル信号に変換されてからデイジタル処
理回路（５）において、ノイズ抑圧、輝度／クロマ分
離、３色分離、色相、飽和度等のコントロールなどの処
理を受ける。そしてデイジタル処理回路（５）の出力の
R.G、Ｂ信号は夫々D/A変換器（６）（７）（８）によつ
てアナログ信号に変換され、CRT（９）に供給される。
を含むテレビジヨン受像機のブロツク図である。第１図
において、アンテナ（１）の出力はチユーナー（２）に
与えられ所定の選局がなされてから検波部（３）におい
て検波される。検波出力のカラービデオ信号はA/D変換
器（４）でデジタル信号に変換されてからデイジタル処
理回路（５）において、ノイズ抑圧、輝度／クロマ分
離、３色分離、色相、飽和度等のコントロールなどの処
理を受ける。そしてデイジタル処理回路（５）の出力の
R.G、Ｂ信号は夫々D/A変換器（６）（７）（８）によつ
てアナログ信号に変換され、CRT（９）に供給される。
第２図は第１図のデイジタル処理回路（５）に含まれ
ているノイズ抑圧機能をアナログ回路で実現する場合の
従来から周知のブロツク図で、第３図Ａ〜Ｅは第２図の
各部の信号の周波数帯域を示すグラフである。第３図Ａ
に示す帯域の入力ビデオ信号はハイパスフイルタ（11）
及びローパスフイルタ（12）に与えられ、第３図Ｂ及び
Ｃに示すように高域成分及び低域成分に夫々分離され
る。ハイパスフイルタ（11）の出力は信号／ノイズ分離
回路（13）に与えられ、ここで小振巾ノイズを抑圧し、
比較的大振巾の信号成分を通過させる非線形処理が行わ
れる。これによつて第３図Ｄのように信号の高域に含ま
れていた小振巾のノイズ成分ｎ（第３図Ｂの点線）が抑
圧されるが、一方、非線形処理による高調波成分ｈが発
生する。
ているノイズ抑圧機能をアナログ回路で実現する場合の
従来から周知のブロツク図で、第３図Ａ〜Ｅは第２図の
各部の信号の周波数帯域を示すグラフである。第３図Ａ
に示す帯域の入力ビデオ信号はハイパスフイルタ（11）
及びローパスフイルタ（12）に与えられ、第３図Ｂ及び
Ｃに示すように高域成分及び低域成分に夫々分離され
る。ハイパスフイルタ（11）の出力は信号／ノイズ分離
回路（13）に与えられ、ここで小振巾ノイズを抑圧し、
比較的大振巾の信号成分を通過させる非線形処理が行わ
れる。これによつて第３図Ｄのように信号の高域に含ま
れていた小振巾のノイズ成分ｎ（第３図Ｂの点線）が抑
圧されるが、一方、非線形処理による高調波成分ｈが発
生する。
信号／ノイズ分離回路（13）の出力は加算器（14）に
おいてローパスフイルタ（12）の出力と加算され、次に
ローパスフイルタ（15）を通ることにより、第３図Ｅの
ように原信号に含まれていた高域ノイズを抑圧した信号
が得られる。この際、非線形処理によつて発生した高調
波成分ｈも抑圧されるので、この高調波成分が画像を妨
害するようなことは少ない。
おいてローパスフイルタ（12）の出力と加算され、次に
ローパスフイルタ（15）を通ることにより、第３図Ｅの
ように原信号に含まれていた高域ノイズを抑圧した信号
が得られる。この際、非線形処理によつて発生した高調
波成分ｈも抑圧されるので、この高調波成分が画像を妨
害するようなことは少ない。
次に第４図は第２図に示すノイズ抑圧回路をデイジタ
ル化したものであり、第２図にA/D変換器（16）及びD/A
変換器（17）を追加し、且つ対応する各部をデイジタル
回路に置き換えたものに相当する。第４図のハイパスフ
イルタ（11）及びローパスフイルタ（12）の出力はアナ
ログの場合の第３図Ｂ、Ｃと同一であるが、信号／ノイ
ズ分離回路（13）がデイジタルの非線形処理回路である
と、その出力には第５図Ｄのように非線形処理で発生し
た高調波成分ｈの折返し分ｈ′が標本化周波数fsの1/2
に関して対称形に生ずる。なお第５図の点線は標本化に
よつて追加された原信号に対応する成分である。
ル化したものであり、第２図にA/D変換器（16）及びD/A
変換器（17）を追加し、且つ対応する各部をデイジタル
回路に置き換えたものに相当する。第４図のハイパスフ
イルタ（11）及びローパスフイルタ（12）の出力はアナ
ログの場合の第３図Ｂ、Ｃと同一であるが、信号／ノイ
ズ分離回路（13）がデイジタルの非線形処理回路である
と、その出力には第５図Ｄのように非線形処理で発生し
た高調波成分ｈの折返し分ｈ′が標本化周波数fsの1/2
に関して対称形に生ずる。なお第５図の点線は標本化に
よつて追加された原信号に対応する成分である。
このため高調波成分ｈが標本化周波数fsまで延びてい
ると、その折返しｈ′が原信号の直流域まで延びること
になる。従つて第５図Ｅのように最終段のローパスフイ
ルタ（15）で高調波成分ｈを抑圧しても、折返し分ｈ′
が原信号に残り、特にその直流分▲ｈ′ Ｄ▼が画像を妨
害し、モアレパターンなどが生じたりする。
ると、その折返しｈ′が原信号の直流域まで延びること
になる。従つて第５図Ｅのように最終段のローパスフイ
ルタ（15）で高調波成分ｈを抑圧しても、折返し分ｈ′
が原信号に残り、特にその直流分▲ｈ′ Ｄ▼が画像を妨
害し、モアレパターンなどが生じたりする。
そこで既述のように入力振巾に応じて非線形特性を弱
から強に複数段階で切換えて、第５図Ｄ′のように高調
波分が標本化周波数fsまで延びないようにしたり、或い
は小振巾入力についてのみ非線形処理して第５図Ｄ″の
ように高調波成分の発生を押えてその折返し雑音の影響
を少なくする対策が従来から採られてきた。しかしこれ
らの方式はノイズ抑圧性能が劣ると共に回路構成が複雑
となる問題を有している。
から強に複数段階で切換えて、第５図Ｄ′のように高調
波分が標本化周波数fsまで延びないようにしたり、或い
は小振巾入力についてのみ非線形処理して第５図Ｄ″の
ように高調波成分の発生を押えてその折返し雑音の影響
を少なくする対策が従来から採られてきた。しかしこれ
らの方式はノイズ抑圧性能が劣ると共に回路構成が複雑
となる問題を有している。
次に第６図は本発明を適用したノイズ抑圧回路のブロ
ツク図である。第６図の回路は、第４図の信号／ノイズ
分離回路（13）の後にハイパスフイルタ（18）を追加挿
入したものに相当する。他の構成は第４図と同じであ
る。このハイパスフイルタ（18）は信号／ノイズ分離回
路（13）の前に挿入されているハイパスフイルタ（11）
とほぼ同じ特性のデイジタルフイルタであつてよい。
ツク図である。第６図の回路は、第４図の信号／ノイズ
分離回路（13）の後にハイパスフイルタ（18）を追加挿
入したものに相当する。他の構成は第４図と同じであ
る。このハイパスフイルタ（18）は信号／ノイズ分離回
路（13）の前に挿入されているハイパスフイルタ（11）
とほぼ同じ特性のデイジタルフイルタであつてよい。
第６図において、入力ビデオ信号及びハイパスフイル
タ（11）、ローパスフイルタ（12）の出力は夫々第３図
Ａ〜Ｃと同じ帯域を有している。また信号／ノイズ分離
回路（13）では第４図と同様に信号の高域成分について
信号とノイズとを振巾分離する非線形デイジタル処理が
行われる。このため第５図Ｄと同じく処理出力には第７
図Ｄに示すように非線形処理で発生した高調波成分ｈ及
びその折返しｈ′が生ずる。この折返し分ｈ′は直流域
まで延びているが、次にハイパスフイルタ（18）を通る
ことにより、第７図Ｅの如く直流の折返し成分は除去さ
れる。またこれと共に高調波成分ｈのfsに近い高域側も
除去される。
タ（11）、ローパスフイルタ（12）の出力は夫々第３図
Ａ〜Ｃと同じ帯域を有している。また信号／ノイズ分離
回路（13）では第４図と同様に信号の高域成分について
信号とノイズとを振巾分離する非線形デイジタル処理が
行われる。このため第５図Ｄと同じく処理出力には第７
図Ｄに示すように非線形処理で発生した高調波成分ｈ及
びその折返しｈ′が生ずる。この折返し分ｈ′は直流域
まで延びているが、次にハイパスフイルタ（18）を通る
ことにより、第７図Ｅの如く直流の折返し成分は除去さ
れる。またこれと共に高調波成分ｈのfsに近い高域側も
除去される。
従つて第６図のハイパスフイルタ（18）の出力とロー
パスフイルタ（12）の出力を加算器（14）で加算した後
に、D/A変換器（17）でD/A変換し、更にローパスフイル
タ（15）で高域制限した信号は、第７図Ｆに示すよう
に、高調波成分ｈの折返し成分ｈ′が直流に残ることが
なく、従つて原信号に与える妨害は少ない。また非線形
処理を行つている信号／ノイズ分離回路（13）の入力振
巾を制限したり或いは非線形特性を切換えるような対策
を講じなくてよいので、簡単な回路でノイズ抑圧効果を
十分に得ることができる。
パスフイルタ（12）の出力を加算器（14）で加算した後
に、D/A変換器（17）でD/A変換し、更にローパスフイル
タ（15）で高域制限した信号は、第７図Ｆに示すよう
に、高調波成分ｈの折返し成分ｈ′が直流に残ることが
なく、従つて原信号に与える妨害は少ない。また非線形
処理を行つている信号／ノイズ分離回路（13）の入力振
巾を制限したり或いは非線形特性を切換えるような対策
を講じなくてよいので、簡単な回路でノイズ抑圧効果を
十分に得ることができる。
次に第８図は第１図のデイジタル処理回路（５）にお
いて輝度／クロマ（Y/C）分離を行う場合の一般的なブ
ロツク図である。第８図の入力ビデオ信号は第９図Ａの
ように輝度信号SYにクロマ信号SCを多重したものであつ
て、この多重信号はA/D変換器（20）を経てクロマ帯域
（3.5MHz）のバンドパスフイルタ（21）に与えられ、こ
こでクロマ信号SC及びこの帯域の輝度信号SYが分離され
る。バンドパスフイルタ（21）の出力はY/C分離ロジカ
ルフイルタ（22）に与えられ、第９図Ｂに示すようにク
ロマ成分SC及び▲Ｓ′ Ｃ▼（標本化によつて追加された
成分）のみが抽出される。
いて輝度／クロマ（Y/C）分離を行う場合の一般的なブ
ロツク図である。第８図の入力ビデオ信号は第９図Ａの
ように輝度信号SYにクロマ信号SCを多重したものであつ
て、この多重信号はA/D変換器（20）を経てクロマ帯域
（3.5MHz）のバンドパスフイルタ（21）に与えられ、こ
こでクロマ信号SC及びこの帯域の輝度信号SYが分離され
る。バンドパスフイルタ（21）の出力はY/C分離ロジカ
ルフイルタ（22）に与えられ、第９図Ｂに示すようにク
ロマ成分SC及び▲Ｓ′ Ｃ▼（標本化によつて追加された
成分）のみが抽出される。
このロジカルフイルタ（22）では、デイジタル信号が
非線形処理されるので、既述のノイズ抑圧回路と同じ
く、第９図Ｂに示すように非線形処理に伴つて高調波成
分ｈが発生し、処理信号が離散値であることにより、そ
の折返し成分ｈ′が低域側にも生ずることになる。
非線形処理されるので、既述のノイズ抑圧回路と同じ
く、第９図Ｂに示すように非線形処理に伴つて高調波成
分ｈが発生し、処理信号が離散値であることにより、そ
の折返し成分ｈ′が低域側にも生ずることになる。
ロジカルフイルタ（22）の出力にクロマ処理系に与え
られると共に、加算器（23）において元の入力ビデオ信
号と逆極性で加えられ、クロマ信号SCを除去した輝度信
号SYが得られる。この輝度信号はD/A変換器（24）でア
ナログ信号に変換されてからローパスフイルタ（25）で
高域抑圧され、アナログ輝度信号として取出されるが、
その信号中には、第９図Ｃのように非線形処理によつて
生じた折返し雑音ｈ′が残り、特にその直流分▲ｈ′ Ｄ
▼による画像に対する妨害は大きい。
られると共に、加算器（23）において元の入力ビデオ信
号と逆極性で加えられ、クロマ信号SCを除去した輝度信
号SYが得られる。この輝度信号はD/A変換器（24）でア
ナログ信号に変換されてからローパスフイルタ（25）で
高域抑圧され、アナログ輝度信号として取出されるが、
その信号中には、第９図Ｃのように非線形処理によつて
生じた折返し雑音ｈ′が残り、特にその直流分▲ｈ′ Ｄ
▼による画像に対する妨害は大きい。
なおロジカルフイルタ（22）は、時間軸に沿つて離散
した複数のデイジタル信号のレベル変化パターン（例え
ば増→減→増とか増→増→減）に基いて相関性のある信
号と相関性のない信号（パルスパターン）とを弁別して
非相関信号を抑圧するようにしたフイルタを利用して、
ライン相関やフレーム相関に基いて輝度信号とクロマ信
号とを分離するようにしたフイルタである。このフイル
タは、所定時間間隔で隣接する信号の最小値を順次得て
それらの最大値を得る手段と、所定時間間隔で隣接する
信号の最大値を順次得てそれらの最小値を得る手段とを
有し、これらの手段が直列に設けられているフイルタ装
置として定義することができる。
した複数のデイジタル信号のレベル変化パターン（例え
ば増→減→増とか増→増→減）に基いて相関性のある信
号と相関性のない信号（パルスパターン）とを弁別して
非相関信号を抑圧するようにしたフイルタを利用して、
ライン相関やフレーム相関に基いて輝度信号とクロマ信
号とを分離するようにしたフイルタである。このフイル
タは、所定時間間隔で隣接する信号の最小値を順次得て
それらの最大値を得る手段と、所定時間間隔で隣接する
信号の最大値を順次得てそれらの最小値を得る手段とを
有し、これらの手段が直列に設けられているフイルタ装
置として定義することができる。
第10図はこのようなロジカルフイルタの原理的な具体
例を示し、入力端子（31）からのデイジタル信号は標本
時間間隔に相当する遅延回路（32）（33）で遅延され
る。遅延によつて得られた時系列をなす３つの信号のう
ちの隣接する２つずつが、MINの論理演算回路（34）（3
5）に与えられ、それらの出力がMAXの論理演算回路（3
6）に与えられる。MINの論理演算回路（34）（35）は例
えば論理積回路であり、MAXの論理演算回路（36）は例
えば論理和回路である。これらのMIN及びMAXの樹形回路
は正論理演算回路を構成している。
例を示し、入力端子（31）からのデイジタル信号は標本
時間間隔に相当する遅延回路（32）（33）で遅延され
る。遅延によつて得られた時系列をなす３つの信号のう
ちの隣接する２つずつが、MINの論理演算回路（34）（3
5）に与えられ、それらの出力がMAXの論理演算回路（3
6）に与えられる。MINの論理演算回路（34）（35）は例
えば論理積回路であり、MAXの論理演算回路（36）は例
えば論理和回路である。これらのMIN及びMAXの樹形回路
は正論理演算回路を構成している。
MAXの論理演算回路（36）の出力は同様な遅延回路（3
7）（38）を通つてMAX論理演算回路（39）（40）及びMI
N論理演算回路（41）から成る樹形回路で構成された負
論理演算回路に与えられる。この負論理演算回路の出力
は加算回路（50）に導出される。
7）（38）を通つてMAX論理演算回路（39）（40）及びMI
N論理演算回路（41）から成る樹形回路で構成された負
論理演算回路に与えられる。この負論理演算回路の出力
は加算回路（50）に導出される。
一方、端子（31）及び遅延回路（32）（33）からの信
号はMAX論理演算回路（42）（43）及びMIN論理演算回路
（44）の樹形回路から成る負論理演算回路を通り、更に
遅延回路（45）（46）を通つてMIN論理演算回路（47）
（48）及びMAX論理演算回路（49）の樹形回路から成る
正論理演算回路を経て加算回路（50）に導出される。
号はMAX論理演算回路（42）（43）及びMIN論理演算回路
（44）の樹形回路から成る負論理演算回路を通り、更に
遅延回路（45）（46）を通つてMIN論理演算回路（47）
（48）及びMAX論理演算回路（49）の樹形回路から成る
正論理演算回路を経て加算回路（50）に導出される。
加算回路（50）からは正及び負のパルスパターンが抑
圧された信号が得られ、出力端子（51）に導出される。
この第10図に示すロジカルフイルタを用いれば、原信号
を劣化させずにフイルタリング処理を行うことができ
る。第８図のY/C分離ロジカルフイルタ（22）はこのよ
うな原理を利用したもので、本質的に非線形処理の要素
を備えている。
圧された信号が得られ、出力端子（51）に導出される。
この第10図に示すロジカルフイルタを用いれば、原信号
を劣化させずにフイルタリング処理を行うことができ
る。第８図のY/C分離ロジカルフイルタ（22）はこのよ
うな原理を利用したもので、本質的に非線形処理の要素
を備えている。
第11図は本発明を第８図の処理系に適用してその欠点
を解消したものであつて、Y/C分離ロジカルフイルタ（2
2）の後にバンドパスフイルタ（26）を挿入した点が第
８図とは異なる。このバンドパスフイルタ（26）はY/C
分離ロジカルフイルタ（22）の入力側のバンドパスフイ
ルタ（21）と同じ特性であつてよい。
を解消したものであつて、Y/C分離ロジカルフイルタ（2
2）の後にバンドパスフイルタ（26）を挿入した点が第
８図とは異なる。このバンドパスフイルタ（26）はY/C
分離ロジカルフイルタ（22）の入力側のバンドパスフイ
ルタ（21）と同じ特性であつてよい。
Y/C分離ロジカルフイルタ（22）の出力には、第12図
Ｂに示すように第９図Ｂと同様な非線形処理により高調
波成分の折返し分ｈ′が生ずる。この成分ｈ′の低域側
及び高域側は次段のバンドパスフイルタ（26）を通過す
ることにより第12図Ｂ′のように制限される。このバン
ドパスフイルタ（26）の出力と元の信号とを加算器（2
3）において逆極性で加えて、D/A変換器（24）及びロー
パスフイルタ（25）を通すと、第12図Ｃのように折返し
雑音が直流域に残らない輝度信号SYを得ることができ
る。
Ｂに示すように第９図Ｂと同様な非線形処理により高調
波成分の折返し分ｈ′が生ずる。この成分ｈ′の低域側
及び高域側は次段のバンドパスフイルタ（26）を通過す
ることにより第12図Ｂ′のように制限される。このバン
ドパスフイルタ（26）の出力と元の信号とを加算器（2
3）において逆極性で加えて、D/A変換器（24）及びロー
パスフイルタ（25）を通すと、第12図Ｃのように折返し
雑音が直流域に残らない輝度信号SYを得ることができ
る。
発明の効果 本発明によれば、第１の経路において第１のディジタ
ルフィルタにより低域を抑圧してディジタル処理したと
き、通常の線形処理であればサンプリング周波数の近傍
で不要高調波成分及び低域側若しくは直流への折り返し
が生じることがないが、非線形ディジタル処理であるた
めにサンプリング周波数の近傍で高調波成分が生じて
も、その成分の低域への折り返しが第２のディジタルフ
ィルタにより抑圧されて出力されるから、第１の経路の
処理出力と原信号とを混合して得られる第２の経路から
の処理信号出力に関し低域が劣化することがない。従っ
て、第１の経路のディジタル処理回路としてサンプリン
グ周波数の近傍で処理出力の一部を生じるような非線形
回路を使用することが許容でき、高域小振幅信号に限定
して処理を行なう回路や入力振幅に応じて非線形特性を
切換える複雑な回路を使用しなくても信号劣化の少ない
高品質の信号処理ができるようになる。
ルフィルタにより低域を抑圧してディジタル処理したと
き、通常の線形処理であればサンプリング周波数の近傍
で不要高調波成分及び低域側若しくは直流への折り返し
が生じることがないが、非線形ディジタル処理であるた
めにサンプリング周波数の近傍で高調波成分が生じて
も、その成分の低域への折り返しが第２のディジタルフ
ィルタにより抑圧されて出力されるから、第１の経路の
処理出力と原信号とを混合して得られる第２の経路から
の処理信号出力に関し低域が劣化することがない。従っ
て、第１の経路のディジタル処理回路としてサンプリン
グ周波数の近傍で処理出力の一部を生じるような非線形
回路を使用することが許容でき、高域小振幅信号に限定
して処理を行なう回路や入力振幅に応じて非線形特性を
切換える複雑な回路を使用しなくても信号劣化の少ない
高品質の信号処理ができるようになる。
第１図は本発明が適用されるディジタル信号処理装置を
含むテレビジョン受像機のブロツク回路図、第２図は第
１図のデイジタル信号処理回路（５）に含まれるノイズ
抑圧機能をアナログ回路で実現する場合のブロツク回路
図、第３図は第２図の各部の信号の帯域を示すグラフ、
第４図は第３図の回路をデイジタル化した場合のブロツ
ク回路図、第５図は第４図の各部の信号の周波数帯域を
示すグラフ、第６図は本発明を第４図の回路に適用した
一実施例を示すデイジタルノイズ抑圧回路のブロツク回
路図、第７図は第６図の各部の信号の周波数帯域を示す
グラフ、第８図は輝度／クロマをデイジタル処理によつ
て分離する分離回路のブロツク回路図、第９図は第８図
の各部の信号の帯域を示すグラフ、第10図は第８図のY/
C分離ロジカルフイルタの原理を示すブロツク回路図、
第11図は第８図の分離回路に本発明を適用した場合のブ
ロツク回路図、第12図は第11図の各部の信号の帯域を示
すグラフである。 なお図面に用いられた符号において、 （11）……ハイパスフイルタ （13）……信号／ノイズ分離回路 （18）……ハイパスフイルタ （21）……バンドパスフイルタ （22）……Y/C分離ロジカルフイルタ （26）……バンドパスフイルタ である。
含むテレビジョン受像機のブロツク回路図、第２図は第
１図のデイジタル信号処理回路（５）に含まれるノイズ
抑圧機能をアナログ回路で実現する場合のブロツク回路
図、第３図は第２図の各部の信号の帯域を示すグラフ、
第４図は第３図の回路をデイジタル化した場合のブロツ
ク回路図、第５図は第４図の各部の信号の周波数帯域を
示すグラフ、第６図は本発明を第４図の回路に適用した
一実施例を示すデイジタルノイズ抑圧回路のブロツク回
路図、第７図は第６図の各部の信号の周波数帯域を示す
グラフ、第８図は輝度／クロマをデイジタル処理によつ
て分離する分離回路のブロツク回路図、第９図は第８図
の各部の信号の帯域を示すグラフ、第10図は第８図のY/
C分離ロジカルフイルタの原理を示すブロツク回路図、
第11図は第８図の分離回路に本発明を適用した場合のブ
ロツク回路図、第12図は第11図の各部の信号の帯域を示
すグラフである。 なお図面に用いられた符号において、 （11）……ハイパスフイルタ （13）……信号／ノイズ分離回路 （18）……ハイパスフイルタ （21）……バンドパスフイルタ （22）……Y/C分離ロジカルフイルタ （26）……バンドパスフイルタ である。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭51−816（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−142020（ＪＰ，Ａ) 特開 昭49−111546（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】信号中の特定の処理帯域に関し信号処理を
行う第１の経路と、この第１の経路の処理出力と原信号
の帯域の一部又は全部とを混合して出力する第２の経路
とを具備し、上記第１の経路は、 上記特定の処理帯域の信号を原信号より抽出するハイパ
ス特性またはバンドパス特性を有する第１のデイジタル
フィルタ回路と、 上記第１のディジタルフィルタ回路の出力に対し原信号
のリニアリティを保存しない非線形信号処理を行ない、
それに伴ってサンプリング周波数の近傍で処理出力の一
部を生じるディジタル処理回路と、 上記ディジタル処理回路の出力に生じたサンプリング周
波数の1/2以上の帯域に発生した高周波成分の折り返し
成分のうち少なくとも直流分を含む低域成分を抑圧する
ハイパス特性またはバンドパス特性を有する第２のディ
ジタルフィルタ回路とを具備し、 上記第２の経路は、上記第２のディジタルフィルタの出
力と原信号の少なくとも上記特定の処理帯域外の低域と
を混合することを特徴とするディジタル信号処理装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58118668A JP2536829B2 (ja) | 1983-06-30 | 1983-06-30 | デイジタル信号処理装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58118668A JP2536829B2 (ja) | 1983-06-30 | 1983-06-30 | デイジタル信号処理装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6010925A JPS6010925A (ja) | 1985-01-21 |
| JP2536829B2 true JP2536829B2 (ja) | 1996-09-25 |
Family
ID=14742253
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58118668A Expired - Lifetime JP2536829B2 (ja) | 1983-06-30 | 1983-06-30 | デイジタル信号処理装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2536829B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB8707533D0 (en) * | 1987-03-30 | 1987-05-07 | Indep Broadcasting Authority | Pre-emphasis for(mac)television signal |
| JP2565231B2 (ja) * | 1987-05-22 | 1996-12-18 | ソニー株式会社 | デジタルｐｌｌ回路 |
| JPH02301277A (ja) * | 1989-05-15 | 1990-12-13 | Toshiba Corp | 映像信号の記録処理回路 |
| JP6877052B2 (ja) * | 2017-02-09 | 2021-05-26 | 株式会社イクス | 画像処理方法及び画像処理方法を実行する画像処理装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51816A (ja) * | 1974-06-21 | 1976-01-07 | Hitachi Ltd | Jushinsochi |
| JPS57142020A (en) * | 1981-02-27 | 1982-09-02 | Victor Co Of Japan Ltd | Sampling frequency converter |
-
1983
- 1983-06-30 JP JP58118668A patent/JP2536829B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6010925A (ja) | 1985-01-21 |
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