JP2548989B2 - デジタル記録再生装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、デジタル記録再生装置、特に、デジタル・
アナログ変換器の出力信号を、アンチ・エリアシング・
フィルタを介することなく直接にアナログ・デジタル変
換器に供給してアナログ・デジタル変換を行わせる場合
に、前記のアナログ・デジタル変換器におけるアナログ
・デジタル変換動作をデジタル・アナログ変換器におけ
るデジタル・アナログ変換動作と同期させるための標本
化周期の同期信号をデジタル・アナログ変換器の出力信
号から検出する装置を備えたデジタル記録再生装置に関
する。

（従来の技術） デジタル信号による伝送，記録再生は、アナログ信号
による伝送，記録再生に比べて、雑音，歪の点で優れて
おり、また、記録再生に関していえば記録媒体の速度変
動に基づいて生じる時間軸誤差もデジタルメモリの使用
により一定のタイミングで読出すことにより簡単に除去
できるほか、記録済記録媒体に記録されているデジタル
信号を繰返しダビングしても信号の劣化が生じない、等
の多くの特徴があるために、従来のアナログ信号による
伝送，記録再生の代わりにデジタル信号による伝送，記
録再生が広く行われるようになったことは周知のとおり
であり、民生用のデジタル機器としても、近年になって
デジタル信号による記録済記録媒体の再生装置として広
く普及したコンパクトディスクの再生装置、及び、デジ
タル信号による記録再生装置として提供されているデジ
タル・オーディオ・テープレコーダ（以下、DATと略称
されることがある）、衛星放送の音声の受信装置などの
多くのものが身近に見られるようになった。

（発明が解決しようとする課題） ところで、デジタル信号にはそれの記録再生を何回繰
返しても信号の劣化が生じないという前述のような利点
がある。しかし、デジタル記録再生装置からデジタル信
号を出力する場合には、単にデジタルデータを外部に導
出するだけでは済まず、ビットに関する同期信号や、例
えば16ビットで構成されるワード単位の同期信号、ステ
レオの左右信号の識別（同期）信号、というような多く
の種類の信号を多重化して、それをシリアル信号として
出力することが必要とされる。

また、前記のデジタル出力信号を並列に出力させよう
とすると、32本以上の伝送路が必要となるからデジタル
記録再生装置が高価なものとなる。このような理由によ
り、デジタル機器でありながら、アナログ信号しか出力
できないような構成とされているデジタル機器が多く出
まわっているのが現状である。

したがって、そのようにデジタル信号をデジタル信号
のままでは記録することができず、デジタル信号を一た
んアナログ信号に変換してから記録しなければならない
ような事情がある場合には、アナログ信号の状態でダビ
ングされることになるが、このような場合に記録され再
生される信号は原信号に比べて信号の品質が劣化したも
のになる。

例えば、記録済記録媒体に記録されているデジタル信
号をアナログ信号として再生した後にDATによって記録
を行った場合における記録信号の品質の劣化の原因を調
べてみると、記録再生の過程にローパス・フィルタ構成
のアンチエリアシング・フィルタが介在していること
が、記録信号の品質の劣化する原因の大部分を占めてい
ることが明らかになった。

周知のように前記したアンチエリアシング・フィルタ
は、アナログ・デジタル変換（以下、アナログ・デジタ
ル変換をAD変換のように記載することもある）動作に使
用される標本化信号（サンプリングパルス）の周波数の
1/2の周波数以上の周波数値の信号成分による折返し歪
が生じないようにするために、記録時にAD変換器への入
力信号から前記した高域信号を遮断したり、再生時にデ
ジタル・アナログ変換器（以下、デジタル・アナログ変
換をAD変換のように記載することもある）から出力され
たアナログ信号における不要な高域信号を除去して再生
アナログ信号のエンベロープを滑らかにするために使用
されているものであるが、このアンチエリアシング・フ
ィルタの存在によって記録再生信号の品質が劣化する理
由を具体的に説明すると次のとおりである。

アンチエリアシング・フィルタとしては、アナログ・
フィルタが用いられる場合と、デジタルフィルタが用い
られる場合とがあるが、まず、アナログ・フィルタによ
るアンチエリアシング・フィルタの使用によって信号品
質の劣化を招く最大の原因は、アナログ・フィルタの群
遅延特性が悪いことである。

第12図はアナログ・フィルタによるローパス・フィル
タの通過帯域特性と群遅延特性とを例示している特性曲
線図であるが、この第12図に示されているように、アナ
ログ・フィルタによるローパス・フィルタでは周知のよ
うに、遮断周波数付近における位相の回転が大きなため
に遮断周波数付近で非常に大きな群遅延を生じる。

ローパス・フィルタを通過させる信号が例えば音響信
号の場合には、遮断周波数付近における非常に大きな群
遅延により、遮断周波数付近の周波数の音響信号による
再生音が直ぐには出て来ないし、また、一度出た音が直
ぐには消えないことになる。

そして、前記した群遅延特性はローパス・フィルタの
遮断特性を急峻にすればする程悪化することは周知のと
おりであるが、それは通過特性の肩の部分に共振現象が
存在することによる。

それで、アナログ・フィルタ構成のローパス・フィル
タに、第13図の（ａ）に例示されているような矩形波状
の信号を通過させると、ローパス・フィルタからの出力
信号は第13図の（ｂ）に例示されているようにリンギン
グが生じている状態のものになる。

アナログ・フィルタ構成のローパス・フィルタに音響
信号を通過させた場合についてみると、ローパス・フィ
ルタの高域信号の時間応答が悪いことから、前記した音
響信号による再生信号は音楽性において所謂音の粒だち
が悪い音になり、また、周波数特性が平坦であってもフ
ィルタにおける共振現象によって高域部分が奇妙に強調
された音として聞えることがあるという問題を生じる。

次に、デジタル・フィルタによるアンチエリアシング
・フィルタの場合には、それを有限インパルス応答型の
デジタル・フィルタ（FIRデジタル・フィルタ）とする
ことで群遅延特性を改善できるが、FIRデジタル・フィ
ルタには特有の現象としてプリエコーやアフターエコー
というような有害な信号成分を生じさせるという問題が
あり、例えば、FIRデジタル・フィルタに対して第14図
の（ａ）に例示されているような矩形波信号を供給した
場合には、第14図の（ｂ）に例示されているように矩形
波信号にアンダーシュートやオーバーシュートが付加さ
れた状態の信号が出力されることになるし、また、FIR
デジタル・フィルタに対して第14図の（ｃ）に例示され
ているようなバースト信号を供給した場合には、第14図
の（ｄ）に例示されているようにバースト信号にプリエ
コーやアフターエコーが付加された状態の信号が出力さ
れることになる。

それで、FIRデジタル・フィルタ構成のローパス・フ
ィルタに音響信号を通過させた場合についてみると、前
記したプリエコーやアフターエコーが付加された状態の
音響信号が出力されることになるために、前記した音響
信号による再生信号は音楽性において劣化したものにな
るという問題を生じる。

そのために、近年になってアンチエリアシング・フィ
ルタによる信号品質の劣化の軽減のために、アンチエリ
アシング・フィルタの部分にオーバー・サンプリング技
術を適用したり、あるいは１ビットA/D,D/A形が多く使
用されるようになって来ている。

これまでの記述は、DATを例にとって音響信号のデジ
タル記録再生装置を用いてアナログ信号形態の音響信号
によるダビングを行う場合における信号の劣化の情況に
ついてのものであったが、デジタル記録再生装置を用い
てアナログ信号によるダビングを行うことにより信号が
劣化することは音響信号には限られず、例えば画像信号
についても同様であり、画像信号のデジタル記録再生装
置を用いてアナログ画像信号によるダビングを行う場合
には、アンチ・エリアシング・フィルタによって生じる
わずかな位相ずれも、顕著な画像の劣化として現われ、
また、アンチ・エリアシング・フィルタにおける少しの
リンギングやオーバーシュートも画質を著るしく悪化さ
せる。

このように、記録再生信号に信号劣化を生じさせるア
ンチエリアシング・フィルタが記録再生の過程に介在し
ている状態で、アナログ信号によるダビングにより記録
再生が繰返し行われた場合に、記録再生信号の品質が著
るしく悪化されてしまうことは良く理解できるところで
ある。

本発明者は、例えばDATを用いてアナログ信号の状態
でダビングを行うようにする場合に、再生装置側のDA変
換器の出力信号をアンチエリアシング・フィルタを介す
ることなく記録装置側のAD変換器に入力信号として供給
するようにすれば、再生，記録の過程に、前述のように
記録再生信号に信号劣化を生じさせるアンチエリアシン
グ・フィルタが介在しないことになるために、ダビング
によっても信号の劣化が生じることが無い、という点に
着目して、再生装置側のDA変換器から出力されたアナロ
グ信号をそのまま記録装置側のAD変換器に供給するよう
にしてダビングを行うことを考えた。

ところが、前記のようにアンチエリアシング・フィル
タを介在させないで、再生装置側のDA変換器から出力さ
れたアナログ信号をそのまま記録装置側のAD変換器に供
給するようにした場合には次の諸点が問題になる。

すなわち、第１の問題点は再生側のDATにおける標本
化信号の周波数と、記録側のDATの標本化周波数とが大
きくずれた場合には、両者の周波数の差の周波数が発生
して、その差の周波数が可聴周波数帯域の周波数の場合
には再生音中に有害なビート音が現われることである。

しかし、再生側のDATと記録側のDATとにおいて発生さ
れる標本化信号は、それぞれ高精度の発振周波数値を有
する水晶発振子を用いて構成されている基準発振器で発
生された安定な周波数値の信号に基づいて発生されてい
るものであって、前記の２つの標本化信号の周波数値が
大きくずれていることは少ないので、再生信号中に前述
の原因によるビート音が生じることは極めてまれであ
り、この第１の問題点は左程問題とはならない。

第２の問題点は再生側のDATと記録側のDATとにおいて
発生される標本化信号間の極めてわずかな周波数差によ
ってデジタルデータに生じるエラーである。

今、仮に前記した再生側のDATと記録側のDATとで発生
される標本化信号間に1Hzの周波数差が生じていたとす
ると、その周波数差によっては再生音中にビート音を生
じさせないが、前記した1Hzの周波数差によって記録装
置側に毎秒毎に１個のデジタルデータが余ったり、ある
いは毎秒毎に１個のデジタルデータが不足したりする状
態を生じさせるから、毎秒毎に１回のエラーが生じるこ
とになる。

一般に、デジタルデータが余った場合には、そのデジ
タルデータは捨てられ、また、デジタルデータが不足す
れば、その直前のデジタルデータが再度使用される。音
響信号が低域信号成分だけであれば、１標本化周期にお
けるデジタルデータの差は小さいから、この場合におけ
る再生音には聴感上で特に問題になるようなことは起こ
らない。

しかし、音響信号に高域信号成分が存在する場合に
は、１標本化周期におけるデジタルデータの差は大きい
から、この場合にデジタルデータに間引きが行われた
り、あるいは同一のデジタルデータが再度使用されたり
すると、再生音中には耳障りな雑音が発生することにな
る。

前記のような雑音の発生を防止するためには例えばダ
ビング機器間にフィルタを使用しなければならず、ダビ
ング機器間にフィルタが使用された場合には既述のよう
な問題点が生じることになる。

それで、例えばDATを用いてアナログ信号の状態でダ
ビングを行うようにする場合に、記録再生信号に信号劣
化を生じさせるアンチエリアシング・フィルタが介在さ
せないで、再生装置側のDA変換器の出力信号をアンチエ
リアシング・フィルタを介することなく記録装置側のAD
変換器に入力信号として供給するようにするためには、
再生側のDA変換器と記録側のAD変換器とを同期状態で動
作させなければならず、そのために再生側のDA変換器の
出力信号から標本化周期の同期信号を検出することが必
要とされた。

簡単に考えると、再生側のDA変換器の出力信号は、標
本化周期毎に信号レベルが変化している信号であり、そ
の信号中には標本化周期の信号成分が含まれている筈だ
から、その標本化周期の信号成分をDA変換器の出力信号
中から抽出するには、DA変換器の出力信号を通過帯域幅
の狭いバンドパス・フィルタに通せば良いのではないか
と思われるが、そのような手段では標本化周期の信号成
分が抽出できないことが判かり、それの解決策が求めら
れた。

（課題を解決するための手段） 本発明はDA変換器から出力された標本化周期毎に信号
レベルが変化している信号中に含まれている標本化周期
の信号成分が、DA変換器から出力されたアナログ信号に
おける低域信号成分の勾配の極性と対応して位相が反転
しているという事実を見出し、この点に着目してデジタ
ル・アナログ変換器から出力されたアナログ信号におけ
る高域信号成分中に含まれている標本化信号成分の極性
を、DA変換器から出力されたアナログ信号における低域
信号成分の勾配の極性と対応して適正に切換えることに
より、デジタル・アナログ変換器の出力信号から標本化
周期の同期信号を検出するようにしたものであり、前記
した構成原理及び動作原理に従って行われるデジタル・
アナログ変換器の出力信号からの標本化周期の同期信号
の検出は、例えばデジタル・アナログ変換器から出力さ
れたアナログ信号における低域信号成分の勾配の極性と
対応する勾配極性指示信号を作り、前記の勾配極性指示
信号に基づいて、前記したデジタル・アナログ変換器か
ら出力されたアナログ信号における高域信号成分中に含
まれていて、前記したデジタル・アナログ変換器から出
力されたアナログ信号における低域信号成分の勾配の極
性と対応して信号の極性が反転している状態の標本化信
号成分の極性を、前記したデジタル・アナログ変換器か
ら出力されたアナログ信号における低域信号成分の勾配
の極性の如何に拘らずに、常に同一の極性の標本化信号
成分が出力されるように、前記した標本化信号成分の極
性を前記した勾配極性指示信号に基づいて切換えるよう
にして行なったり、あるいは例えば、デジタル・アナロ
グ変換器から出力されたアナログ信号における低域信号
成分の勾配と対応する勾配情報信号を作り、前記のデジ
タル・アナログ変換器から出力されたアナログ信号にお
ける高域信号成分中に含まれている標本化周期の信号成
分と前記の勾配情報信号とを乗算することによって行っ
たり、例えばデジタル・アナログ変換器から出力された
アナログ信号を微分した後にコスタス型フェーズロック
ドループに供給することにより行うことができる。

コスタス型フェーズロックドループを用いてデジタル
・アナログ変換器の出力信号から標本化周期の同期信号
を検出する場合には、デジタル・アナログ変換器から出
力されたアナログ信号の信号成分の特徴を有効に利用し
てコスタス型フェーズロックドループを簡略化した構成
形態のものとして実現できる。

記録再生装置として、DA変換器から出力されたアナロ
グ信号をそのままAD変換器によってデジタル信号に変換
するような動作態様と、DA変換器から出力されたアナロ
グ信号をアンチ・エリアシング・フィルタを通過させて
からAD変換器によってデジタル信号に変換するような動
作態様とに切換えられるような構成とし、前記した前者
の動作態様の場合には記録再生装置に供給されたデジタ
ル・アナログ変換器の出力信号から得た標本化周期の同
期信号に基づいて発生された標本化周期の信号にAD変換
動作が行われるようにし、また、前記した後者の動作態
様の場合には記録再生装置に備えられている基準の周波
数源から得た標本化周期の信号によってAD変換動作が行
われるようにする。

また、DA変換器から出力されたアナログ信号に対し
て、標本化周期に関連する周期と位相を有し、かつ、予
め定められた信号レベルに設定されている付加信号を付
加できるようにしておき、記録再生装置において前記し
た付加信号を用いて、動作態様の変更や標本化周期の同
期信号の検出動作が行われるようにする。

（作用） 例えばDATを用いてアナログ信号の状態でダビングを
行うようにする場合に、再生装置側のDA変換器の出力信
号をアンチエリアシング・フィルタを介することなく記
録装置側のAD変換器に入力信号として供給するようにす
れば、再生，記録の過程に、記録再生信号に信号の劣化
を生じさせるアンチエリアシング・フィルタが介在しな
いことになるために、ダビングによっても信号に劣化を
生じさせることがないが、再生側のDA変換器と記録側の
AD変換器とを同期状態で動作させなければならないか
ら、再生側のDA変換器の出力信号から標本化周期の同期
信号を検出することが必要とされる。

再生側のDA変換器から出力されるアナログ信号は、例
えば第10図に例示されている波形図のように、標本化周
期毎に信号レベルが変化している信号である（実際の信
号波形は第10図に例示されているような奇麗な階段状の
信号波形ではなくグリッヂを伴っている複雑な波形を示
す）。

この第10図に示されている信号波形をみると、DA変換
器から出力されたアナログ信号中には標本化周期の信号
成分が含まれていることが明らかなので、DA変換器から
出力されたアナログ信号中の標本化周期の信号成分を抽
出することは、共振回路や通過帯域幅の狭いバンドパス
・フィルタの使用により簡単に実現できるように思われ
るが、そのような手段を適用してもDA変換器から出力さ
れたアナログ信号から標本化周期の信号成分を抽出する
ことはできなかった。

発明者は前記のように共振回路や通過帯域幅の狭いバ
ンドパス・フィルタを使用してもDA変換器から出力され
たアナログ信号中の標本化周期の信号成分を抽出するこ
とができない原因についてコンピュータを使用したフー
リエ分析等により探究した結果、第10図に示されている
階段波形の信号におけるＡの部分、すなわち、時間軸方
向に対して上り階段部分の信号部分における標本化周期
の信号成分は、第15図の（ａ）に例示されているように
＋90°の位相と第15図の（ｂ）に示すような振幅を有し
ているものであるのに対し、第10図に示されている階段
波形の信号におけるＢの部分、すなわち、時間軸方向に
対して下り階段部分の信号部分における標本化周期の信
号成分は、第15図の（ｃ）に例示されているように＋90
°の位相と第15図の（ｄ）に示すような振幅を有してい
るものである、というように、互に逆位相の信号成分を
有しているためであることを見出した。

すなわち、DA変換器から出力された階段波形状のアナ
ログ信号を、標本化周期の信号成分を共振周波数とする
共振回路に与えたり、あるいは、標本化周期の信号成分
を中心周波数とし通過帯域幅の狭いバンドパス・フィル
タに通しても、階段波形の信号における時間軸方向に対
して上り階段部分の信号部分における標本化周期の信号
成分と、階段波形の信号における時間軸方向に対して下
り階段部分の信号部分における標本化周期の信号成分と
が互に逆位相の信号成分を有しているから、共振回路や
バンドパス・フィルタによって取出される標本化周期の
信号成分は、場合によって正しい位相の標本化周期の信
号となされたり逆位相の標本化周期の信号になされたり
するために、常に正しい位相を有する標本化周期の信号
を得ることができなかったのである。

本発明はDA変換器から出力された標本化周期毎に信号
レベルが変化している信号中に含まれている標本化周期
の信号成分が、DA変換器から出力されたアナログ信号に
おける低域信号成分の勾配の極性と対応して位相が反転
しているという事実を利用して、デジタル・アナログ変
換器から出力されたアナログ信号における高域信号成分
中に含まれている標本化信号成分の極性が、DA変換器か
ら出力されたアナログ信号における低域信号成分の勾配
の極性と対応して適正に切換えられた状態とすることに
より標本化周期の同期信号が得られるようにする。

（実施例） 以下、添付図面を参照して本発明のデジタル記録再生
装置の具体的な内容について詳細に説明する。第１図乃
至第９図は本発明のデジタル記録再生装置において使用
されるデジタル・アナログ変換器の出力信号を、アンチ
・エリアシング・フィルタを介することなく直接にアナ
ログ・デジタル変換器に供給してアナログ・デジタル変
換を行わせる場合に、前記のアナログ・デジタル変換器
におけるアナログ・デジタル変換動作をデジタル・アナ
ログ変換器におけるデジタル・アナログ変換動作と同期
させるための標本化周期の同期信号をデジタル・アナロ
グ変換器の出力信号から検出する装置の概略構成を示す
ブロック図である。

第１図〜第９図において１はアナログ信号の入力端
子、２はハイパス・フィルタ（DA変換器から出力された
アナログ信号中に含まれている標本化周期の信号成分を
通過させうるような通過帯域特性を有するハイパス・フ
ィルタ）、３はローパス・フィルタ（DA変換器から出力
されたアナログ信号の低域信号成分を通過させうるよう
な通過帯域特性を有するローパス・フィルタであり、例
えば標本化周波数の1/2以下の周波数値の遮断周波数を
有するローパス・フィルタ）、４はリミッタ（あるいは
AGC）のような信号振幅を一定化させるような機能を備
えている回路、５は微分回路、６は極性反転回路、７は
正負判定回路（信号極性の判別回路）、８は出力端子、
９〜11,13は乗算器、12は移相器、14はループフィル
タ、15は電圧制御発振器、16はPLLの出力信号端子、17
はコスタス型フェーズロックドループ、18はAD変換器、
19はバッファメモリ、20はメモリ、21はフェーズロック
ドループ、22はデジタルデータの出力端子、23はクロッ
ク信号の出力端子、24はアンチ・エリアシング・フィル
タ、25は標本化信号の抽出回路、26は基準周波数源、2
7,40は切換制御信号の供給端子、28はPLLと切換回路、2
9はバイアス用電源、30は電源、33はデジタル・アナロ
グ変換器、34,38は信号の供給線、36,39は加算器、SW1
〜SW8は切換スイッチである。

まず、第１図の（ａ）〜（ｄ）に示されている回路配
置について順次に説明する。第１図の（ａ）において、
DA変換器から出力された階段波状のアナログ信号は、入
力端子１を介してハイパス・フィルタ２とローパス・フ
ィルタ３とに供給される。

ハイパス・フィルタ２では、DA変換器の出力アナログ
信号中に含まれている標本化周期を有する信号成分を抽
出してリミッタ４で増幅された後に一定の振幅に振幅制
限された状態の信号は切換スイッチSW1の固定接点ｐに
供給されるとともに、信号極性の反転器６に供給され
る。信号極性の反転器６の出力信号は前記した切換スイ
ッチSW1の固定接点ｍに供給される。

一方、ローパス・フィルタ３では、DA変換器の出力ア
ナログ信号の低域信号成分を抽出して出力して、それを
微分回路５に供給する。前記したDA変換器がDATのDA変
換器の場合に、ローパス・フィルタ３から出力される信
号は音響信号である。微分回路５ではそれに供給された
信号の微分信号を発生して正負判定回路７に供給する
が、微分回路５からの出力信号は、微分回路５に供給さ
れた信号が正の勾配を有している場合と負の勾配を有し
ている場合とにおいて逆の極性を示す微分信号となされ
ている。

正負判定回路７では、それに供給された正の微分信号
と負の微分信号とに対応して、極性の異なる切換制御信
号を発生して切換スイッチSW1に供給する。

切換スイッチSW1では前記した正負判定回路７から供
給される切換制御信号が正極性の信号の場合には、可動
接点ｖを固定接点ｐ側に切換え、また、正負判定回路７
から供給される切換制御信号が負極性の信号の場合に
は、可動接点ｖを固定接点ｍ側に切換える。

それにより切換スイッチSW1から出力端子８に送出さ
れる信号は、DA変換器の出力アナログ信号中に含まれて
いる標本化周期を有する信号成分が常に同一の位相を有
する状態の信号となされているから、この信号は標本化
周期の同期信号として使用されうることになる。

前記のようにして出力端子８を介して出力された標本
化周期の同期信号は、出力端子８に後続して設けられて
いるフェーズロックドループに供給され、フェーズロッ
クドループからAD変換器の標本化信号が出力されるよう
になされる。

次に、第１図の（ｂ）に示されている回路配置におい
ては、DA変換器から出力された階段波状のアナログ信号
が入力端子１を介してハイパス・フィルタ２とローパス
・フィルタ３とに供給されていて、ハイパス・フィルタ
２では、DA変換器の出力アナログ信号中に含まれている
標本化周期を有する信号成分を抽出してリミッタ４で増
幅された後に一定の振幅に振幅制限された状態の信号を
出力し、また、ローパス・フィルタ３では、DA変換器の
出力アナログ信号の低域信号成分を抽出して出力して微
分回路５に供給し、微分回路５からは微分回路５に供給
された信号が正の勾配を有している場合と負の勾配を有
している場合とにおいて逆の極性を示す微分信号を出力
している点は第１図の（ａ）に示されている回路配置の
場合と同じであるが、前記したリミッタ４からの出力信
号と微分回路５からの出力信号とが乗算器９で乗算され
て、乗算器９の出力信号が出力端子８に送出されるよう
になされている点が第１図の（ａ）に示されている回路
配置の場合と異なっている。

前記した第１図の（ａ）に示されている回路配置にお
いては、微分回路５から出力された微分信号に基づいて
正負判定回路７で発生させた切換制御信号によって切換
動作を行う切換スイッチSW1が、DA変換器の出力アナロ
グ信号の低域信号成分が正の勾配を有している場合に
は、DA変換器の出力アナログ信号中から抽出された標本
化周期の信号成分によるリミッタ出力をそのまま出力端
子８に出力させ、また、DA変換器の出力アナログ信号の
低域信号成分が負の勾配を有している場合には、DA変換
器の出力アナログ信号中から抽出された標本化周期の信
号成分によるリミッタ出力を極性反転させた信号を出力
端子８に出力させるような回路動作、すなわち、一方の
信号の極性の違いによって他方の信号の極性を切換える
という回路動作を行っているが、このような回路動作は
２つの信号を乗算することに外ならないから、第１図の
（ａ）の回路配置における正負判定回路７と切換スイッ
チSW1と信号極性反転回路６とからなる回路部分は、第
１図の（ｂ）に示されている乗算器９と置換えることが
できるのであり、この第１図の（ｂ）に示されている回
路配置における出力端子８に送出される信号も、前記し
た第１図の（ａ）に示されている回路配置における出力
端子８に送出される信号と同じくDA変換器の出力アナロ
グ信号中に含まれている標本化周期を有する信号成分が
常に同一の位相を有する状態の信号となされており、そ
れが標本化周期の同期信号として使用できるのであり、
第１図の（ｂ）に示されている回路配置における出力端
子８を介して出力された標本化周期の同期信号も、出力
端子８に後続して設けられているフェーズロックドルー
プに供給され、フェーズロックドループからAD変換器の
標本化信号が出力されるようになされる。

次に、第１図の（ｃ）及び第１図の（ｄ）に示されて
いる回路配置について説明する。第１図の（ｃ）及び第
１図の（ｄ）に示されている回路配置は第１図の（ｂ）
に示されている回路配置を簡略化した構成態様のもので
ある。

まず、第１図の（ｃ）に示されている回路配置は、微
分回路はそれ自身が高域通過特性を有するものであるか
ら、微分回路５をハイパス・フィルタとしても使用する
ように変形した構成形態の回路配置であり、また、第１
図の（ｄ）に示されている回路配置は、第１図の（ｃ）
に示されている回路配置中のローパス・フィルタ３を、
抵抗ＲとコンデンサＣとによる簡単な構成形態としたも
のである。

再生側のDA変換器と記録側のAD変換器との間で標本化
のタイミングがずれた場合に再生される音響信号生じる
影響は、音響信号の高域信号になる程大となり聴感上に
悪影響を与えるのであるが、前述のように音響信号の微
分信号により信号の正の勾配とと負の勾配とが検出され
るようにされている場合には、微分特性により高域信号
になる程高レベルで動作し、標本化周期の信号の位相の
ずれが少なくなるので聴感上で有害な雑音を生じないよ
うにできる利点がある。

さて、第１図の（ａ）〜（ｄ）を参照してこれまでに
説明して来た回路配置において出力端子８に送出される
標本化周期の信号は、標本化周期の同期信号としては使
用できるが、それを直接にAD変換器の標本化信号として
使用できないものであるから、前述のように出力端子８
に後続して設けられているフェーズロックドループ（以
下、PLLと記載されることもある）に供給して、PLLから
AD変換器の標本化信号が出力されるようにしているが、
第１図に示されている回路配置における標本化周期の同
期信号の発生機能とPLLの機能とを兼ね備えた簡単な構
成形態の回路配置が得られるならば本発明を実施する上
で非常に有益なことは明らかである。

ここで、DA変換器から出力された階段波状のアナログ
信号における低域信号成分の勾配と、DA変換器から出力
された階段波状のアナログ信号中に含まれている標本化
周期の信号成分との関係を、さらに詳細に検討してみる
と、今、低い周波数成分のアナログ信号（アナログ信号
が音響信号の場合を例にして説明する）をAD変換してデ
ジタル信号とした後にDA変換して得られた階段波状のア
ナログ信号が第11図の（ａ）で示されるものとし、ま
た、高い周波数成分の音響信号をAD変換してデジタル信
号とした後にDA変換して得られる階段波状のアナログ信
号が第11図の（ｂ）で示されるものとして、前記の両図
に示されている信号波形は、第11図の（ａ）に示されて
いる信号波形の階段は緩やかであり、第11図の（ｂ）に
示されている信号波形の階段は急峻であることが判か
る。

前記のように信号波形における階段が緩やかであると
いうことは、階段波形の信号の高域成分中に含まれてい
る標本化周期の信号成分が少ないということを意味し、
また逆に、信号波形における階段が急峻であるというこ
とは、階段波形の信号の高域成分中に含まれている標本
化周期の信号成分が多いということを意味している。

それで、DA変換器から出力された階段波状のアナログ
信号中には、音響信号の勾配に比例した標本化周期の信
号成分、すなわち、音響信号の勾配と対応した同相から
逆相までの標本化周期の信号成分を含んでいると考える
ことができる。

ところで、「音響信号の勾配」は「音響信号を微分し
たもの」であり、また「音響信号の勾配に比例した標本
化周期の信号成分が存在する」ということは「振幅変調
波成分が存在する」ということを意味し、さらに「同相
から逆相までの標本化周期の信号成分」は「標本化周期
の信号成分が平衡変調されている」ことを示している。

すなわち、DA変換器から出力された階段波状のアナロ
グ信号中には、「音響信号と、標本化周期の信号成分が
音響信号の微分値で平衡変調（搬送波抑圧変調）された
状態の信号とが加算された状態の信号が存在する」と考
えることができる。

このように考えて来ると「DA変換器から出力された階
段波状のアナログ信号中の標本化周期の信号成分をPLL
によって正しく取出すための技術」には、「搬送波抑圧
変調波から搬送波を取出す技術」と等価な部分のあるこ
とが判かる。

ところで、通常形式のPLLでは搬送波抑圧変調波から
搬送波を取出すことはできないが、周知のコスタス型の
PLLを用いれば搬送波抑圧変調波から搬送波を取出すこ
とができるから、前述のような信号成分を有するDA変換
器から出力された階段波状のアナログ信号を微分してか
らコスタス型PLLに供給すれば、搬送波と対応する標本
化周期の信号成分を正しく取出すことができることにな
る。

第２図はDA変換器から出力されたアナログ信号を入力
端子１から微分回路５を介してコスタス型PLL17に供給
して出力端子16から標本化周期の信号成分を出力させる
ように構成した実施例のブロック図である。前記した微
分回路５としては厳密な微分動作を行うものでなくても
よい。

まず、第２図の（ａ）においてコスタス型PLL17のル
ープ内の電圧制御発振器15は、標本化周期の信号と同位
相の信号を発生して、それを乗算器11に供給するととも
に、90°移相器12を介して乗算器10に供給している。

乗算器10では入力端子１に供給された信号、すなわ
ち、DA変換器から出力されたアナログ信号を微分回路５
によって微分した信号を、リミッタ（またはAGC）によ
って振幅が一定化された状態の信号と、前記した90°移
相器12から供給されている信号（図中にはcos波である
として示されている）との乗算結果として、ａ点に電圧
制御発振器15の出力信号と標本化周期の信号成分との位
相誤差信号を出力し、その信号は乗算器13に供給され
る。

また、乗算器11では入力端子１に供給された信号、す
なわち、DA変換器から出力されたアナログ信号を微分回
路５によって微分した信号と、前記した電圧制御発振器
15から供給されている信号（図中にはsin波であるとし
て示されている）との乗算結果として、ｂ点に微分回路
５からの出力信号を電圧制御発振器15から供給されてい
る信号によって同期検波した状態の信号、すなわち、音
響信号を微分した状態の信号を出力し、その信号は乗算
器13に供給される。

それで、乗算器13では前記したｂ点に現われた音響信
号を微分した信号と、前記したａ点に現われた電圧制御
発振器15の出力信号と標本化周期の信号成分との位相誤
差信号との乗算結果の信号を出力するが、この乗算器13
における乗算動作は、第１図の（ａ）の回路配置と等価
な第１図の（ｂ）における乗算器９における乗算動作と
同様なものである。

すなわち、乗算器13における乗算結果は、音響信号の
微分信号の極性に従って、標本化周期の信号成分の極性
を切換えるという第１図の（ａ）の回路配置における動
作に対応している。第１図の（ａ）においては標本化周
期の位相を連続的なものにしているのに対し、第２図の
（ａ）においては電圧制御発振器に与える制御電圧（略
々直流）の極性を連続的なものにしている。

ところで、前記のようにDA変換器から出力された階段
波状のアナログ信号をコスタス型PLLに供給して、コス
タス型PLLから標本化周期の安定な信号が出力されるた
めには、コスタス型PLLにおける乗算器10に対して供給
されるDA変換器から出力された階段波状のアナログ信号
中に、コスタス型PLLの動作に必要な標本化周期の信号
成分が存在していなければならないから、乗算器10に供
給されるべき前記の信号を、リミッタ（あるいはAGC）
４のような信号振幅の一定化手段を介して与えるように
することは望ましい実施の態様である。また、前記した
リミッタ（あるいはAGC）４のような信号振幅の一定化
手段の前段に、音響信号が遮断できるハイパス・フィル
タを設けて、DA変換器から出力された階段波状のアナロ
グ信号中にの高域信号成分だけがリミッタ（あるいはAG
C）４のような信号振幅の一定化手段を介して乗算器13
に供給されるようになされることも望ましい実施例であ
る。

前記した説明では、乗算器10に対する入力信号に対し
てリミッタ（あるいはAGC）４のような信号振幅の一定
化手段を適用する、としたが、前記した２つの乗算器1
0,11には、互に位相が90°異なる信号（sin波とcos波）
が供給されているものであるから、前記したリミッタ
（あるいはAGC）４のような信号振幅の一定化手段が乗
算器11の入力信号に適用されてもよく、この場合には電
圧制御発振器15の発振波の位相が90°ずれることになる
が、微分回路５によって標本化周期の信号成分の位相ま
でも90°進むようになされている場合には、この方が好
ましいことになる。

ところで、コスタス型PLLが搬送波抑圧変調波に対し
て用いられる場合には、それに供給される信号には復調
信号成分が無く、コスタス型PLLにおいて復調成分を得
るためのクロックを発生させるような動作を行っている
が、本発明の場合にコスタス型PLLに供給される信号中
には復調信号成分に対応する信号が、音響信号の勾配と
して含まれているから、本発明においてDA変換器から出
力された階段波状のアナログ信号をコスタス型PLLに供
給して、標本化周期の信号が出力できるようなコスタス
型PLLの構成としては、第２図の（ｂ）に示されている
ような簡略化された構成形態のもの、すなわち、入力端
子１に供給されたDA変換器から出力された階段波状のア
ナログ信号を微分回路５によって微分した信号をローパ
ス・フィルタ３に通過させた信号をｂ点を介して乗算器
13に供給するようにした構成形態のものとして実現でき
る。

この第２図の（ｂ）に示されている回路配置は、既述
した第２図の（ａ）に示されている回路配置における乗
算器11の代わりにローパス・フィルタ３を用いた構成形
態のものであり、この第２図の（ｂ）に示されている回
路配置における乗算器13から出力される信号は、既述し
た第２図の（ａ）に示されている回路配置における乗算
器13から出力される信号と同じになる。なお、第２図の
（ｂ）に示されている回路配置は、移相器12を除去した
状態で実施されてもよく、その場合に電圧制御発振器15
の発振波に生じる90°の位相のずれは適当に補正すれば
よい。

なお、本発明において標本化周期の信号を取出すため
のコスタス型PLLの構成としては、種々変形した構成形
態のものが使用されうることは勿論である。

また、微分回路５はアナログ信号の勾配の情報を得る
ための系には必要なものであるが、標本化周期の信号の
系の方には必要がないものである。これまでの記述にお
いては、前記した両信号の系に対して微分回路５が共通
に置かれているものとして示されているが、実施に当っ
てはそのような構成にする必要はない。ただ、微分回路
には周知のように高域強調の作用があるために、標本化
周期の信号成分を強調するのにも利用できるために、こ
れまでの実施例においては便宜的に前記した両信号の系
に共通に置かれているような構成のものとして示してい
る。

第３図は入力端子１に供給されたDA変換器から出力さ
れた階段波状のアナログ信号から標本化周期の安定な信
号を出力端子23から出力するとともに、出力端子22から
デジタルデータを出力させるようにした回路配置の一例
構成を示すブロック図である。

第３図において入力端子１に供給されたDA変換器から
出力された階段波状のアナログ信号は、AD変換器18とコ
スタス型PLL17とに供給されているが、前記のコスタス
型PLL17としては第２図（ａ），（ｂ）に例示されてい
るような構成形態のものが使用できる。

AD変換器18では、それに入力端子１から供給されたDA
変換器から出力された階段波状のアナログ信号を、コス
タス型PLL17から供給された標本化周期の信号（標本化
信号）を用いて標本化量子化することによりデジタル信
号を発生して、バッファメモリ19に供給する。

バッファメモリ19にデジタルデータを書込む際に使用
される書込みパルスも、前記したコスタス型PLL17から
供給された標本化周期の信号（標本化信号）が用いられ
る。

前記したコスタス型PLL17から出力された標本化周期
の信号（標本化信号）は、通常の構成形態のPLLに供給
されており、この通常の構成形態のPLLから出力された
標本化周期の信号は、前記したバッファメモリ19からの
デジタルデータの読出しパルスとして用いられるととも
に、エラー訂正用の通常メモリ20と、クロックの出力端
子23にも供給されている。

バッファメモリ19からデジタルデータが供給されたエ
ラー訂正用の通常メモリ20は、それに記憶されたデジタ
ルデータをエラー訂正回路によってエラー訂正した後に
再度記憶し、それが読出されて出力端子22にデジタルデ
ータを出力する。

前記した第３図においてコスタス型PLL17は、それを
応答の速いものとして構成し、また通常構成のPLLとし
ては応答の遅いものを使用すると、AD変換器18では入力
端子１からのDA変換器の出力信号、すなわち階段波状の
アナログ信号に急速にロックインすることができるとと
もに、出力端子23から出力されるクロックによって回転
ヘッド等の回転系を良好に制御させるようにすることが
できる。

前記したコスタス型PLL17、及び通常構成のPLLとして
は、それぞれ水晶発振子あるいはリチュームタンタレー
ト発振子等の発振周波数の安定度の高い素子を用いて構
成した電圧制御発振器を使用してもよい。また、標本化
信号の周波数を直接に発振させず、標本化信号の周波数
よりも高い周波数のクロック信号を発振させた後に、そ
れを分周させて標本化信号が得られるようにしてもよ
い。

本発明をDATで代用されるデジタル・オーディオ記
録，再生装置に実施する場合には、通常のアナログ信号
の記録モード、すなわち、記録の対象にされているアナ
ログ信号をデジタル・オーディオ記録，再生装置におけ
るアンチ・エリアシング・フィルタを通した後にAD変換
を行ってデジタル記録するようにされているアナログ信
号の記録モードとは異なる特殊なアナログ信号の記録モ
ード、すなわち、再生側のデジタル・オーディオ記録，
再生装置におけるDA変換器から出力された階段波状のア
ナログ信号を、その信号形状を変化させることなく記録
側のデジタル・オーディオ記録，再生装置におけるAD変
換器に供給し、AD変換してデジタル記録を行うようにな
されている特殊なアナログ信号の記録モードでの記録が
行われることになるから、記録側のデジタル・オーディ
オ記録，再生装置としては、前記した２つの記録モード
における何れの記録モードでのアナログ信号の記録も行
いうるような構成にされることが望ましく、また、再生
側のデジタル・オーディオ記録，再生装置としても、DA
変換器から出力されたアナログ信号をアンチ・エリアシ
ング・フィルタを通した状態の通常のアナログ信号の出
力信号と、DA変換器から出力されたアナログ信号をアン
チ・エリアシング・フィルタを通さない状態の特殊なア
ナログ信号の出力信号との２種類のアナログ信号出力が
得られるようになされていることが望ましい。

本発明を適用したデジタル・オーディオ記録，再生装
置において、それが記録側のデジタル・オーディオ記
録，再生装置である場合には、それの記録モードが通常
のアナログ信号の記録モードのときと、特殊なアナログ
信号の記録モードのときとでは、AD変換器に対して供給
されるべき標本化信号の発生源を異にすることになる。

すなわち、記録側のデジタル・オーディオ記録，再生
装置において、それの記録モードが通常のアナログ信号
の記録モードでアナログ信号のデジタル記録が行われる
場合には、記録側のデジタル・オーディオ記録，再生装
置に設けられている標本化信号の発生源で発生された標
本化信号がAD変換器に供給されるようになされ、また、
記録側のデジタル・オーディオ記録，再生装置の記録モ
ードが特殊なアナログ信号の記録モードでアナログ信号
のデジタル記録が行われる場合には、再生側のデジタル
・オーディオ記録，再生装置におけるDA変換器から出力
された階段状のアナログ信号に基づいて、第１図乃至第
２図示の回路配置について既述したようにして発生され
た標本化周期を有する同期信号で同期状態となされてい
る標本化信号がAD変換器に供給するようになされなけれ
ばならない。

第４図は通常のアナログ信号の記録モードでアナログ
信号のデジタル記録を行う場合と、特殊なアナログ信号
の記録モードでアナログ信号のデジタル記録を行う場合
とにおいて、AD変換器18に供給される標本化信号が切換
えられるように構成した記録側のデジタル・オーディオ
記録，再生装置の一部の構成を示すブロック図であっ
て、この第４図において１はデジタル記録の対象にされ
ているアナログ信号の入力端子であり、入力端子１に供
給されたアナログ信号は切換スイッチSW2の固定接点ａ
と、アンチ・エリアシング・フィルタ24と、標本化周期
の信号の抽出回路（サンプリング信号抽出回路）25とに
与えられている。

前記した標本化周期の信号の抽出回路25としては、第
１図乃至第２図に示されているような回路配置のものが
使用されてよい。

前記したアンチ・エリアシング・フィルタ24の出力信
号は、前記した切換スイッチSW2の固定接点ｂに供給さ
れており、また、前記した標本化周期の信号の抽出回路
25の出力信号は、切換スイッチSW3の固定接点ａに供給
されており、さらに切換スイッチSW3の固定接点ｂには
標本化信号も発生できるような基準信号の発生源26で発
生された標本化信号が供給されている。

前記した切換スイッチSW2,SW3は記録側のデジタル・
オーディオ記録，再生装置が通常のアナログ信号の記録
モードにより記録動作を行うようになされた場合には、
端子27に対して図示されていない制御回路から供給され
る切換制御信号によって、可動接点ｖが固定接点ｂ側に
切換えられ、また、記録モードが特殊なアナログ信号の
記録モードとなされた場合には可動接点ｖが固定接点ａ
側に切換えられる。

前記した切換スイッチSW2の可動接点ｖはAD変換器18
の入力側に接続されており、また、前記した切換スイッ
チSW3の可動接点ｖは通常形式のPLLの入力側に接続され
ており、前記の通常形式のPLLから出力される標本化信
号はAD変換器18に供給されている。

それで、第４図に示す記録側のデジタル・オーディオ
記録，再生装置が、通常のアナログ信号の記録モード記
録動作を行うようになされた場合には、前記した各切換
スイッチSW2,SW3の可動接点ｖは固定接点ｂ側に切換え
られた状態になされているから、入力端子１に供給され
た記録対象のアナログ信号は、アンチ・エリアシング・
フィルタ24→切換スイッチSW2の固定接点ｂ→同可動接
点ｖ→AD変換器18の経路でAD変換器18に供給され、ま
た、この動作モード時においては基準信号の発生源26で
発生された標本化信号が、基準信号の発生源26→切換ス
イッチSW2の固定接点ｂ→同可動接点ｖ→通常形式のPLL
21→AD変換器18の経路でAD変換器18に供給される。

それにより、AD変換器18では通常のアナログ信号を標
本化量子化したデジタル信号を発生し、それを出力端子
22に送出する。

次に、前記した第４図に示す記録側のデジタル・オー
ディオ記録，再生装置が、特殊なアナログ信号の記録モ
ード記録動作を行うようになされた場合に、入力端子１
に供給される記録対象のアナログ信号は、DA変換器から
出力された階段波形のアナログ信号であり、前記した各
切換スイッチSW2,SW3の可動接点ｖは固定接点ａ側に切
換えられた状態になされているから、前記したDA変換器
から出力された階段波形のアナログ信号は切換スイッチ
SW2の固定接点ａ→同可動接点ｖ→AD変換器18の経路でA
D変換器18に供給され、また、この動作モード時には標
本化周期の信号の抽出回路25で発生された標本化周期の
信号が標本化周期の信号の抽出回路25→切換スイッチSW
2の固定接点ａ→同可動接点ｖ→通常形式のPLL21→AD変
換器18の経路でAD変換器18に供給される。

それにより、AD変換器18ではDA変換器から出力された
階段波形のアナログ信号から抽出された標本化周期の同
期信号、すなわち、再生側のデジタル・オーディオ記
録，再生装置におけるDA変換器で使用された標本化信号
と同期している標本化信号によって、特殊なアナログ信
号を標本化量子化してデジタル信号を発生し、それを出
力端子22に送出する。

第４図に示した実施例は標本化周期の信号の抽出回路
25と、通常形式のPLL21とを別構成のものとして備えて
いるものであるが、前記した標本化周期の信号の抽出回
路25として、例えば第２図について説明したようなコス
タス型PLLまたは変形コスタス型PLLを使用して構成され
ているものが使用される場合には、前記した標本化周期
の信号の抽出回路25として使用されるコスタス型PLLま
たは変形コスタス型PLLと、通常形式のPLL21とにおける
共通な構成部分を共用するような第５図に示すような構
成態様のものとすることができる。

第５図における微分回路５と切換スイッチSW3とブロ
ック28とによって示されている構成部分は、第４図中の
標本化周期の信号の抽出回路25と、切換スイッチSW3
と、通常形式のPLLとによって構成されている構成部分
と対応しており、第５図示の回路配置の動作は第４図に
示されている回路配置の動作と同じである。

第６図は第５図中における前記した微分回路５と切換
スイッチSW3とブロック28とによって示されている構成
部分の具体的な構成例を示すブロック図であって、この
第６図に示されている回路配置は第２図の（ｂ）に示さ
れている回路配置におけるリミッタ４にハイパス・フィ
ルタ２を前置させた構成態様のものを基本として構成さ
れたものである。

第６図示の回路配置は一例構成を示したものであり、
実施に当っては他に種々変形した構成態様のものとなさ
れてもよいことは勿論である。

第６図示の回路配置において、入力端子１に供給され
たDA変換器から出力された階段波状のアナログ信号は、
微分回路５を介して切換スイッチSW3の固定接点ａに与
えられており、また、切換スイッチSW3の固定接点ｂに
は標本化信号も発生できるような基準信号の発生源26で
発生された標本化信号が供給されている。

切換スイッチSW3の可動接点ｖは、変形コスタスPLLに
おけるハイパス・フィルタ２とローパス・フィルタ３と
に接続されている。前記したローパス・フィルタ３の出
力信号は切換スイッチSW4の固定接点ａに接続されてお
り、また切換スイッチSW4の固定接点ｂには接地との間
に電源30が接続されている。切換スイッチSW4の可動接
点ｖは乗算器13に接続されている。

前記した切換スイッチSW3,SW4は記録側のデジタル・
オーディオ記録，再生装置が通常のアナログ信号の記録
モードにより記録動作を行うようになされた場合には、
端子27に対して図示されていない制御回路から供給され
る切換制御信号によって、可動接点ｖが固定接点ｂ側に
切換えられ、また、記録モードが特殊なアナログ信号の
記録モードとなされた場合には可動接点ｖが固定接点ａ
側に切換えられる。

通常のアナログ信号の記録モード記録動作を行うよう
になされた場合における第６図に示す回路配置は、前記
した各切換スイッチSW3,SW4の可動接点ｖが固定接点ｂ
側に切換えられた状態になされているから、基準信号の
発生源26で発生された標本化信号が、基準信号の発生源
26→切換スイッチSW2の固定接点ｂ→同可動接点ｖ→ハ
イパス・フィルタ２→リミッタ４の回路を経て乗算器10
に供給される。この状態において乗算器13には切換スイ
ッチSW4の固定接点ｂと可動接点ｖとを介して電源30か
ら直流電位が与えられている。

そして、乗算器10→乗算器13→ループフィルタ14→電
圧制御発振器15→移相器12→乗算器10の回路は通常形式
のPLLを構成しているから、出力端子23には基準信号の
発生源26で発生された標本化信号が出力されることにな
る。

次に、特殊なアナログ信号の記録モード記録動作を行
うようになされた場合における第６図に示す回路配置
は、前記した各切換スイッチSW3,SW4の可動接点ｖが固
定接点ａ側に切換えられた状態になされているから、入
力端子１に供給されたDA変換器から出力された階段波形
のアナログ信号が微分回路５によって微分された後に、
切換スイッチSW3の固定接点ａと可動接点とを介して変
形コスタスPLLにおけるハイパス・フィルタ２とローパ
ス・フィルタ３とに供給される。

それにより前記した変形コスタス回路では、それに供
給された標本化周期の信号成分の周波数及び位相を有す
る標本化周期信号を発生して出力端子23に送出する。

第４図乃至第６図示の回路配置では通常のアナログ信
号の記録モード時と、特殊なアナログ信号の記録モード
時とに応じて、切換スイッチSW2〜SW4の内の所定のもの
が切換えられるようになされていたが、第７図は前記の
動作モードの変更に伴う回路の切換え動作が自動的に行
われるように構成された場合の構成例を示すブロック図
である。

第７図に示す回路配置は第５図に示されている回路配
置に標本化周期の信号成分の検出回路（サンプリング信
号成分検出回路）31を付加したものである。標本化周期
の信号成分の検出回路31は、入力端子１に供給されたア
ナログ信号中からに標本化周期の信号成分を検出し、そ
れを切換スイッチSW2〜SW4に切換制御信号として供給す
る。

それで、前記した標本化周期の信号成分の検出回路31
から出力された切換制御信号によって、通常のアナログ
信号の記録モード時には、切換スイッチSW2〜SW4の可動
接点ｖが固定接点ｂ側に自動的に切換えられ、また、特
殊なアナログ信号の記録モード時には切換スイッチSW2
〜SW4の可動接点ｖが固定接点ａ側に自動的に切換えら
れるので、第７図示の回路配置では通常のアナログ信号
の記録モード時と、特殊なアナログ信号の記録モード時
とに応じて、動作モードの変更に伴う回路の切換え動作
が自動的に行われる。

これまでの説明は、再生側のデジタル・オーディオ記
録，再生装置におけるDA変換器から出力された階段波状
のアナログ信号を、その信号形状を変化させることなく
記録側のデジタル・オーディオ記録，再生装置における
AD変換器に供給してデジタル記録を行うようにする場合
に、再生側のデジタル・オーディオ記録，再生装置にお
けるDA変換器から出力された階段波状のアナログ信号か
ら抽出した標本化周期の同期信号を用いて、記録側のデ
ジタル・オーディオ記録，再生装置におけるAD変換動作
を行わせるようにするものであったが、記録側のデジタ
ル・オーディオ記録，再生装置におけるAD変換動作がよ
り一層確実に行われるようにするために、再生側のデジ
タル・オーディオ記録，再生装置におけるDA変換器から
出力された階段波状のアナログ信号に、標本化周期の信
号に関連する信号を付加した状態の信号を記録側のデジ
タル・オーディオ記録，再生装置に供給するようにして
本発明を実施することもできる。

まず、再生側のデジタル・オーディオ記録，再生装置
におけるDA変換器から出力された階段波状のアナログ信
号に、前記のように標本化周期の信号に関連する信号を
付加した状態の信号を記録側のデジタル・オーディオ記
録，再生装置に供給した場合でも、記録側のデジタル・
オーディオ記録，再生装置で、それに供給された記録の
対象にされているアナログ信号を、もとの標本化信号と
同一の標本化周期の標本化信号で標本化した後に量子化
してデジタル信号に変換する動作を行っているから、前
記した付加信号の存在によってビートが生じたとしても
零ビートが生じるだけであり、記録再生信号には何の悪
影響をも与えない。

すなわち、記録側のデジタル・オーディオ記録，再生
装置におけるAD変換動作時におけるサンプリング幅が例
えば全幅（標本化周期の360°）であれば、積分値は零
となるから問題は全く生じないが、AD変換動作時におけ
るサンプリング幅は全幅の1/2〜1/4となされているが一
般的であって、この場合にAD変換動作時におけるサンプ
リング位置が正常な位置からずれていると直流電圧が生
じる。しかしアナログ信号が音響信号の場合には直流成
分は何の害も生じさせず、また、前記した直流成分は例
えばコンデンサ、その他の交流結合手段を用いればて容
易に除去できる。なお、記録の対象にされているアナロ
グ信号が映像信号の場合には直流分が必要であるが、直
流分再挿入回路によって背景の明るさを再現させること
は容易である。

前記のように標本化周期の信号に関連する信号を付加
した状態の信号を記録側のデジタル・オーディオ記録，
再生装置に供給する場合に重要な点は、記録の対象にさ
れるアナログ信号が零の状態のときに、前記した付加信
号の位相が標本化信号の位相と同相となるように付加信
号の位相を定めておくか、あるいは標本化信号の位相と
逆相となるように付加信号の位相を位相を定めておく
か、ということである。

前記のように付加信号の位相が予め定められていれ
ば、第１図の（ａ）に示されている回路配置の場合に
は、記録の対象にされるアナログ信号が零の状態のとき
における切換スイッチSW1の可動接点ｖの切換え態様を
前記した付加信号の位相に従って決定すればよく、ま
た、第１図の（ｂ）に示されている回路配置｛第１図の
（ｃ），（ｄ）の回路配置でも同じ｝の場合には、記録
の対象にされるアナログ信号が零の状態のときに、乗算
器９に対してバイアス電源29｛第１図の（ｃ），（ｄ）
の回路配置中には図示が省略されている｝から前記した
付加信号の位相に従った所定の極性と大きさの直流電圧
が供給されるようにすればよい。

前記した付加信号は標本化周期に関連する周期の信号
であればよく、それが標本化周期の整数倍｛（1,2,3
…）倍｝の周期の信号であっても、標本化周期の整数分
の一の周期の信号であってもよい。

付加信号として例えば標本化周期の２倍の周期の信号
を用いた場合には、標本化周期の２倍の周期のビートを
生じるが、この場合のビートの周波数はナイキストの限
界周波数であるために、最終的にはデコーダの出力フィ
ルタによって除去されるから問題はない。

第８図及び第９図は再生側のデジタル・オーディオ記
録，再生装置において、DA変換器から出力された階段波
状のアナログ信号に、標本化周期の信号に関連する周期
を有する付加信号を付加する際の回路構成を例示したも
のであり、33はDA変換器、34,38は標本化周期と関連す
る周期を有する付加信号の供給線、SW6〜SW8は切換スイ
ッチ、35,40は切換制御信号の供給端子、36,39は加算
器、37はDA変換器から出力された階段波状のアナログ信
号に付加信号が加算された状態の信号の出力端子であ
る。

まず、第８図示の回路配置において、DA変換器33から
出力された階段波状のアナログ信号は、切換スイッチSW
6の固定接点ａとアンチ・エリアシング・フィルタ24と
に供給されている。

前記した切換スイッチSW6の固定接点ｂにはアンチ・
エリアシング・フィルタ24からの出力信号が供給されて
いる。また切換スイッチSW7の固定接点ｂは無接続とな
され、固定接点ａには標本化周期と関連する周期を有す
る付加信号が供給線34を介して供給されている。

前記した２つの切換スイッチSW6,SW7は、切換制御信
号の供給端子35に供給された切換制御信号によって連動
した切換動作を行うようになされていて、前記した切換
スイッチSW6,SW7は記録側のデジタル・オーディオ記
録，再生装置が通常のアナログ信号の記録モードにより
記録動作を行う場合には、端子35に対して図示されてい
ない制御回路から供給される切換制御信号により可動接
点ｖが固定接点ｂ側に切換えられ、また、記録側のデジ
タル・オーディオ記録，再生装置が特殊なアナログ信号
の記録モードにより記録動作を行う場合には、端子35に
対して図示されていない制御回路から供給される切換制
御信号によって可動接点ｖが固定接点ａ側に切換えられ
る。

前記した各切換スイッチSW6,SW7の可動接点Ｖが固定
接点ａ側に切換えられた状態になされた場合には、DA変
換器33から出力された階段波状のアナログ信号が切換ス
イッチSW6の固定接点ａ→同可動接点ｖの経路で加算器3
6に供給され、また、標本化周期と関連する周期を有す
る付加信号が、供給線34→SW7の固定接点ａ→同可動接
点ｖの経路で加算器36に供給されて、加算器36から出力
端子37にはDA変換器33から出力された階段波状のアナロ
グ信号に標本化周期と関連する周期を有する付加信号が
付加された状態の信号が送出される。

また、前記した各切換スイッチSW6,SW7の可動接点ｖ
が固定接点ｂ側に切換えられた状態になされた場合に
は、DA変換器33から出力された階段波状のアナログ信号
が、アンチ・エリアシング・フィルタ24→切換スイッチ
SW6の固定接点ｂ→同可動接点ｖの経路で加算器36に供
給される。この状態において切換スイッチSW7の可動接
点ｖは固定接点ｂ側に切換えられているが、切換スイッ
チSW7の固定接点ｂは無接続の状態になされているか
ら、加算器36から出力端子37にはDA変換器33から出力さ
れた階段波状のアナログ信号が、アンチ・エリアシング
・フィルタ24によって波形が滑らかになされた状態のア
ナログ信号が供給される。

また、第９図示の回路配置において、DA変換器33から
出力された階段波状のアナログ信号は、加算器39とアン
チ・エリアシング・フィルタ24とに供給されている。ア
ンチ・エリアシング・フィルタ24の出力信号は切換スイ
ッチSW8の固定接点ｂに供給されている。

前記した加算器39には標本化周期と関連する周期を有
する付加信号が供給線38を介して供給されており、加算
器39ではDA変換器33から出力された階段波状のアナログ
信号と、付加信号とが加算された状態の信号を出力し
て、それを切換スイッチSW8の固定接点ａに供給する。

切換スイッチSW8は記録側のデジタル・オーディオ記
録，再生装置が通常のアナログ信号の記録モードにより
記録動作を行う場合には、端子40に対して図示されてい
ない制御回路から供給される切換制御信号により可動接
点ｖが固定接点ｂ側に切換えられ、また、記録側のデジ
タル・オーディオ記録，再生装置が特殊なアナログ信号
の記録モードにより記録動作を行う場合には、端子40に
対して図示されていない制御回路から供給される切換制
御信号によって可動接点ｖが固定接点ａ側に切換えられ
る。

前記した切換スイッチSW8の可動接点ｖが固定接点ａ
側に切換えられた状態になされた場合には、加算器36か
ら出力されたDA変換器33から出力された階段波状のアナ
ログ信号に標本化周期と関連する周期を有する付加信号
が付加された状態の信号が出力端子37に送出される。

また、前記した切換スイッチSW8の可動接点ｖが固定
接点ｂ側に切換えられた状態になされた場合には、DA変
換器33から出力された階段波状のアナログ信号が、アン
チ・エリアシング・フィルタ24→切換スイッチSW8の固
定接点ｂ→同可動接点ｖの経路で出力端子37に送出され
る。

前記のように再生側のデジタル・オーディオ記録，再
生装置におけるDA変換器から出力された階段波状のアナ
ログ信号に、標本化周期の信号に関連する信号を付加し
た状態の信号を記録側のデジタル・オーディオ記録，再
生装置に供給した場合には、記録側のデジタル・オーデ
ィオ記録，再生装置において、それに供給されているア
ナログ信号が、通常のアナログ信号か、DA変換器から出
力された階段波状のアナログ信号かを区別することが容
易になり、回路の自動切換え動作を円滑に行うことが可
能になる。

前記した付加信号は単一の信号が用いられる必要はな
く、標本化周期に関連する周期を有する複数の信号が付
加信号として用いられるようにしてもよい。また、前記
した付加信号は、常に一定の大きさにしても、あるいは
記録の対象にされているアナログ信号の有無によって大
きさが変化されるようになされてもよい。

前記のようにDA変換器から出力された階段波状のアナ
ログ信号に標本化周期と関連する周期を有する付加信号
が付加された状態の信号が記録側のデジタル・オーディ
オ記録，再生装置に供給されるようになされた場合に
は、第１図及び第２図を参照して既述した回路配置にお
ける標本化周期の信号の検出動作が一層確実になされる
ことはいうまでもない。

なお、前記のようにDA変換器から出力された階段波状
のアナログ信号に標本化周期と関連する周期を有する付
加信号が付加された状態の信号を記録側のデジタル・オ
ーディオ記録，再生装置に供給している場合には、第１
図及び第２図を参照して既述した回路配置などを用いる
ことなく、単に、前記した付加信号をフィルタによって
抽出すればよいのではないかとも考えられるが、しか
し、DA変換器から出力された階段波状のアナログ信号中
に含まれている標本化周期の信号成分は、既述のように
記録再生の対象にされている本来のアナログ信号の勾配
に比例して、それの位相が標本化周期信号と同相の状態
となっていたり、逆相の状態になっていたりするので、
前記した付加信号を用いたとしても、その付加信号がDA
変換器から出力された階段波状のアナログ信号中に含ま
れている標本化周期の信号成分と打消し合ったり、ある
いは打消した上に本来の位相に対して逆相の信号に変化
させてしまうことも起こり得る。

それで、DA変換器から出力された階段波状のアナログ
信号に標本化周期と関連する周期を有する付加信号が付
加された状態の信号を記録側のデジタル・オーディオ記
録，再生装置に供給するようにした場合でも、本発明に
よって標本化周期の同期信号を検出することが必要とさ
れるのである。

（発明の効果） 以上、詳細に説明したところから明らかなように、本
発明はDA変換器から出力された標本化周期毎に信号レベ
ルが変化している信号中に含まれている標本化周期の信
号成分が、DA変換器から出力されたアナログ信号におけ
る低域信号成分の勾配、すなわち本来のアナログ成分の
勾配の極性と対応して位相が反転しているという事実を
見出し、この点に着目してデジタル・アナログ変換器か
ら出力されたアナログ信号における高域信号成分中に含
まれている標本化信号成分の極性を、DA変換器から出力
されたアナログ信号における低域信号成分の勾配の極性
と対応して適正に切換えることにより、デジタル・アナ
ログ変換器の出力信号から標本化周期の同期信号を検出
するようにした装置を備えたデジタル記録再生装置であ
って、本発明ではデジタル・アナログ変換器の出力信号
からの標本化周期の同期信号の検出を、例えばデジタル
・アナログ変換器から出力されたアナログ信号における
低域信号成分の勾配の極性と対応する勾配極性指示信号
を作り、前記の勾配極性指示信号に基づいて、前記した
デジタル・アナログ変換器から出力されたアナログ信号
における高域信号成分中に含まれていて、前記したデジ
タル・アナログ変換器から出力されたアナログ信号にお
ける低域信号成分の勾配の極性と対応して信号の極性が
反転している状態の標本化信号成分の極性を、前記した
デジタル・アナログ変換器から出力されたアナログ信号
における低域信号成分の勾配の極性の如何に拘らずに、
常に同一の極性の標本化信号成分が出力されるように、
前記した標本化信号成分の極性を前記した勾配極性指示
信号に基づいて切換えるようにして行ったり、あるいは
例えば、デジタル・アナログ変換器から出力されたアナ
ログ信号における低域信号成分の勾配と対応する勾配情
報信号を作り、前記のデジタル・アナログ変換器から出
力されたアナログ信号における高域信号成分中に含まれ
ている標本化周期の信号成分と前記の勾配情報信号とを
乗算することによって行ったり、例えばデジタル・アナ
ログ変換器から出力されたアナログ信号を微分した後に
コスタス型フェーズロックドループに供給することによ
り行うようにしたことにより、DA変換器から出力された
階段波状のアナログ信号から標本化周期の同期信号を検
出したり、標本化信号を発生させることができ、前記の
ようにして発生させた標本化信号を用いて記録側のデジ
タル記録，再生装置のAD変換器でAD変換動作を行わせる
ようにして、再生側のデジタル記録，再生装置における
DA変換器から出力された階段波状のアナログ信号を、再
生，記録の過程に、記録再生信号に信号の劣化を生じさ
せるアンチエリアシング・フィルタが介在させることな
く記録側のデジタル記録，再生装置のAD変換器に与え
て、AD変換することができるようにしたので、従来のデ
ジタル記録，再生装置によるアナログ信号のダビングの
場合にように、２個のアンチ・エリアシング・フィルタ
を用いてアナログ信号のデジタル記録再生が行われた場
合に生じていた記録再生信号の劣化を生じさせない状態
でのアナログ信号によるデジタル記録再生動作を行うこ
とができる。また、DA変換器から出力されたアナログ信
号に対して、標本化周期に関連する周期と位相を有し、
かつ、予め定められた信号レベルに設定されている付加
信号を付加させることにより、標本化周期の信号の検出
が一層確実に行われ、さらに前記した付加信号を用いて
デジタル記録再生装置の動作態様の変更や標本化周期の
同期信号の検出動作を良好に行うこともできる。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第９図は本発明のデジタル記録再生装置で使
用されるデジタル・アナログ変換器の出力信号を、アン
チ・エリアシング・フィルタを介することなく直接にア
ナログ・デジタル変換器に供給してアナログ・デジタル
変換を行わせる場合に、前記のアナログ・デジタル変換
器におけるアナログ・デジタル変換動作をデジタル・ア
ナログ変換器のデジタル・アナログ変換動作と同期させ
るための標本化周期の同期信号をデジタル・アナログ変
換器の出力信号から検出する装置の概略構成を示すブロ
ック図、第10図と第11図及び第13図ならびに第14図は説
明用の波形例図、第12図及び第15図は説明用の特性例図
である。 １……アナログ信号の入力端子、２……ハイパス・フィ
ルタ、３……ローパス・フィルタ、４……リミッタ（あ
るいはAGC）のような信号振幅を一定化させるような機
能を備えている回路、５……微分回路、６……極性反転
回路、７……正負判定回路（信号極性の判別回路）、８
……出力端子、９〜11,13……乗算器、12は移相器、14
……ループフィルタ、15……電圧制御発振器、16……PL
Lの出力信号端子、17……コスタス型フェーズロックド
ループ、18……AD変換器、19……バッファメモリ、20…
…メモリ、21……フェーズロックドループ、22……デジ
タルデータの出力端子、23……クロック信号の出力端
子、24……アンチエリアシングフィルタ、25……標本化
信号の抽出回路、26……基準周波数源、27,35,40……切
換制御信号の供給端子、28はPLLと切換回路、29……バ
イアス用電源、30……電源、33……デジタル・アナログ
変換器、34,38は信号の供給線、36,39は加算器、SW1〜S
W8は切換スイッチ、

Claims (13)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】デジタル・アナログ変換器の出力信号を、
   アンチ・エリアシング・フィルタを介することなく直接
   にアナログ・デジタル変換器に供給してアナログ・デジ
   タル変換を行わせる場合に、前記のアナログ・デジタル
   変換器におけるアナログ・デジタル変換動作をデジタル
   ・アナログ変換器におけるデジタル・アナログ変換動作
   と同期させるための標本化周期の同期信号をデジタル・
   アナログ変換器の出力信号から検出する装置を備えたデ
   ジタル記録再生装置であって、デジタル・アナログ変換
   器から出力されたアナログ信号における低域信号成分の
   勾配の極性と対応する勾配極性指示信号を得る手段と、
   前記したデジタル・アナログ変換器から出力されたアナ
   ログ信号における高域信号成分中に含まれていて、前記
   したデジタル・アナログ変換器から出力されたアナログ
   信号における低域信号成分の勾配の極性と対応して信号
   の極性が反転している状態の標本化信号成分の極性を、
   前記したデジタル・アナログ変換器から出力されたアナ
   ログ信号における低域信号成分の勾配の極性の如何に拘
   らずに、常に同一の極性の標本化信号成分が出力される
   ように、前記した標本化信号成分の極性を前記した勾配
   極性指示信号に基づいて切換える手段とからなるデジタ
   ル・アナログ変換器の出力信号から標本化周期の同期信
   号を検出する装置を備えたデジタル記録再生装置
2. 【請求項２】デジタル・アナログ変換器の出力信号を、
   アンチ・エリアシング・フィルタを介することなく直接
   にアナログ・デジタル変換器に供給してアナログ・デジ
   タル変換を行わせる場合に、前記のアナログ・デジタル
   変換器におけるアナログ・デジタル変換動作をデジタル
   ・アナログ変換器におけるデジタル・アナログ変換動作
   と同期させるための標本化周期の同期信号をデジタル・
   アナログ変換器の出力信号から検出する装置を備えたデ
   ジタル記録再生装置であって、デジタル・アナログ変換
   器から出力されたアナログ信号における低域信号成分の
   勾配と対応する勾配情報信号を得る手段と、前記したデ
   ジタル・アナログ変換器から出力されたアナログ信号に
   おける高域信号成分中に含まれている標本化周期の信号
   成分と前記の勾配情報信号とを乗算する手段とからなる
   デジタル・アナログ変換器の出力信号から標本化周期の
   同期信号を検出する装置を備えたデジタル記録再生装置
3. 【請求項３】デジタル・アナログ変換器から出力された
   アナログ信号における高域信号成分中に含まれている標
   本化信号成分に振幅一定化手段を適用してから信号処理
   が行われるようにした請求項１または２に記載のデジタ
   ル・アナログ変換器の出力信号から標本化周期の同期信
   号を検出する装置を備えたデジタル記録再生装置
4. 【請求項４】デジタル・アナログ変換器の出力信号を、
   アンチ・エリアシング・フィルタを介することなく直接
   にアナログ・デジタル変換器に供給してアナログ・デジ
   タル変換を行わせる場合に、前記のアナログ・デジタル
   変換器におけるアナログ・デジタル変換動作をデジタル
   ・アナログ変換器におけるデジタル・アナログ変換動作
   と同期させるための標本化周期の同期信号をデジタル・
   アナログ変換器の出力信号から検出する装置を備えたデ
   ジタル記録再生装置であって、コスタス型フェーズロッ
   クドループにおいて互に90°の位相差を有する信号が乗
   算信号の一方のものとして加えられている２個の乗算器
   に、デジタル・アナログ変換器から出力されたアナログ
   信号を他方の乗算信号として供給する際に、前記した２
   個の乗算器における他方の乗算信号の供給路の少なくと
   も一方に微分器を設けてなるデジタル・アナログ変換器
   の出力信号から標本化周期の同期信号を検出する装置を
   備えたデジタル記録再生装置
5. 【請求項５】デジタル・アナログ変換器の出力信号を、
   アンチ・エリアシング・フィルタを介することなく直接
   にアナログ・デジタル変換器に供給してアナログ・デジ
   タル変換を行わせる場合に、前記のアナログ・デジタル
   変換器におけるアナログ・デジタル変換動作をデジタル
   ・アナログ変換器におけるデジタル・アナログ変換動作
   と同期させるための標本化周期の同期信号をデジタル・
   アナログ変換器の出力信号から検出する装置を備えたデ
   ジタル記録再生装置であって、コスタス型フェーズロッ
   クドループにおける入力信号が供給されるべき２個の乗
   算器の内の一方の乗算器にはデジタル・アナログ変換器
   から出力されたアナログ信号を微分した後に供給すると
   ともに、他方の乗算器にはデジタル・アナログ変換器か
   ら出力されたアナログ信号に振幅一定化手段を適用して
   から供給するようにしてなるデジタル・アナログ変換器
   の出力信号から標本化周期の同期信号を検出する装置を
   備えたデジタル記録再生装置
6. 【請求項６】デジタル・アナログ変換器の出力信号を、
   アンチ・エリアシング・フィルタを介することなく直接
   にアナログ・デジタル変換器に供給してアナログ・デジ
   タル変換を行わせる場合に、前記のアナログ・デジタル
   変換器におけるアナログ・デジタル変換動作をデジタル
   ・アナログ変換器におけるデジタル・アナログ変換動作
   と同期させるための標本化周期の同期信号をデジタル・
   アナログ変換器の出力信号から検出する装置を備えたデ
   ジタル記録再生装置であって、コスタス型フェーズロッ
   クドループにおける入力信号が供給されるべき乗算器と
   ローパスフィルタとには、デジタル・アナログ変換器か
   ら出力されたアナログ信号を微分した後に供給するとと
   もに、前記の乗算器の出力とローパスフィルタの出力と
   を、他の乗算器への乗算信号として供給する手段と、前
   記した乗算器と他の乗算器とループフィルタと電圧制御
   発振器と移相器とによって一巡の回路を構成させ、前記
   した電圧制御発振器の出力側から標本化周期の同期信号
   を得るようにしてなるはデジタル・アナログ変換器から
   出力されたアナログ信号に振幅一定化手段を適用してか
   ら供給するようにしてなるデジタル・アナログ変換器の
   出力信号から標本化周期の同期信号を検出する装置を備
   えたデジタル記録再生装置
7. 【請求項７】デジタル・アナログ変換器から出力された
   アナログ信号が入力信号として供給されるコスタス型フ
   ェーズロックドループにおける入力信号が供給されるべ
   き乗算器に対して振幅一定化手段を介してデジタル・ア
   ナログ変換器から出力されたアナログ信号が供給される
   ようにしてなる請求項６に記載のデジタル・アナログ変
   換器の出力信号から標本化周期の同期信号を検出する装
   置を備えたデジタル記録再生装置
8. 【請求項８】アンチ・エリアシング・フィルタを通過さ
   せた信号と、アンチ・エリアシング・フィルタを通過さ
   せない信号とを切換えて記録の対象とされるアナログ信
   号を選択する第１の切換スイッチと、前記した第１の切
   換スイッチによってアンチ・エリアシング・フィルタを
   通過させた信号が、記録対象のアナログ信号として選択
   された場合には、記録再生装置に備えられている基準の
   周波数源から得た標本化周期の信号を選択し、また、前
   記した第１の切換スイッチによってアンチ・エリアシン
   グ・フィルタを通過させない信号が、記録対象のアナロ
   グ信号として選択された場合には、記録再生装置に対し
   てデジタル・アナログ変換器からアンチ・エリアシング
   ・フィルタを介することなく直接に供給されたアナログ
   信号における低域信号成分の勾配の極性と対応する勾配
   極性指示信号を得る手段と、前記したデジタル・アナロ
   グ変換器から出力されたアナログ信号における高域信号
   成分中に含まれていて、前記したデジタル・アナログ変
   換器から出力されたアナログ信号における低域信号成分
   の勾配の極性と対応して信号の極性が反転している状態
   の標本化信号成分の極性を、前記したデジタル・アナロ
   グ変換器から出力されたアナログ信号における低域信号
   成分の勾配の極性の如何に拘らずに、常に同一の極性の
   標本化信号成分が出力されるように、前記した標本化信
   号成分の極性を前記した勾配極性指示信号に基づいて切
   換える手段とによって得た標本化周期の同期信号に基づ
   いて発生された標本化周期の信号を選択する第２の切換
   スイッチとを備えてなるデジタル記録再生装置
9. 【請求項９】アンチ・エリアシング・フィルタを通過さ
   せた信号と、アンチ・エリアシング・フィルタを通過さ
   せない信号とを切換えて記録の対象とされるアナログ信
   号を選択する第１の切換スイッチと、前記した第１の切
   換スイッチによってアンチ・エリアシング・フィルタを
   通過させた信号が、記録対象のアナログ信号として選択
   された場合には、記録再生装置に備えられている基準の
   周波数源から得た標本化周期の信号を選択し、また、前
   記した第１の切換スイッチによってアンチ・エリアシン
   グ・フィルタを通過させない信号が、記録対象のアナロ
   グ信号として選択された場合には、記録再生装置に対し
   て、デジタル・アナログ変換器からアンチ・エリアシン
   グ・フィルタを介することなく直接に供給されたアナロ
   グ信号における低域信号成分の勾配の極性と対応する勾
   配極性指示信号を得る手段と、前記したデジタル・アナ
   ログ変換器から出力されたアナログ信号における高域信
   号成分中に含まれている標本化周期の信号成分と前記の
   勾配情報信号とを乗算する手段とによって得た標本化周
   期の同期信号に基づいて発生された標本化周期の信号を
   選択する第２の切換スイッチとを備えてなるデジタル記
   録再生装置
10. 【請求項１０】アンチ・エリアシング・フィルタを通過
    させた信号と、アンチ・エリアシング・フィルタを通過
    させない信号とを切換えて記録の対象とされるアナログ
    信号を選択する第１の切換スイッチと、前記した第１の
    切換スイッチによってアンチ・エリアシング・フィルタ
    を通過させた信号が、記録対象のアナログ信号として選
    択された場合には、記録再生装置に備えられている基準
    の周波数源から得た標本化周期の信号を選択し、また、
    前記した第１の切換スイッチによってアンチ・エリアシ
    ング・フィルタを通過させない信号が、記録対象のアナ
    ログ信号として選択された場合には、記録再生装置に対
    して、コスタス型フェーズロックドループにおいて互に
    90°の位相差を有する信号が乗算信号の一方のものとし
    て加えられている２個の乗算器に、デジタル・アナログ
    変換器から出力されたアナログ信号を他方の乗算信号と
    して供給する際に、前記した２個の乗算器における他方
    の乗算信号の供給路の少なくとも一方に微分器を設けて
    なるデジタル・アナログ変換器の出力信号から得た標本
    化周期の同期信号に基づいて発生された標本化周期の信
    号を選択する第２の切換スイッチとを備えてなるデジタ
    ル記録再生装置
11. 【請求項１１】記録の対象にされているアナログ信号中
    に標本化周期に関連する周期を有する信号が含まれてい
    るか否かを検出する手段と、記録の対象にされているア
    ナログ信号中に標本化周期に関連する周期を有する信号
    が含まれている場合に、記録の対象にされているアナロ
    グ信号をアンチ・エリアシング・フィルタを通過させな
    いでアナログ・デジタル変換器に供給されるようにする
    とともに、アナログ・デジタル変換動作に必要とされる
    標本化信号を、アナログ信号における低域信号成分の勾
    配の極性と対応する勾配極性指示信号を得る手段と、前
    記したデジタル・アナログ変換器から出力されたアナロ
    グ信号における高域信号成分中に含まれていて、前記し
    たデジタル・アナログ変換器から出力されたアナログ信
    号における低域信号成分の勾配の極性と対応して信号の
    極性が反転している状態の標本化信号成分の極性を、前
    記したデジタル・アナログ変換器から出力されたアナロ
    グ信号における低域信号成分の勾配の極性の如何に拘ら
    ずに、常に同一の極性の標本化信号成分が出力されるよ
    うに、前記した標本化信号成分の極性を前記した勾配極
    性指示信号に基づいて切換える手段とによって得た標本
    化周期の同期信号に基づいて発生させる手段と、記録の
    対象にされているアナログ信号中に標本化周期に関連す
    る周期を有する信号が含まれていない場合には、記録再
    生装置に備えられている基準の周波数源から得た信号に
    基づいてアナログ・デジタル変換動作に必要とされる標
    本化信号を発生させる手段とを備えてなるデジタル記録
    再生装置
12. 【請求項１２】記録の対象にされているアナログ信号中
    に標本化周期に関連する周期を有する信号が含まれてい
    るか否かを検出する手段と、記録の対象にされているア
    ナログ信号中に標本化周期に関連する周期を有する信号
    が含まれている場合に、記録の対象にされているアナロ
    グ信号をアンチ・エリアシング・フィルタを通過させな
    いでアナログ・デジタル変換器に供給されるようにする
    とともに、アナログ・デジタル変換動作に必要とされる
    標本化信号を、アナログ信号における低域信号成分の勾
    配と対応する勾配情報信号を得る手段と、前記したデジ
    タル・アナログ変換器から出力されたアナログ信号にお
    ける高域信号成分中に含まれている標本化周期の信号成
    分と前記の勾配情報信号とを乗算する手段とによって得
    た標本化周期の同期信号に基づいて発生させる手段と、
    記録の対象にされているアナログ信号中に標本化周期に
    関連する周期を有する信号が含まれていない場合には、
    記録再生装置に備えられている基準の周波数源から得た
    信号に基づいてアナログ・デジタル変換動作に必要とさ
    れる標本化信号を発生させる手段とを備えてなるデジタ
    ル記録再生装置
13. 【請求項１３】再生側のデジタル記録再生装置における
    デジタル・アナログ変換器の出力信号を、それの信号形
    態を変えることなく記録側のデジタル記録再生装置にお
    けるアナログ・デジタル変換器に供給して録音，録画が
    行われるようにした記録側のデジタル記録再生装置にお
    いて、再生側のデジタル記録再生装置におけるデジタル
    ・アナログ変換器の出力信号中に含まれている標本化周
    期の信号によって標本化周期の信号が発生できるように
    構成されているとともにループフィルタの応答速度の速
    い第１のフェーズロックドループと、ループフィルタの
    応答速度の遅い通常形式の第２のフェーズロックドルー
    プとの２つのフェーズロックドループとを含む少なくと
    も２個のフェーズロックドループを備え、また、前記し
    た第１のフェーズロックドループと第２のフェーズロッ
    クドループとの間にバッファ・メモリを介在させてなる
    デジタル記録再生装置