JP2549923B2

JP2549923B2 - 画像信号処理装置

Info

Publication number: JP2549923B2
Application number: JP1196172A
Authority: JP
Inventors: 正人作井
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1989-07-27
Filing date: 1989-07-27
Publication date: 1996-10-30
Anticipated expiration: 2011-10-30
Also published as: JPH0358687A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は磁気画像再生装置に関し、特に、再生される
べき画像の明るさに応じた画質調整を行なうことのでき
る磁気画像再生装置に関する。

［従来の技術］磁気画像再生装置としては代表的な家庭用VTR（ビデ
オテープレコーダ）には、一般に、再生画像の画質をユ
ーザがコントロールするための外部つまみが設けられ
る。ユーザはこの外部つまみを回すことによって、再生
画像のシャープネス（鮮鋭さ）をコントロールすること
ができる。

第５図は、家庭用VTRの再生系の一般的な構成を示す
概略ブロック図である。図を参照して、磁気テープ１か
ら磁気ヘッド２によって読取られたFM信号はアンプ３に
よって増幅された後、クロマ信号系ブロック４および輝
度信号系ブロック７に与えられる。

輝度信号系ブロック７において、アンプ３から出力さ
れたFM信号は、そのレベルをFM・AGC（自動利得制御）
回路70によって所定値に調整される。FM・AGC回路70に
よってレベル調整されたFM信号はFMイコライザ回路71に
よって周波数補償を施される。

FMイコライザ回路71によって周波数補償されたFM信号
は、FM復調回路72に与えられる。FM復調回路72は与えら
れたFM信号を復調して輝度信号を導出する。この輝度信
号は輝度信号処理IC73によって必要な処理が施された
後、クロマ信号混合回路５に出力される。

一方、クロマ信号系ブロック４に入力されたFM信号か
らは、クロマ信号が再生される。このクロマ信号はクロ
マ信号混合回路５に与えられる。

クロマ信号混合回路５は、クロマ信号系ブロック４お
よび輝度信号系ブロック７からそれぞれ出力されるクロ
マ信号および輝度信号を合成して、画面上に画像を映し
出す最終的なビデオ信号を作成し出力する。

さて、輝度信号処理IC73の１端子Ｔには、外部つまみ
８に接続される可変電圧源75の出力電圧を付与される。
この外部つまみ８が、ユーザが再生画像のシャープネス
をコントロールするためのつまみである。外部つまみ８
によって可変電圧源75の出力電圧が制御される。一般
に、外部つまみ８を、画像のシャープネスが良くなる方
向に回すと、可変電圧源75の出力電圧は小さくなる。

第６図は、輝度信号処理IC73における、画質のコント
ロールに関する部分の回路図である。

図を参照して、画質制御されるべき輝度信号はまず、
遅延回路731aおよび731bと、差動アンプA1およびA2とに
よって構成されるコサイン型BPF（バンドパスフィル
タ）731に与えられる。

遅延回路731aを通過後の輝度信号は、抵抗R1およびコ
ンデンサC1によって構成されるLPF（ローパスフィル
タ）732に与えられる。BPF731は、入力された輝度信号
の所定の高域成分（3MHz付近）、すなわち交流成分を抽
出し、LPF732は、入力された輝度信号の所定の低域成
分、すなわち、直流成分を抽出する。BPF731によって抽
出された高域成分およびLPF732によって抽出された低域
成分は、混合回路733に与えられる。

混合回路733は、外部つまみ８によって制御される可
変電圧源75の出力電圧を端子Ｔを介して受けて、与えら
れた高域成分および低域成分を、可変電圧源75の出力電
圧に応じた混合比で混合して出力する。この混合回路73
3の出力は、画質制御された輝度信号としてバッファ735
を介して次段の回路（図示せず）に与えられる。

第７図（ａ）は、BPF731の原理を説明するため図であ
る。図を参照して、BPF731は、まず、与えられた輝度信
号を遅延回路731aおよび731bによって所定の遅延時間τ
ずつ遅延させる。次に、BPF731は、遅延回路731aおよび
731bによって遅延時間２×τだけ遅延された輝度信号
と、遅延されない輝度信号とを加算手段731cによって加
算し、この加算された信号を可変増幅手段731dによって
或る利得で増幅する。BPF731は、さらに、可変増幅手段
731dの出力信号と、遅延回路731aによって遅延時間τだ
け遅延された輝度信号と加算手段731eによって加算す
る。この結果、得られた信号が混合回路733に与えられ
るべき高域成分である。

第７図（ｂ）は、第７図（ａ）に示されるような原理
で高域成分を抽出する、コサイン型BPFの周波数特性を
示す図である。図において、横軸は周波数、縦軸は利得
である。第７図における可変増幅手段731eの増幅率をΛ
_２、遅延回路731aおよび731bのそれぞれによる遅延時間
をτで表わすと、コサイン型BPFの出力信号の利得Ｇ
は、一般に、Ｇ＝Ｅ（１−Λ₂cosωτ）・ｅ
^{ｊω（ｔ＋τ）}というコサイン関数を含む式で表わされ
る（上式において、Ｅは入力信号の振幅、ωは入力信号
の角周波数を表わす。）。したがって、コサイン型BPF
の周波数特性は、第７図（ｂ）に示されるように、角周
波数ωと遅延時間τとの積がπ（ラジアン）となる周波
数ｆ、すなわち、１周期が遅延時間τの２倍の時間とな
る周波数ｆ（＝1/2×1/τ）を有する入力信号に対して
最も高い利得を示すものとなる。

第６図において、遅延回路731aおよび731bによって遅
延された輝度信号と遅延されない輝度信号とに対する上
記一連の加算増幅処理は、電圧源V₀と接地との間に設け
られる、抵抗R6およびR7とNPN型トランジスタQ1およびQ
2と定電流源S1およびS2と基準電圧源Ref3とを含む差動
アンプA1と、抵抗R8とNPN型トランジスタQ3およびQ4と
定電流源S3およびS4とを含む差動アンプA2とによって行
なわれる。BPF731の出力は、トランジスタQ2およびQ3の
コレクタ電流として取出され、混合回路733に与えられ
る。

混合回路733は、電圧源V₀と接地との間に設けられ
る、３つの差動アンプA3,A4,およびA5と、可変電圧源75
の出力電圧を受ける端子Ｔと接地との間に設けられる、
抵抗R4およびR5と、差動アンプA4およびA5と接地との間
に設けられつ基準電圧源Ref2とを含む。

混合回路733において、LPF732の出力信号、すなわ
ち、輝度信号の低域成分は、NPN型トランジスタQ5およ
びQ6と抵抗R2と定電流源S5およびS6と基準電圧源Ref1と
を含む差動アンプA3によって、基準電圧源Ref1の出力電
圧を基準に差動増幅されたトランジスタQ5のコレクタ電
流として取出される。トランジスタQ5のコレクタから取
出された信号は、NPN型トランジスタQ7およびQ8を含む
差動アンプA4において、基準電圧源Ref2の出力電圧と、
抵抗R4およびR5の接続点の電圧との差によって決まる利
得で増幅されてトランジスタQ8のコレクタ電流として取
出される。

同様に、BPF731の出力信号、すなわち、輝度信号の高
域成分は、抵抗R3とNPN型トランジスタQ9およびQ10とを
含む差動アンプA5において、基準電圧源Ref2の出力電圧
と端子Ｔに与えられる可変電圧源75の出力電圧との差に
よって決まる利得で増幅されて、トランジスタQ9のコレ
クタ電流として取出される。

トランジスタQ8のコレクタとトランジスタQ9のコレク
タとは混合接続点Ｍで互いに接続される。したがって、
差動アンプA4によって増幅された、輝度信号の低域成分
と、差動アンプA5によって増幅された、輝度信号の高域
成分とは混合接続点Ｍで混合された後、混合回路733の
出力信号としてバッファ回路735に与えられる。

ここで、輝度信号の低域成分（直流成分）は、輝度信
号の平均レベルであり、画像の平均的な明るさを示す。
一方、輝度信号の高域成分（交流成分は、輝度信号のレ
ベル変動であり、画像のコントラストを示す。したがっ
て、この高域成分のレベル（振幅）が、低域成分のレベ
ルに対して大きいほど画像のコントラストが強い。一般
に、コントラストが強い方が画像は鮮鋭に見える。そこ
で、画像のシャープネスを上げるための方法として画像
のコントラストを強くすることが考えられる。このよう
な目的で、画像のコントラストを調整するために設けら
れたのが外部つまみ８によって制御される可変電圧源75
である。

可変電圧源75の出力電圧が上昇すると、混合回路733
において、抵抗R4およびR5の接続点の電圧および端子Ｔ
の電圧が上昇する。これに伴って抵抗R4およびR5の接続
点の電圧が基準電圧源Ref2の出力電圧よりも大きくなる
方向に変化して、差動アンプA4においてトランジスタQ8
に流れる電流が増加してトランジスタQ7に流れる電流が
減少し、差動アンプA5においてトランジスタQ10に流れ
る電流が増加してトランジスタQ9に流れる電流が減少す
る。これは、差動アンプA4の増幅率、すなわち、輝度信
号の低域成分に対する利得が増加し、逆に差動アンプA5
の増幅率、すなわち、輝度信号の高域成分に対する利得
が低下することを意味する。このように、可変電圧源75
の出力電圧が上昇すると、混合回路733における、輝度
信号の低域成分に対する利得が増加する。この結果、混
合回路733の出力信号において、輝度信号のレベル変動
が強調されなくなる。これによって、画像のコントラス
トが弱くなり画像のシャープネスは低下する。

逆に、可変電圧源75の出力電圧が低下した場合、すな
わち、差動アンプA4およびA5においてトランジスタQ8お
よびQ10のベース電圧が基準電圧源Ref2の出力電圧以下
となる方向に変化した場合には、先の場合と逆の現象が
生じる。すなわち、差動アンプA4において、トランジス
タQ7に流れる電流が増加しトランジスタQ8に流れる電流
が減少する。そして、差動アンプA5において、トランジ
スタQ9に流れる電流が増加しトランジスタQ10に流れる
電流が減少する。したがって、この場合には混合回路73
3の出力信号において、輝度信号のレベル変動幅はその
直流レベルに対して大きくなり、輝度信号のレベル変動
が強調される。これによって、画像のコントラストが強
くなり画像のシャープネスは向上する。

以上のことからわかるように、外部つまみ８の調整
は、再生系回路の周波数特性のコントロールを意味す
る。つまり、外部つまみ８の操作によって輝度信号処理
IC73の端子Ｔの電圧が下降すると、再生画像において図
柄の輪郭を決定する、輝度信号の高域成分に対する利得
が上がる、すなわち、再生系回路の周波数特性が上が
る。逆に輝度信号処理IC73の端子Ｔの電圧が上昇する
と、高域成分に対する利得が下がる。すなわち、再生系
回路の周波数特性が下がる。

［発明が解決しようとする課題］以上のように、従来のVTRの再生系においては、再生
画像において図柄の輪郭を決定する、輝度信号の高域成
分に対する利得の設定、すなわち、輝度信号に対する再
生系回路の周波数特性の設定が画像の明るさに無関係に
一律に行なわれる。すなわち、従来の家庭用VTRに代表
される磁気画像再生装置は、輝度信号からその低域成分
および高域成分を抽出し、抽出した低域成分および高域
成分の各々に対する利得比を変えることによって、画像
のシャープネスを制御する。その際の前記利得比の調整
は、画像の明るさに無関係になされる。つまり、１つの
画像の暗い部分と明るい部分とについて、あるいは暗い
画像と明るい画像とについて前記利得比は同一である。
その結果次のような問題が生じる。なお、説明にあたっ
ては第８図を参照する。第８図は前記問題点を説明する
ための、１フレーム分の輝度信号の波形図である。

画像のシャープネスを上げるべくユーザが外部つまみ
を操作し、これによって高域成分の利得の、低域成分の
利得に対する比が大きくなった場合を想定する。この場
合、高域成分に対する利得の増加に伴い、画像の暗い部
分および明るい部分に対応する輝度信号の高域成分に含
まれるノイズの振幅が一律に大きくなる。一方、輝度信
号の直流成分のレベルが高いほど、画像は明るい。した
がって、たとえば第８図に示されるように、１つの画像
の明るい部分（第８図（ａ）参照）および暗い部分（第
８図（ｂ）図参照）に対応する映像信号の直流成分レベ
ルがそれぞれ、100IRE（＝0.714V:IREはInstiute of
Radio Engineers（アメリカ無線学会）に由来する単
位）および10IREであり、ノイズ振幅が2IREであったと
すると、明るい部分におけるS/N比は、20×log（2IRE/1
00IRE）、すなわち、−34dBであるのに対し、暗い部分
におけるそれは、20×log（2IRE/10IRE）、すなわち、
−14dBとなる。つまり、画像の暗い部分における映像信
号のS/N比が明るい部分におけるそれよりも著しく小さ
くなる。これは、画像の暗い部分においてノイズが増え
てその部分の画質が悪くなることを意味する。画像のシ
ャープネスを上げるほど、すなわち、輝度信号の高域成
分に対する利得が高いほど、この傾向は強い。したがっ
て、従来のVTRにおいては、画像のシャープネスを上げ
るほど、暗い画像あるいは画像の暗い部分の画質は逆に
低下するという問題があった。

本発明の目的は上記のような問題点を解決し、画像の
明るさに適した、画像のシャープネス調整を行なうこと
ができる磁気画像再生装置を提供することである。

［課題を解決するための手段］上記のような目的を達成するために本発明に係る画像
信号処理装置は、画像信号に含まれる輝度信号を復調す
る復調手段と、復調手段からの輝度信号を増幅する輝度
信号処理手段と、輝度信号処理手段の出力から垂直期間
内において経時的に変化する画像の明るさのレベルを検
知する検知手段と、検知手段の出力に応じて、垂直期間
内における画像が明るい部分ほど輝度信号の高域成分に
対する利得が高くなるよう、他方、垂直期間内における
画像が暗い部分ほど輝度信号の低域成分に対する利得が
高くなるよう輝度信号処理手段の周波数特性を制御する
周波数特性制御手段とを含む。

［作用］本発明に係る磁気画像再生装置によれば、再生される
画像の明るさのレベルに応じて、再生された輝度信号の
周波数特性が所望の特性に制御される。これにより暗い
画像におけるS/N比を劣化させることなく、画像のシャ
ープネスを上げることができる。

［実施例］第１図は本発明の一実施例を示す、家庭用VTRの再生
系の概略ブロック図である。

図を参照して、この再生系は第５図に示される従来の
家庭用VTRの再生系と同様に、磁気テープ１からFM信号
を読取る磁気ヘッド２と、磁気ヘッド２によって読取ら
れたFM信号を増幅するアンプ３と、アンプ３によって増
幅されたFM信号から輝度信号およびクロマ信号をそれぞ
れ再生するための輝度信号系ブロック７およびクロマ信
号系ブロック４と、輝度信号系ブロック７およびクロマ
信号系ブロック４からそれぞれ出力される輝度信号およ
びクロマ信号を合成して最終的なビデオ信号を作成する
クロマ信号混合回路５とを含む。

輝度信号系ブロック７は従来と同様に、アンプ３によ
って増幅されたFM信号のレベルを所定のレベルになるよ
うに制御するFM・AGC回路70と、FM・AGC回路70によって
所定のレベルに増幅されたFM信号に対し周波数補償を行
なうFMイコライザ回路71と、FMイコライザ回路71による
処理を施されたFM信号を復調してビデオ信号を導出する
FM復調回路72と、FM復調回路72によって導出された輝度
信号を、画面上に画像を映し出す最終的な輝度信号に変
換する輝度信号処理IC73と、輝度信号処理IC73の１端子
Ｔに接続されて、ユーザが画像のシャープネスを制御す
るための外部つまみ８によって制御される可変電圧源75
とを含む。

しかし、従来と異なり輝度信号系ブロック７は、輝度
信号処理IC73において、端子Ｔに与えられた電圧に応じ
た利得比で低減成分および高域成分を混合して得られた
輝度信号に基づいて、端子Ｔに与えられるべき適正な電
圧を出力する端子電圧自動制御回路76と、端子電圧自動
制御回路76の出力電圧と可変電圧源75の出力電圧のいず
れかを選択的に端子Ｔに供給する切換部74とを含む。な
お、切換部74の内部接続状態は、ユーザによって操作さ
れる外部スイッチ６によって切換えられる。

なお、本実施例では、外部つまみ８を画像のシャープ
ネスを上げる方向に回すと、可変電圧源75の出力電圧は
下降するものとする。

端子電圧自動制御回路76は、輝度信号処理IC73から与
えられた輝度信号の直流成分の平均レベル（APL）、す
なわち、画像の明るさを検出する明るさ検出部76aと、
明るさ検出部76aの検出出力のレベルに応じて、出力レ
ベルが変化する電圧調整部76bとを含む。具体的には、
電圧調整部76bは、明るさ検出部76aの検出出力が大きい
ほど、すなわち画像が明るいほど、出力電圧が低くなる
ように構成される。

第２図は、第１図に示される輝度信号系ブロック７
の、端子電圧自動制御回路76を含む、画質のコントロー
ルに関する部分の具体的な回路構成を示す回路図であ
る。

図を参照して、画像のシャープネス制御は、従来と同
様に、BPF731によって抽出された、輝度信号の高域成分
と、LPF732によって抽出された、輝度信号の低域成分と
を混合回路733において、端子Ｔに与えられた電圧に応
じた利得比で増幅混合することによって行なわれる。

BPF731,LPF732,および混合回路733の回路構成は、第
６図におけるそれと同一である。

混合回路733において、低域成分と高域成分とが混合
されて得られた輝度信号はバッファ734を介して次段の
回路に入力されるとともに、端子電圧自動制御回路76に
与えられる。

端子電圧自動制御回路76は、バッファ734を介して与
えられる、混合回路733からの輝度信号を垂直同期信号
の先端電位を基準に直流再生する、すなわち、前記輝度
信号にシンクチップクランプをかけるクランプ回路76a
と、クランプ回路76aによってシンクチップクランプを
かけられら輝度信号を所定の電位2V_PPに増幅する直流ア
ンプ76bと、直流アンプ76bによって増幅された輝度信号
を、１垂直期間1Vごとに積分する積分回路76cと、積分
回路76cの出力電圧を反転増幅する反転アンプ76dと、反
転アンプ76dの出力電圧に応じたレベルの直流電圧を出
力するエミッタフォロワ回路76eとを含む。

直流アンプ76bによって増幅された輝度信号は、積分
回路76cにおいて、抵抗R9およびコンデンサC2によっ
て、１垂直期間1Vごとに、その平均レベルAPLを検波さ
れる。したがって、積分回路76cからは画像の明るさに
応じたレベルの直流電圧が出力される。つまり、１つの
画像における明るい部分に対応する積分回路76Cの出力
電圧は、暗い部分に対応する積分回路76Cの出力電圧よ
りも低い。同様に、全体的に明るい画像に対応する積分
回路76Cの出力電圧は、全体的に暗い画像に対応する積
分回路76Cの出力電圧よりも低い。

次に、積分回路76cの出力電圧は、反転アンプ76dに与
えられる。反転アンプ76dは電圧源V₀と接地との間に設
けられる、抵抗R10とPNP型トランジスタQ11と抵抗R11と
の直列接続を含む。反転アンプ76dの出力電圧はトラン
ジスタQ11のコレクタから取出される。

積分回路76cの出力電圧は、反転アンプ76dにおいてト
ランジスタQ11のベースに与えられる。したがって、積
分回路76cの出力電圧が低いほど、すなわち、混合回路7
33によって画質制御されるべき画像が暗いほど、トラン
ジスタQ11は深い導通状態となるため、トランジスタQ11
のコレクタ電圧が電圧源V₀の高電圧によって高くなる。
逆に、積分回路76cの出力電圧が高いほど、すなわち、
混合回路733によって画質制御されるべき画像が明るい
ほど、トランジスタQ11は非導通状態となる方向に変化
するため、トランジスタQ11のコレクタ電圧は低くな
る。このように、制御回路76に与えられる輝度信号の直
流成分レベルが高いほど反転アンプ76dの出力電圧は低
下する。

反転アンプ76dの出力電圧はエミッタフォロワ回路76e
に与えられる。エミッタフォロワ回路76eは、電圧源V₀
と接地との間に設けられる、NPN型トランジスタQ12およ
び抵抗R12の直列接続と、抵抗R13とを含む。エミッタフ
ォロワ回路76eの出力電圧は、トランジスタQ12のエミッ
タから抵抗R13を介して取出され切換部74に与えられ
る。

エミッタフォロワ回路76eにおいて、反転アンプ76dの
出力電圧は、トランジスタQ12のベースに与えられる。
したがって、反転アンプ76dの出力電圧が高いほど、す
なわち、混合回路733によって画質制御されるべき画像
が暗いほど、トランジスタQ12は深い導通状態となる方
向に変化するため、トランジスタQ12のエミッタ電圧は
電圧源V₀の電位によって高くなる。逆に、反転アンプ76
dの出力電圧が低いほど、すなわち、混合回路733によっ
て画質制御されるべき画像が明るいほど、トランジスタ
Q12は非導通状態となる方向に変換するため、トランジ
スタQ12のエミッタ電圧は低下する。したがって、エミ
ッタフォロワ回路76eから出力される直流電圧は、混合
回路733において利得制御されるべき輝度信号の直流成
分レベルが高いほど低くなる。すなわち、再生されるべ
き画像が明るいほど端子電圧自動制御回路76から切換部
74に与えられる直流電圧は低くなる。

端子電圧自動制御回路76の出力電圧は、切換部74を介
して端子Ｔに与えられる。“従来の技術”において説明
したように、混合回路733における、輝度信号の高域成
分の低域成分に対する利得比は、端子Ｔに与えられる直
流電圧が低いほど大きくなる。したがって、端子電圧自
動制御回路76の出力電圧が切換部74を介して端子Ｔに与
えられる場合、再生されるべき画像が明るいほど端子Ｔ
の電圧は低下し、混合回路733において輝度信号の高域
成分に対する利得が上昇する。つまり、再生されるべき
画像が明るく輝度信号の直流成分レベルがノイズ振幅に
対して十分に大きい場合には、従来と同様の原理で再生
画像のシャープネスは向上される。しかし、再生される
べき画像が暗く、輝度信号の直流成分レベルがノイズ振
幅に対して十分に大きくない場合には、従来と異なり、
混合回路733において輝度信号の高域成分に対する利得
が下降し低域成分に対する利得が上昇する。このため、
再生されるべき画像が暗い場合でも、輝度信号のS/N比
は劣化しない。

第３図は、端子電圧自動制御回路76の入力信号／出力
信号の一例を示す波形図である。たとえば、端子電圧自
動制御回路76に１垂直期間1Vにおいて第３図（ａ）に示
されるような波形の輝度信号が入力されると、この輝度
信号が垂直同期信号の先端電位V_CRを基準に直流再生さ
れて得られた信号の平均レベルが反転増幅され、その結
果第３図（ｂ）に示されるような波形の信号が制御回路
76から出力される。第３図からわかるように、１つの画
像における明るい部分および暗い部分に対応する輝度信
号はそれぞれ、端子電圧自動制御回路76の出力において
レベルの低い部分および高い部分に対応する。つまり、
本実施例によれば、出力端子Ｔの電圧は、再生されるべ
き画像の明るさに追従して、映像信号のS/N比の劣化を
回避しながら画像のシャープネスを上げるように変化す
る。

第４図は、端子電圧自動制御回路76の出力電圧が端子
Ｔに与えられる場合の、混合回路733の周波数特性を示
す図である。図において横軸は周波数、縦軸は利得を示
す。上述のように再生されるべき画像が暗いほど混合回
路733における、輝度信号の高域成分に対する利得が低
下する。このため、混合回路733は、第３図，，お
よびで示されるように、再生されるべき画像が暗いほ
どBPF731によって抽出される3MHzを中心とする高域成分
に対する利得が低いという周波数特性を示す。この結
果、上述のような効果が得られる。

なお、本実施例では、外部スイッチ６の切換えにより
端子Ｔに制御回路76の出力電圧および可変電圧源75の出
力電圧のいずれを与えることも可能である。したがっ
て、可変電圧源75の出力電圧が端子Ｔに与えられるよう
に外部スイッチ６を設定すれば、ユーザは外部つまみ８
によって従来と同様のシャープネス調整を手動にて行な
うことができる。

［発明の効果］以上のように本発明によれば、再生されるべき画像が
暗いほど、すなわち、輝度信号の直流成分レベルが低い
ほど、輝度信号の高域成分に対する周波数特性が小さく
なるようにすることができる。この結果、暗い再生画像
におけるS/N比を劣化させることなく再生画像のシャー
プネスを上げることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す家庭用VTRの再生系の
概略ブロック図、第２図は実施例における輝度信号系ブ
ロック内部の具体例を示す部分回路図、第３図は第２図
における端子電圧自動制御回路の機能を説明するための
波形図、第４図は実施例における混合回路の周波数特性
を示す図、第５図は従来の家庭用VTRの再生系の概略ブ
ロック図、第６図は第５図に示される再生系における輝
度信号系ブロックの部分回路図、第７図は第５図におけ
るBPFの原理および周波数特性を説明するための図、第
８図は従来のVTRの問題点を説明するための波形図であ
る。図において、１は磁気テープ、２は磁気ヘッド、３は再
生アンプ、４はクロマ信号系ブロック、５はクロマ信号
混合回路、６は外部スイッチ、７は輝度信号系ブロッ
ク、70はFM・AGC回路、71はFMイコライザ回路、72はFM
復調回路、73は輝度信号処理IC、76は端子電圧自動制御
回路、76aは明るさ検出部、76bは電圧調整部、Ｔは端子
である。なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】所定の変調方式に従って変調された画像信
号を処理する画像信号処理装置であって、前記画像信号に含まれる輝度信号を復調する復調手段
と、前記復調手段からの輝度信号を増幅する輝度信号処理手
段と、前記輝度信号処理手段の出力から垂直期間内において経
時的に変化する画像の明るさのレベルを検知する検知手
段と、前記検知手段の出力に応じて、前記垂直期間内における
画像が明るい部分ほど前記輝度信号の高域成分に対する
利得が高くなるよう、他方、前記垂直期間内における画
像が暗い部分ほど前記輝度信号の低域成分に対する利得
が高くなるよう前記輝度信号処理手段の周波数特性を制
御する周波数特性制御手段とを備えた、画像信号処理装
置。
【請求項２】前記輝度信号処理手段は、前記輝度信号から高域成分を抽出する第１の抽出手段
と、前記輝度信号から低域成分を抽出する第２の抽出手段
と、前記第１の抽出手段によって抽出された高域成分と前記
第２の抽出手段によって抽出された低域成分とを前記周
波数特性制御手段の出力に応じた利得でそれぞれ増幅し
て混合する増幅混合手段とを備えた、請求項１に記載の
画像信号処理装置。