JPH03106226A - デジタル記録再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はデジタル・アナログ変換器の出力信号から標本
化周期の同期信号を検出する方法及び装置に関する． （従来の技術） デジタル信号による伝送，記録再生は、アナログ信号に
よる伝送，記録再生しこ比べて、雑音，歪の点で優れて
おり，また、記録再生に関していえば記録媒体の速度変
動に基づいて生じる時間軸誤差もデジタルメモリの使一
用により一定のタイミングで読出すことにより簡単に除
去できるほか、記録済記録媒体に記録されているデジタ
ル信号を繰返しダビングしても信号の劣化が生じない、
等の多くの特徴があるために、従来のアナログ信号によ
る伝送，記録再生の代わりにデジタル信号による伝送，
記録再生が広く行われるようになったことは周知のとお
りであり、民生用のデジタル機器としても、近年になっ
てデジタル信号による記録済記録媒体の再生装置として
広く普及したコンパクトディスクの再生装置、及び、デ
ジタル信号による記録再生装置として提供されているデ
ジタル・オーディオ・テープレコーダ（以下．ＤＡＴと
略称されることがある），衛星放送の音声の受信装置な
どの多くのものが身近に見られるようになった。

（発明が解決しようとするＷ題） ところで、デジタル信号にはそれの記録再生を何回繰返
しても信号の劣化が生じないという前述のような利点が
ある，しかし、デジタル記録再生装置からデジタル信号
を出力する場合には、単にデジタルデータを外部に導出
するだけでは済まず、ビットに関する同期信号や、例え
ば１６ビットで構成されるワード単位の同期信号、ステ
レオの左右信号の識別（同期）信号，というような多く
の種類の信号を多重化して、それをシリアル信号として
出力することが必要とされる。

また、前記のデジタル出力信号を並列に出力させようと
すると、３２本以上の伝送路が必要と会るからデジタル
記録再生装置が高価なものとなる．このような理由によ
り、デジタル機器でありながら、アナログ信号しか出力
できないような構或とされているデジタル機器が多く出
まわっているのが現状である． したがって、そのようにデジタル信号をデジタル信号の
ままでは記録することができず、デジタル信号を一たん
アナログ信号に変換してから記録しなければならないよ
うな事情がある場合には、アナログ信号の状態でダビン
グされることになるが、このような場合に記録され再生
される信号は原信号に比べて信号の一品１が劣化したも
のになる．例えば、記録済記録媒体に記録されているデ
ジタル信号をアナログ信号として再生した後にＤＡＴに
よって記録を行った場合における記録信号の品質の劣化
の原因を調べてみると、記録再生の過程にローパス・フ
ィルタ構或のアンチェリアシング・フィルタが介在して
いることが、記録信号の品質の劣化する原因の大部分を
占めていることが明らかになった． 周知のように前記したアンチェリアシング・フィルタは
．アナログ・デジタル変換（以下，アナログ・デジタル
変換をＡＤ変換のように記載することもある）動作に使
用される標本化信号（サンプリングパルス）の周波数の
１７２の周波数以上の周波数値の信号成分による折返し
歪が生じないようにするために，記録時にＡＤ変換器へ
の入力信号から前記した高域信号を遮断したり、再生時
にデジタル・アナログ変換器（以下、デジタル・アナロ
グ変換をＤＡ変換のように記載することもある）から出
力されたアナログ信号における不要な高域信号を除去し
て再生アナログ信号のエンベロープを滑らかにするため
に使用されているものであるが、このアンチェリアシン
グ・フィルタの存在によって記録再生信号の品質が劣化
する理由を具体的に説明すると次のとおりである。

アンチェリアシング・フィルタとしては、アナログ・フ
ィルタが用いられる場合と，デジタルフィルタが用いら
れる場合とがあるが、まず，アナログ・フィルタによる
アンチェリアシング・フイルタの使用によって信号品質
の劣化を招く最大の原因は、アナログ・フィルタの群遅
延特性が悪いことである． 第１２図はアナログ・フィルタによるローバス・フィル
タの通過帯域特性と群遅延特性とを例示している特性曲
線図であるが、この第１２図に示されているように、ア
ナログ・フィルタによるローパス・フィルタでは周知の
ように、遮断周波数付近における位相の回転が大きなた
めに遮断周波数付近で非常に大きな群遅延を生じる． ローパス・フィルタを通過させる信号が例えば音響信号
の場合には、遮断周波数付近における非常に大きな群遅
延により、遮断周波数付近の周波数の音響信号による再
生音が直ぐには出て来ないし，また、一度出た音が直ぐ
には消えないことになる． そして、前記した群遅延特性はローパス・フィルタの遮
断特性を急峻にすればする程悪化することは周知のとお
りであるが、それは通過特性の肩の部分に共振現象が存
在することによる。

それで，アナログ・フィルタ構或のローパス・フィルタ
に、第１３図の（ａ）に例示されているような矩形波状
の信号を通過させると、ローパス・フィルタからの出力
信号は第１３図の（ｂ）に例示されているようにリンギ
ングが生じている状態のものになる。

アナログ・フィルタ構或のローパス・フィルタに音響信
号を通過させた場合についてみると、ローパス・フィル
タの高域信号の時間応答が悪いことから、前記した音響
信号による再生信号は音楽性において所謂音の粒だちが
悪い音になり，また、周波数特性が平坦であってもフィ
ルタにおける共振現象によって高域部分が奇妙に強調さ
れた音として聞えることがあるという問題を生じる．次
に，デジタル・フィルタによるアンチエリアシング・フ
ィルタの場合には、それを有限インパルス応答型のデジ
タル・フィルタ（ＦＩＲデジタル・フィルタ）とするこ
とで群遅延特性を改善できるが、ＦＩＲデジタル・フィ
ルタには特有の現象としてプリエコーやアフターエコー
というような有害な信号成分を生じさせるという問題が
あり、例えば．ＦＩＲデジタル・フィルタに対して第１
４図の（ａ）に例示されているような矩形波信号を供給
した場合には、第工４図の（ｂ）に例示されているよう
に矩形波信号にアンダーシュートやオーバーシュートが
付加された状態の信号が出力されることになるし，また
、ＦＩＲデジタル・フィルタに対して第工４図の（Ｃ）
に例示されているようなバースト信号を供給した場合に
は、第１４図の（ｄ）に例示されているようにバースト
信号にプリエコーやアフターエコーが付加された状態の
信号が出力されることになる。

それで、ＦＩＲデジタル・フィルタ構或のローパス・フ
ィルタに音響信号を通過させた場合についてみると、前
記したプリエコーやアフターエコーが付加された状態の
音響信号が出力されることになるために，前記した音響
信号による再生信号は音楽性において劣化したものにな
るという問題を生じる． そのために、近年になってアンチエリアシング・フィル
タによる信号品質の劣化の軽減のために、アンチェリア
シング・フィルタの部分にオーバー・サンプリング技術
を適用したり、あるいは１ビットＡ／Ｄ，Ｄ／Ａ形が多
く使用されるようになって来ている． これまでの記述は、ＤＡＴを例にとって音ｌｌ！ｌｌ侶
号のデジタル記録再生装置を用いてアナログ信号形態の
音響信号によるダビングを行う場合における信号の劣化
の情況についてのものであったが、デジタル記録再生装
置を用いてアナログ信号によるダビングを行うことによ
り信号が劣化することは音響信号には限られず、例えば
画像信号についても同様であり、画像信号のデジタル記
録再生装置を用いてアナログ画像信号によるダビングを
行う場合には、アンチ・エリアシング・フィルタによっ
て生じるわずかな位相ずれも、顕著な画像の劣化として
現われ、また、アンチ・エリアシング・フィルタにおけ
る少しのリンギングやオーバーシュートも画質を著るし
く悪化させる． このように，記録再生信号に信号劣化を生じさせるアン
チェリアシング・フィルタが記録再生の過程に介在して
いる状態で、アナログ信号によるダビングにより記録再
生が繰返し行われた場合に、記録再生信号の品質が著る
しく悪化されてしまうことは良く理解できるところであ
る。

本発明者は、例えばＤＡＴを用いてアナログ信号の状態
でダビングを行うようにする場合に、再生装置側のＤＡ
変換器の出力信号をアンチエリアシング・フィルタを介
することなく記録装置側のＡＤ変換器に入力信号として
供給するようにすれば、再生，記録の過程に、前述のよ
うに記録再生信号に信号劣化を生じさせるアンチエリア
シング・フィルタが介在しないことになるために、ダビ
ングによっても信号の劣化が生じることが無い、という
点に着目して、再生装置側のＤＡ変換器から出力された
アナログ信号をそのまま記録装置側のＡＤ変換器に供給
するようにしてダビングを行うことを考えた。

ところが、前記のようにアンチェリアシング・フィルタ
を介在させないで、再生装置側のＤＡ変換器から出力さ
れたアナログ信号をそのまま記録装置側のＡＤ変換器に
供給するようにした場合には次の諸点が問題になる。

すなわち、第１の問題点は再生側のＤＡＴにおける標本
化信号の周波数と、記録側のＤＡＴの標本化周波数とが
大きくずれた場合には、両者の周波数の差の周波数が発
生して，その差の周波数が可聴周波数帯域の周波数の場
合には再生音中に有害なビート音が現われることである
． しかし、再生側のＤＡＴと記録側のＤＡＴとにおいて発
生される標本化信号は、それぞれ高精度の発振周波数値
を有する水晶発振子を用いて構戒されている基準発振器
で発生された安定な周波数値の信号に基づいて発生され
ているものであって，前記の２つの標本化信号の周波数
値が大きくずれていることは少ないので、再生信号中に
前述の原因によるビート音が生じることは極めてまれで
あり，この第１の問題点は左程問題とはならない。

第２の問題点は再生側のＤＡＴと記録側のＤＡＴとにお
いて発生される標本化信号間の極めてわずかな周波数差
によってデジタルデータに生じるエラーである． 今、仮に前記した再生側のＤＡＴと記録側のＤＡＴとで
発生される標本化信号間にＩＨｚの周波数差が生じてい
たとすると、その周波数差によっては再生音中にビート
音を生じさせないが，前記したＩＨｚの周波数差によっ
て記録装置側に毎秒毎に１個のデジタルデータが余った
り、あるいは毎秒毎に１個のデジタルデータが不足した
りする状態を生じさせるから，毎秒毎にｌ回のエラーが
生じることになる． 一般に，デジタルデータが余った場合には、そのデジタ
ルデータは捨てられ、また，デジタルデータが不足すれ
ば、その直前のデジタルデータが再度使用される．音響
信号が低域信号成分だけであれば、１標本化周期におけ
るデジタルデータの差は小さいから、この場合における
再生音には聴感上で特に問題になるようなことは起こら
ない。

しかし、音響信号に高域信号成分が存在する場合には、
■標本化周期におけるデジタルデータの差は大きいから
、この場合にデジタルデータに間引きが行われたり、あ
るいは同一のデジタルデータが再度使用されたりすると
、再生音中には耳障りな雑音が発生することになる。

前記のような雑音の発生を防止するためには例えばダビ
ング機器間にフィルタを使用しなければならず、ダビン
グ機器間にフィルタが使用された場合には既述のような
問題点が生じることになる．それで、例えばＤＡＴを用
いてアナログ信号の状態でダビングを行うようにする場
合に、記録再生信号に信号劣化を生じさせるアンチェリ
アシング・フィルタが介在させないで，再生装置側のＤ
Ａ変換器の出力信号をアンチエリアシング・フィルタを
介することなく記録装置側のＡＤ変換器に入力信号とし
て供給するようにするためには、再生側のＤＡ変換器と
記録側のＡＤ変換器とを同期状態で動作させなければな
らず、そのために再生側のＤＡ変換器の出力信号から標
本化周期の同期信号を検出することが必要とされた． 簡単に考えると，再生側のＤＡ変換器の出力信号は、標
本化周期毎に信号レベルが変化している信号であり、そ
の信号中には標本化周期の信号成分が含まれている筈だ
から、その標本化周期の信号成分をＤＡ変換器の出力信
号中から抽出するには．ＤＡ変換器の出力信号を通過帯
域幅の狭いバンドバス・フィルタに通せば良いのではな
いかと思われるが、そのような手段では標本化周期の信
号成分が抽出できないことが判かり，それの解決策が求
められた． （課題を解決するための手段） 本発明はＤＡ変換器から出力された標本化周期毎に信号
レベルが変化している信号中に含まれている標本化周期
の信号成分が、ＤＡ変換器から出力されたアナログ信号
における低域信号成分の勾配の極性と対応して位相が反
転しているという事実を見出し、この点に着目してデジ
タル・アナログ変換器から出力されたアナログ信号にお
ける高域信号成分中に含まれている標本化信号成分の極
性を、ＤＡ変換器から出力されたアナログ信号における
低域信号成分の勾配の極性と対応して適正に切換えるこ
とにより、デジタル・アナログ変換器の出力信号から標
本化周期の同期信号を検出するようにしたものであり、
前記した構或原理及び動作原理に従って行われるデジタ
ル・アナログ変換器の出力信号からの標本化周期の同期
信号の検出は，例えばデジタル・アナログ変換器から出
力されたアナログ信号における低域信号成分の勾配の極
性と対応する勾配極性指示信号を作り，前記の勾配極性
指示信号に基づいて、前記したデジタル・アナログ変換
器から出力されたアナログ信号における高域信号成分中
に含まれている標本化信号成分の極性を実質的に切換え
るようにして行ったり、あるいは例えば、デジタル・ア
ナログ変換器から出力されたアナログ信号における低域
信号成分の勾配と対応する勾配情報信号を作り、前記の
デジタル・アナログ変換器から出力されたアナログ信号
における高域信号成分中に含まれている標本化周期の信
号成分と前記の勾配情報信号とを乗算することによって
行ったり、例えばデジタル・アナログ変換器から出力さ
れたアナログ信号を微分した後にコスタス型フェーズロ
ックドループに供給することにより行うことができる．
コスタス型フェーズロックドループを用いてデジタル・
アナログ変換器の出力信号から標本化周期の同期信号を
検出する場合には、デジタル・アナログ変換器から出力
されたアナログ信号の信号成分の特徴を有効に利用して
コスタス型フェーズロックドループを簡略化した構成形
態のものとして実現できる． 記録再生装置として．ＤＡ変換器から出力されたアナロ
グ信号をそのままＡＤ変換器によってデジタル信号に変
換するような動作態様と、ＤＡ変換器から出力されたア
ナログ信号をアンチ・エリアシング・フィルタを通過さ
せてからＡＤ変換器によってデジタル信号に変換するよ
うな動作態様とに切換えられるような構成とし、前記し
た前者の動作態様の場合には記録再生装置に供給された
デジタル・アナログ変換器の出力信号から得た標本化周
期の同期信号に基づいて発生された標本化周期の信号に
ＡＤ変換動作が行われるようにし、また、前記した後者
の動作Ｓ様の場合には記録再生装置に備えられている基
準の周波数源から得た標本化周期の信号によってＡＤ変
換動作が行われるようにする． また、ＤＡ変換器から出力されたアナログ信号に対して
、標本化周期に関連する周期と位相を有し，かつ、予め
定められた信号レベルに設定されている付加信号を付加
できるようにしておき，記録再生装置において前記した
付加信号を用いて、動作態様の変更や標本化周期の同期
信号の検出動作が行われるようにする， （作用） 例えばＤＡＴを用いてアナログ信号の状態でダビングを
行うようにする場合に、再生装置側のＤＡ変換器の出力
信号をアンチェリアシング・フィルタを介することなく
記録装置側のＡＤ変換器に入力信号として供給するよう
にすれば、再生，記録の過程に、記録再生信号に信号の
劣化を生じさせるアンチェリアシング・フィルタが介在
しないことになるために、ダビングによっても信号に劣
化を生じさせることがないが、再生側のＤＡ変換器と記
録側のＡＤ変換器とを同期状態で動作させなければなら
ないから、再生側のＤＡ変換器の出力信号から標本化周
期の同期信号を検出することが必要とされる． 再生側のＤＡ変換器から出力されるアナログ信号は、例
えば第１０図に例示されている波形図のように，Ｗ本化
周期毎に信号レベルが変化している信号である（実際の
信号波形は第１０図に例示されているような奇麗な階段
状の信号波形ではなくグリッヂを伴っている複雑な波形
を示す）．この第１０図に示されている信号波形をみる
と、ＤＡ変換器から出力されたアナログ信号中には標本
化周期の信号成分一が含まれていることが明らかなので
、ＤＡ変換器から出力されたアナログ信号中の標本化周
期の信号成分を抽出することは、共振回路や通過帯域幅
の狭いバンドパス・フィルタの使用により簡単に実現で
きるように思われるが，そのような手段を適用してもＤ
Ａ変換器から出力されたアナログ信号から標本化周期の
信号成分を抽出することはできなかった． 発明者は前記のように共振回路や通過帯域幅の狭いバン
ドバス・フィルタを使用してもＤＡ変換器から出力され
たアナログ信号中の標本化周期の信号成分を抽出するこ
とができない原因についてコンピュータを使用したフー
リエ分析等により探究した結果、第１０図に示されてい
る階段波形の信号におけるＡの部分，すなわち、時間軸
方向に対して上り階段部分の信号部分における標本化周
期の信号成分は，第１５図の（ａ）に例示されているよ
うに＋９００の位相と第１５図の（ｂ）に示すような振
幅を有しているものであるのに対し、第１０図に示され
ている階段波形の信号におけるＢの部分、すなわち、時
間軸方向に対して下り階段部分の信号部分における標本
化周期の信号成分は、第１５図の（ｃ）に例示されてい
るように−９０”の位相と第１５図の（ｄ）に示すよう
な振幅を有しているものである，というように、互に逆
位相の信号威分を有しているためであることを見出した
．すなわち、ＤＡ変換器から出力された階段波形状のア
ナログ信号を、標本化周期の信号成分を共振周波数とす
る共振回路に与えたり、あるいは、標本化周期の信号成
分を中心周波数とし通過帯域幅の狭いバンドパス・フィ
ルタに通しても、階段波形の信号における時間軸方向に
対して上り階段部分の信号部分における標本化周期の信
号成分と、階段波形の信号における時間軸方向に対して
下り階段部分の信号部分における標本化周期の信号成分
とが互に逆位相の信号成分を有しているから、共振回路
やバンドバス・フィルタによって取出される標本化周期
の信号成分は，場合によって正しい位相の標本化周期の
信号となされたり逆位相の標本化周期の信号になされた
りするために、常に正しい位相を有する標本化周期の信
号を得ることができなかったのである． 本発明はＤＡ変換器から出力された標本化周期毎に信号
レベルが変化している信号中に含まれている標本化周期
の信号成分が．ＤＡ変換器から出力されたアナログ信号
における低域信号成分の勾配の極性と対応して位相が反
転しているという事実を利用して、デジタル・アナログ
変換器から出力されたアナログ信号における高域信号成
分中に含まれている標本化信号成分の極性が．ＤＡ変換
器から出力されたアナログ信号における低域信号成分の
勾配の極性と対応して適正に切換えられた状態とするこ
とにより標本化周期の同期信号が得られるようにする。

（実施例） 以下、添付図面を参照して本発明のデジタル・アナログ
変換器の出力信号から標本化周期の同期信号を検出する
方法及び装置の具体的な内容について詳細に説明する。

第１図乃至第９図は本発明のデジタル・アナログ変換器
の出力信号から標本化周期の同期信号を検出する方法を
適用した装置の概略構或を示すブロック図である． 第１図〜第９図において１はアナログ信号の入力端子、
２はハイパス・フィルタ（ＤＡ変換器から出力されたア
ナログ信号中に含まれている標本化周期の信号成分を通
過させうるような通過帯域特性を有するハイバス・フィ
ルタ）、３はローパス・フィルタ（ＤＡ変換器から出力
されたアナログ信号の低域信号成分を通過させうるよう
な通過帯域特性を有するローバス・フィルタであり，例
えば標本化周波数の１／２以下の周波数値の遮断周波数
を有するローバス・フィルタ）、４はリミッタ（あるい
はＡＧＣ）のような信号振幅を一定化させるような機能
を備えている回路、５は微分回路，６は極性反転回路、
７は正負判定回路（信号極性の判別回路）、８は出力端
子、９〜１１．１３は乗算器、１２は杼相器、１４はル
ープフィルタ、１５は電圧制御発振器、１６はＰＬＬの
１−シ力信号端子、１７はコスタス型フェーズロックド
ループ、１８はＡＤ変換器、１９はバッファメモリ、２
０はメモリ、２１はフェーズロックドループ、２２はデ
ジタルデータの出力端子、２３はクロツク信号の出力端
子５２４はアンチ・エリアシング・フィルタ、２５は標
本化侶号の抽出回路，２６は基準周波数源、２７．４０
は切換制御信号の供給端子、２８はＰＬＬと切換回路、
２９はバイアス用電源、３０は電源，３３はデジタル・
アナログ変換器．３４．３８は信号の供給線．３６．３
９は加算器、ＳＷＩ〜ＳＷ８は切換スイッチである。

まず，第工図の（ａ）〜（ｄ）に示されている回路配置
について順次に説明する。第１図の（ａ）において．Ｄ
Ａ変換器から出力された階段波状のアナログ信号は、入
力端子１を介してハイバス・フィルタ２とローバス・フ
ィルタ３とに供給される。

ハイパス・フィルタ２では、ＤＡ変換器の出力アナログ
信号中に含まれている標本化周期を有する信号成分を抽
出してリミッタ４で増幅された後に一定の振幅に振幅制
限された状態の信号は切換スイッチＳＷ１の固定接点ｐ
に供給されるとともに，信号極性の反転器６に供給され
る．信号極性の反転器６の出力信号は前記した切換スイ
ッチＳＷ１の固定接点ｍに供給される． 一方、ローバス・フィルタ３では、ＤＡ変換器の出力ア
ナログ信号の低域信号成分を抽出して出力して、それを
微分回路５に供給する．前記したＤＡ変換器がＤＡＴの
ＤＡ変換器の場合に，ローバス・フィルタ３から出力さ
れる信号は音響信号である．微分回路５ではそれに供給
された信号の微分信号を発生して正負判定回路７に供給
するが、微分回路５からの出力信号は，微分回路５に供
給された信号が正の勾配を有している場合と負の勾配を
有している場合とにおいて逆の極性を示す微分信号とな
されている． 正負判定回路７では、それに供給された正の微分信号と
負の微分信号とに対応して、極性の異なる切換制御信号
を発生して切換スイッチＳＷＩに供給する． 切換スイッチＳＷＩでは前記した正負判定回路７から供
給される切換制御信号が正極性の信号の場合には，可動
接点Ｖを固定接点ｐ側に切換え、また、正負判定回路７
から供給される切換制御信号が負極性の信号の場合には
、可動接点Ｖを固定接点ｍ側に切換える． それにより切換スイッチＳＷＩから出力端子８に送出さ
れる信号は、ＤＡ変換器の出力アナログ信号中に含まれ
ている標本化周期を有する信号成分が常に同一の位相を
有する状態の信号となされているから、この信号は標本
化周期の同期信号として使用されうろことになる。

前記のようにして出力端子８を介して出力された標本化
周期の同期信号は、出力端子８に後続して設けられてい
るフェーズロックドループに供給され、フェーズロック
ドループからＡＤ変換器の標本化信号が出力されるよう
になされる．次に、第工図の（ｂ）に示されている回路
配置においては、ＤＡ変換器から出力された階段波状の
アナログ信号が入力端子１を介してハイパス・フィルタ
２とローパス・フィルタ３とに供給されていて、ハイバ
ス・フィルタ２では、ＤＡ変換器の出力アナログ信号中
に含まれている標本化周期を有する信号成分を抽出して
リミッタ４で増幅された後に一定の振幅に振幅制限され
た状態の信号を出力し，また、ローパス・フィルタ３で
は、ＤＡ変換器の出力アナログ信号の低域信号成分を抽
出して出力して微分回路５に供給し、微分回路５からは
微分回路５に供給された信号が正の勾配を有している場
合と負の勾配を有している場合とにおいて逆の極性を示
す微分信号を出力している点は第１図の（ａ）に示され
ている回路配置の場合と同じであるが、前記したリミッ
タ４からの出力信号と微分回路５からの出力信号とが乗
算器９で乗算されて、乗算器９の出力信号が出力端子８
に送出されるようになされている点が第１図の（ａ）に
示されている回路配置の場合と異なっている．前記した
第１図の（ａ）に示されている回路配置においては、微
分回路５から出力された微分信号に基づいて正負判定回
路７で発生させた切換制御信号によって切換動作を行う
切換スイッチＳＷＩが、ＤＡ変換器の出力アナログ信号
の低域信号成分が正の勾配を有している場合には、ＤＡ
変換器の出力アナログ信号中から抽出された標本化周期
の信号成分によるリミッタ出力をそのまま出力端子８に
出力させ、また、ＤＡ変換器の出力アナログ信号の低域
信号成分が負の勾配を有している場合には、ＤＡ変換器
の出力アナログ信号中から抽出された標本化周期の信号
成分によるリミッタ出力を極性反転させた信号を出力端
子８に出力させるような回路動作，すなわち、一方の信
号の極性の違いによって他方の信号の極性を切換えると
いう回路動作を行っているが、このような回路動作は２
つの信号を乗算することに外ならないから、第工図の（
ａ）の回路配置における正負判定回路７と切換スイッチ
ＳＷ１と信号極性反転回路６とからなる回路部分は，第
１図の（ｂ）に示されている乗算器９と置換えることが
できるのであり、この第１図の（ｂ）に示されている回
路配置における出力端子８に送出される信号も、前記し
た第１図の（ａ）に示されている回路配置における出力
端子８に送出される信号と同じ＜ＤＡ変換器の出力アナ
ログ信号中に含まれている標本化周期を有する信号成分
が常に同一の位相を有する状態の信号となされており，
それが標本化周期の同期信号として使用できるのであり
、第１図の（ｂ）に示されている回路配置における出力
端子８を介して出力された標本化周期の同期信号も、出
力端子８に後続して設けられているフェーズロックドル
ープに供給され、フェーズロックドループからＡＤ変換
器の標本化信号が出力されるようになされる。

次に、第１図の（ｃ）及び第１図の（ｄ）に示されてい
る回路配置について説明する．第１図の（ｃ）及び第１
図の（ｄ）に示されている回路配置は第１図の（ｂ）に
示されている回路配置を簡略化した構戒態様のものであ
る． まず，第１図の（ｃ）に示されている回路配置は、微分
回路はそれ自身が高域通過特性を有するものであるから
、微分回路５をハイパス・フィルタとしても使用するよ
うに変形した構成形態の回路配置であり、また、第１図
の（ｄ）に示されている回路配置は、第１図の（ｃ）に
示されている回路配置中のローバス・フィルタ３を，抵
抗ＲとコンデンサＣとによる簡単な構成形態としたもの
である．再生側のＤＡ変換器と記録側のＡＤ変換器との
間で標本化のタイミングがずれた場合に再生される音響
信号生じる影響は，音響信号の高域信号になる程大とな
り聴感上に悪影響を与えるのであるが、前述のように音
響信号の微分信号により信号の正の勾配とと負の勾配と
が検出されるようにされている場合には、微分特性によ
り高域信号になる程高レベルで動作し、標本化周期の信
号の位相のずれが少なくなるので聴感上で有害な雑音を
生じないようにできる利点がある． さて、第１図の（ａ）〜（ｄ）を参照してこれまでに説
明して来た回路配置において出力端子８に送出される標
本化周期の信号は、標本化周期の同期信号としては使用
できるが、それを直接にＡＤ変換器の標本化信号として
使用できないものであるから、前述のように出力端子８
に後続して設けられているフェーズロックドループ（以
下、ＰＬＬと記載されることもある）に供給して．ＰＬ
ＬからＡＤ変換器の標本化信号が出力されるようにして
いるが、第１図に示されている回路配置における標本化
周期の同期信号の発生機能とＰＬＬの機能とを兼ね備え
た簡単な構成形態の回路配置が得られるならば本発明を
実施する上で非常に有益なことは明らかである． ここで、ＤＡ変換器から出力された階段波状のアナログ
信号における低域信号成分の勾配と、ＤＡ変換器から出
力された階段波状のアナログ信号中に含まれている標本
化周期の信号威分との関係を、さらに詳細に検討してみ
ると、今，低い周波数成分のアナログ信号（アナログ信
号が音響信号の場合を例にして説明する）をＡＤ変換し
てデジタル信号とした後にＤＡ変換して得られた階段波
状のアナログ信号が第１１図の（　ａ．　）で示される
ものとし、また、高い周波数成分の音響信号をＡＤ変換
してデジタル信号とした後にＤＡ変換して得られる階段
波状のアナログ信号が第１１図の（ｂ）で示されるもの
として、前記の両図に示されている信号波形は、第１１
図の（ａ）に示されている信号波形の階段は緩やかであ
り、第１１図の（ｂ）に示されている信号波形の階段は
急峻であることが判かる． 前記のように信号波形における階段が緩やかであるとい
うことは，階段波形の信号の高域成分中に含まれている
標本化周期の信号成分が少ないということを意味し、ま
た逆に、信号波形における階段が急峻であるということ
は、階段波形の信号の高域成分中に含まれている標本化
周期の信号成分が多いということを意味している． それで、ＤＡ変換器から出力された階段波状のアナログ
信号中には、音響信号の勾配に比例した標本化周期の信
号成分、すなわち、音響信号の勾配と対応した同相から
逆相までの標本化周期の信号成分を含んでいると考える
ことができる．ところで、「音響信号の勾配」は「音響
信号を微分したもの」であり、また「音響信号の勾配に
比例した標本化周期の信号成分が存在する』ということ
は「振幅変調波成分が存在する」ということを意味し、
さらに「同相から逆相までの標本化周期の信号成分」は
「標本化周期の信号成分が平衡変調されている」ことを
示している。

すなわち、ＤＡ変換器から出力された階段波状のアナロ
グ信号中には、「音響信号と、標本化周期の信号成分が
音響信号の微分値で平衡変調（搬送波抑圧変調）された
状態の信号とが加算された状態の信号が存在する』と考
えることができる．このように考えて来るとｒＤＡ変換
器から出力された階段波状のアナログ信号中の標本化周
期の信号成分をＰＬＬによって正しく取出すための技術
Ｊには、「搬送波抑圧変調波から搬送波を取出す技術Ｊ
と等価な部分のあることが判かる．ところで，通常形式
のＰＬＬでは搬送波抑圧変調波から搬送波を取出すこと
はできないが、周知のコスタス型のＰＬＬを用いれば搬
送波抑圧変調波から搬送波を取出すことができるから、
前述のような信号成分を有するＤＡ変換器から出力され
た階段波状のアナログ信号を微分してからコスタス型Ｐ
ＬＬに供給すれば，搬送波と対応する標本化周期の信号
成分を正しく取出すことができることになる． 第２図はＤＡ変換器から出力されたアナログ信号を入力
端子工から微分回路５を介してコスタス型ＰＬＬ１７に
供給して出力端子１６から標本化周期の信号成分を出力
させるように構成した実施例のブロック図である．前記
した微分回路５としては厳密な微分動作を行うものでな
くてもよい．まず、第２図の（ａ）においてコスタス型
ＰＬＬ１７のループ内の電圧制御発振器１５は、標本化
周期の信号と同位相の信号を発生して、それを乗算器ｌ
１に供給するとともに，９０′移相器１２を介して乗算
器１０に供給している． 乗算器１０では入力端子１に供給された信号，すなわち
、ＤＡ変換器から出力されたアナログ信号を微分回路５
によって微分した信号を，リミッタ（またはＡＧＣ）に
よって振幅が一定化された状態の信号と、前記した９０
’移相器１２から供給されている信号（図中にはＣＯＳ
波であるとして示されている）との乗算結果として，ａ
点に電圧制御発振器１５の出力信号と標本化周期の信号
成分との位相誤差信号を出力し，その信号は乗算器１３
に供給される． また、乗算器１１では入力端子１に供給された信号，す
なわち、ＤＡ変換器から出力されたアナログ信号を微分
回路５によって微分した信号と、前記した電圧制御発振
器１５から供給されている信号（図中にはｓｉｎ波であ
るとして示されている）との乗算結果として、ｂ点に微
分回路５からの出力信号を電圧制御発振器１５から供給
されている信号によって同期検波した状態の信号、すな
わち，音響信号を微分した状態の信号を出力し、その信
号は乗算器１３に供給される． それで、乗算器１３では前記したｂ点に現われた音響信
号を微分した信号と、前記したａ点に現われた電圧制御
発振器１５の出力信号と標本化周期の信号成分との位相
誤差信号との乗算結果の信号を出力するが、この乗算器
１３における乗算動作は、第１図の（ａ）の回路配置と
等価な第１図の（ｂ）における乗算器９における乗算動
作と同様なものである． すなわち、乗算器ｌ３における乗算結果は、音響信号の
微分信号の極性に従って、標本化周期の信号成分の極性
を切換えるという第１図の（ａ）の回路配置における動
作の結果として得られる信号と同じものになる． ところで、前記のよテにＤＡ変換器から出力された階段
波状のアナログ信号をコスタス型ＰＬＬに供給して、コ
スタス型ＰＬＬから標本化周期の安定な信号が出力され
るためには、コスタス型ＰＬＬにおける乗算器１０に対
して供給されるＤＡ変換器から出力された階段波状のア
ナログ信号中に、コスタス型ＰＬＬの動作に必要な標本
化周期の信号威分が存在していなければならないから，
乗算器１０に供給されるべき前記の信号を、リミッタ（
あるいはＡＧＣ）４のような信号振幅の一定化手段を介
して与えるようにすることは望ましい実施の態様である
．また、前記したリミッタ（あ一るいはＡＧＣ　）４の
ような信号振幅の一定化手段の前段に，音響信号が遮断
できるハイパス・フィルタを設けて、ＤＡ変換器から出
力された階段波状のアナログ信号中にの高域信号成分だ
けがリミッタ（あるいはＡＧＯ）４のような信号振幅の
一定化手段を介して乗算器１３に供給されるようになさ
れることも望ましい実施例である． 前記した説明では、乗算器１０に対する入力信号に対し
てリミッタ（あるいはＡＧＣ）４のような信号振幅の一
定化手段を適用する、としたが、前記した２つの乗算器
１０．１１には、互に位相が９０’異なる信号（ｓｉｎ
波とｃｏｓ波）が供給されているものであるから、前記
したリミッタ（あるいはＡＧＣ　）４のような信号振幅
の一定化手段が乗算器１１の入力信号に適用されてもよ
く、この場合には電圧制御発振器１５の発振波の位相が
９０°ずれることになるが，微分回路５によって標本化
周期の信号成分の位相までも９０’進むようになされて
いる場合には、この方が好ましいことになる． ところで、コスタース型ＰＬＬが搬送波抑圧変調波に対
して用いられる場合には、それに供給される信号には復
調信号成分が無く，コスタス型ＰＬＬにおいて復調成分
を得るためのクロックを発生させるような動作を行って
いるが、本発明の場合にコスタス型ＰＬＬに供給される
信号中には復調信号成分に対応する信号が、音響信号の
勾配として含まれているから、本発明においてＤＡ変換
器から出力された階段波状のアナログ信号をコスタス型
ＰＬＬに供給して、標本化周期の信号が出力できるよう
なコスタス型ＰＬＬの構戊としては、第２図の（ｂ）に
示されているような簡略化された構成形態のもの、すな
わち，入力端子ｌに供給されたＤＡ変換器から出力され
た階段波状のアナログ信号を微分回路５によって微分し
た信号をローパス・フィルタ３に通過させた信号をｂ点
を介して乗算器１３に供給するようにした構成形態のも
のとして実現できる． この第２図の（ｂ）に示されている回路配置は、既述し
た第２図の（ａ）に示されている回路配置における乗算
器１１の代わりにローバス・フィルタ３を用いた構或形
態のものであり、この第２図の（ｂ）に示されている回
路配置における乗算器１３から出力される信号は、既述
した第２図の（ａ）に示されている回路配置における乗
算器１３から出力される信号と同じになる．なお，第２
図の（ｂ）に示されている回路配置は、移相器ｌ２を除
去した状態で実施されてもよく，その場合に電圧制御発
振器１５の発振波に生じる９０”の位相のずれは適当に
補正すればよい。

なお、本発明において標本化周期の信号を取出すための
コスタス型ＰＬＬの構成としては，種々変形した構成形
態のものが使用されうろことは勿論である． また、微分回路５はアナログ信号の勾配の情報を得るた
めの系には必要なものであるが、標本化周期の信号の系
の方には必要がないものである。

これまでの記述においては、前記した両信号の系に対し
て微分回路５が共通に置かれているものとして示されて
いるが、実施に当ってはそのような構成にする必要はな
い．ただ、微分回路には周知のように高域強調の作用が
あるために、標本化周期の信号成分を強調するのにも利
用できるために、これまでの実施例においては便宜的に
前記した両信号の系に共通に置かれているような構戊の
ものとして示している． 第３図は入力端子ｌに供給されたＤＡ変換器から出力さ
れた階段波状のアナログ信号から標本化周期の安定な信
号を出力端子２３から出力するとともに、出力端子２２
からデジタルデータを出ヵさせるようにした回路配置の
一例構或を示すブロック図である． 第３図において入力端子１に供給されたＤＡ変換器から
出力された階段波状のアナログ信号は、ＡＤ変換器１８
とコスタス型ＰＬＬ１７とに供給されているが、前記の
コスタス型Ｐ　Ｌ　Ｌ　１　７としては第２図（ａ），
（ｂ）に例示されているような構成形態のものが使用で
きる。

ＡＤ変換器１８では、それに入力端子１から供給された
ＤＡ変換器から出力された階段波状のアナログ信号を、
コスタス型ＰＬＬ１７から供給一された標本化周期の信
号（標本化信号）を用いて標本化量子化することにより
デジタル信号を発生して，バッファメモリ１９に供給す
る。

バッファメモリ１９にデジタルデータを書込む際に使用
される書込みパルスも，前記したコスタス型ＰＬＬ１７
から供給された標本化周期の信号（標本化信号）が用い
られる． 前記したコスタス型ＰＬＬ１７から出力された標本化周
期の信号（標本化信号）は、通常の構成形態のＰＬＬに
供給されており、この通常の構成形態のＰＬＬから出力
された標本化周期の信号は、前記したバッファメモリエ
９からのデジタルデータの読出しパルスとして用いられ
るとともに、エラー訂正用の通常メモリ２０と、クロッ
クの出力端子２３にも供給さ−れている． バッファメモリ１９からデジタルデータが供給されたエ
ラー訂正用の通常メモリ２０は、それに記憶されたデジ
タルデータをエラー訂正回路によってエラー訂正した後
に再度記憶し，それが読出されて出力端子２２にデジタ
ルデータを出力する．前記した第３図においてコスタス
型ＰＬＬ１７は、それを応答の速いものとして構成し、
また通常構成のＰＬＬとしては応答の遅いものを使用す
ると、ＡＤ変換器１８では入力端子１からのＤＡ変換器
の出力信号、すなわち階段波状のアナログ信号に急速に
ロックインすることができるとともに，出力端子２３か
ら出力されるクロックによって回転ヘッド等の回転系を
良好に制御させるようにすることができる． 前記したコスタス型ＰＬＬ１７、及び通常構成のＰＬＬ
としては、それぞれ水晶発振子あるいはりチュームタン
タレート発振子等の発振周波数の安定度の高い素子を用
いて構成した電圧制御発振器を使用してもよい．また、
標本化信号の周波数を直接に発振させず，標本化信号の
周波数よりも高い周波数のクロック信号を発振させた後
に，それを分周させて標本化信号が得られるようにして
もよい． 本発明を例えばＤＡＴで代表されるようなデジタル・オ
ーディオ記録，再生装置に適用する場合には，通常のア
ナログ信号の記録モード、すなわち、記録の対象にされ
ているアナログ信号をデジタル・オーディオ記録，再生
装置におけるアンチ・エリアシング・フィルタを通した
後にＡＤ変換を行ってデジタル記録するようにされてい
るアナログ信号の記録モードとは異なる特殊なアナログ
信号の記録モード、すなわち、再生側のデジタル・オー
ディオ記録，再生装置におけるＤＡ変換器から出力され
た階段波状のアナログ信号を、その信号形状を変化させ
ることなく記録側のデジタル・オーディオ記録，再生装
置におけるＡＤ変換器に供給し、ＡＤ変換してデジタル
記録を行うようになされている特殊なアナログ信号の記
録モードでの記録が行われることになるから、記録側の
デジタル・オーディオ記録，再生装置としては、前記し
た２つの記録モードにおける何れの記録モードでのアナ
ログ信号の記録も行いうるような構成にされることが望
ましく、また、再生側のデジタル・オーディオ記録，再
生装置としても、ＤＡ変換器から出力されたアナログ信
号をアンチ・エリアシング・フィルタを通した状態の通
常のアナログ信号の出力信号と、ＤＡ変換器から出力さ
れたアナログ信号をアンチ・エリアシング・フィルタを
通さない状態の特殊なアナログ信号の出力信号との２種
類のアナログ信号出力が得られるようになされているこ
とが望ましい． 本発明を適用したデジタル・オーディオ記録，再生装置
において、それが記録側のデジタル・オーディオ記録，
再生装置である場合には、それの記録モードが通常のア
ナログ信号の記録モードのときと，特殊なアナログ信号
の記録モードのときとでは、ＡＤ変換器に対して供給さ
れるべき標本化信号の発生源を異にすることになる。

すなわち、記録側のデジタル・オーディオ記録，再生装
置において、それの記録モードが通常のアナログ信号の
記録モードでアナログ信号のデジタル記録が行われる場
合には、記録側のデジタル・オーディオ記録，再生装置
に設けられている標本化信号の発生源で発生された標本
化信号がＡＤ変換器に供給されるようになされ、また、
記録側のデジタル・オーディオ記録，再生装置の記録モ
ードが特殊なアナログ信号の記録モードでアナログ信号
のデジタル記録が行われる場合には，再生側のデジタル
・オーディオ記録，再生装置におけるＤＡ変換器から出
力された階段状のアナログ信号に基づいて、第１図乃至
第２図示の回路配置について既述したようにして発生さ
れた標本化周期を有する同期信号で同期状態となされて
いる標本化信号がＡＤ変換器に供給するようになされな
げればならない． 第４図は通常のアナログ信号の記録モードでアナログ信
号のデジタル記録を行う場合と、特殊なアナログ信号の
記録モードでアナログ信号のデジタル記録を行う場合と
において、ＡＤ変換器１８に供給される標本化−信号が
切換えられるように構威した記録側のデジタル・オーデ
ィオ記録，再生装置の一部の構成を示すブロック図であ
って，この第４図においてｌはデジタル記録の対象にさ
れているアナログ信号の入力端子であり、入力端子１に
供給されたアナログ信号は切換スイッチＳＷ２の固定接
点ａと、アンチ・エリアシング・フィルタ２４と、標本
化周期の信号の抽出回路（サンプリング信号抽出回路）
２５とに与えられている。

前記した標本化周期の信号の抽出回路２５としては、第
１図乃至第２図に示されているような回路配置のものが
使用されてよい． 前記したアンチ・エリアシング・フィルタ２４の出力信
号は、前記じた切換スイッチＳＷ２の固定接点ｂに供給
されており、また、前記した標本化周期の信号の抽出回
路２５の出力信号は、切換スイッチＳＷ３の固定接点ａ
に供給されており、さらに切換スイッチＳＷ３の固定接
点ｂには標本化信号も発生できるような基準信号の発生
源２６で発生された標本化信号が供給されている．前記
した切換スイッチＳＷ２，ＳＷ３は記録側のデジタル・
オーディオ記録，再生装置が通常のアナログ信号の記録
モードにより記録動作を行うようになされた場合には、
端子２７に対して図示されていない制御回路から供給さ
れる切換制御信号によって、可動接点Ｖが固定接点ｂ側
に切換えられ，また、記録モードが特殊なアナログ信号
の記録モードとなされた場合には可動接点Ｖが固定接点
ａ側に切換えられる． 前記した切換スイッチＳＷ２の可動接点ＶはＡＤ変換器
１８の入力側に接続されており、また、前記した切換ス
イッチＳＷ３の可動接点Ｖは通常形式のＰＬＬの入力側
に接続されており、前記の通常形式のＰＬＬから出力さ
れる標本化信号はＡＤ変換器１８に供給されている． それで、第４図に示す記録側のデジタル・オーディオ記
録，再生装置が、通常のアナログ信号の記録モード記録
動作を行うようになされた場合には、前記した各切換ス
イッチＳＷ２，ＳＷ３の可動接点Ｖは固定接点ｂ側に切
換えられた状態になされているから、入力端子１に供給
された記録対象のアナログ信号は、アンチ・エリアシン
グ・フィルタ２４→切換スイッチＳＷ２の固定接点ｂ→
同可動接点ｖ　−＋　Ａ　Ｄ変換器１８の経路でＡＤ変
換器ｌ８に供給され、また、この動作モード時において
は基準信号の発生源２６で発生された標本化信号が、基
準信号の発生源２６→切換スイッチＳＷ２の固定接点ｂ
→同可動接点Ｖ→通常形式のＰＬＬ２１→ＡＤ変換器１
８の経路でＡＤ変換器１８に供給される． それにより、ＡＤ変換器１８では通常のアナログ信号を
標本化量子化したデジタル信号を発生し、それを出力端
子２２に送出する． 次に、前記した第４図に示す記録側のデジタル・オーデ
ィオ記録，再生装置が、特殊なアナログ信号の記録モー
ド記録動作を行うようになされた場合に、入力端子↓に
供給される記録対象のアナログ信号は．ＤＡ変換器から
出力された階段波形のアナログ信号であり，前記した各
切換スイッチＳＷ２，ＳＷ３の可動接点Ｖは固定接点ａ
側に切換えられた状態になされているから．前記したＤ
Ａ変換器から出力された階段波形のアナログ信号は切換
スイッチＳＷ２の固定接点ａ→同可動接点Ｖ→ＡＤ変換
器１８の経路でＡＤ変換器１８に供給され、また、この
動作モード時には標本化周期の信号の抽出回路２５で発
生された標本化周期の信号が標本化周期の信号の抽出回
路２５→切換スイッチＳＷ２の固定接点ａ→同可動接点
Ｖ→通常形式のＰＬＬ２１→ＡＤ変換器工８の経路でＡ
Ｄ変換器１８に供給される。

それにより、ＡＤ変換器１８ではＯＡ変換器から出力さ
れた階段波形のアナログ信号から抽出された標本化周期
の同期信号、すなわち，再生側のデジタル・オーディオ
記録，再生装置におけるＤＡ変換器で使用された標本化
信号と同期している標本化信号によって、特殊なアナロ
グ信号を標本化量子化してデジタル信号を発生し、それ
を出力端子２２に送出する． 第４図に示した実施例は標本化周期の信号の抽出回路２
５と、通常形式のＰＬＬ２１とを別構或のものとして備
えているものであるが、前記した標本化周期の信号の抽
出回路２５として、例えば第２図について説明したよう
なコスタス型ＰＬＬまたは変形コスタス型ＰＬＬを使用
して構成されているものが使用される場合には、前記し
た標本化周期の信号の抽出回路２５として使用されるコ
スタス型ＰＬＬまたは変形コスタス型ＰＬＬと、通常形
式のＰＬＬ２１とにおける共通な構或部分を共用するよ
うな第５図に示すような構成態様のものとすることがで
きる． 第５図における微分回路５と切換スイッチＳＷ３とブロ
ック２８とによって示されている構成部分は、第４図中
の標本化周期の信号の抽出回路２５と、切換スイッチＳ
Ｗ３と，通常形式のＰＬＬとによって構戊されている構
或部分と対応しており、第５図示の回路配置の動作は第
４図に示されている回路配置の動作と同じである。

第６図は第５図中における前記した微分回路５と切換ス
イッチＳＷ３とブロック２８とによって示されている構
或部分の具体的な構或例を示すブロック図であって、こ
の第６図に示されている回路配置は第２図の（ｂ）に示
されている回路配置におけるリミッタ４にハイパス・フ
ィルタ２を前置させた構成７ａ＋様のものを基本として
構威されたものである。

第６図示の回路配置は一例構或を示したものであり、実
施に当っては他に種々変形した構或ＩＭＡ様のものとな
されてもよいことは勿論である．第６図示の回路配置に
おいて、入力端子１に供給されたＤＡ変換器から出力さ
れた階段波状のアナログ信号は，ｔｔ分回路５を介して
切換スイッチＳＷ３の固定接点ａに与えられており、ま
た、切換スイッチＳＷ３の固定接点ｂには標本化信号も
発生できるような基準信号の発生源２６で発生された標
本化信号が供給されている． 切換スイッチＳＷ３の可動接点Ｖは．変形コスタスＰＬ
Ｌにおけるハイパス・フィルタ２とローバス・フィルタ
３とに接続されている．前記したローパス・フィルタ３
の出方信号は切換スイッチＳＷ４の固定接点ａに接続さ
れており、また切換スイッチＳＷ４の固定接点ｂには接
地との間に電源３０が接続されている．切換スイッチＳ
Ｗ４の可動接点Ｖは乗算器１３に接続されている．前記
した切換スイッチＳＷ３，ＳＷ４は記録側のデジタル・
オーディオ記録，再生装置が通常のアナログ信号の記録
モードにより記録動作を行うようになされた場合には、
端子２７に対して図示されていない制御回路から供給さ
れる切換制御信号によって、可動接点Ｖが固定接点ｂ側
に切換えられ、また、記録モードが特殊なアナログ信号
の記録モードとなされた場合には可動接点Ｖが固定接点
ａ側に切換えられる． 通常のアナログ信号の記録モード記録動作を行うように
なされた場合における第６図に示す回路配置は、前記し
た各切換スイッチＳＷ３，ＳＷ４の可動接点Ｖが固定接
点ｂ側に切換えられた状態になされているから，基準信
号の発生源２６で発生された標本化信号が、基準信号の
発生源２６→切換スイッチＳＷ２の固定接点ｂ→同可動
接点Ｖ→ハイパス・フィルタ２→リミッタ４の回路を経
て乗算器１０に供給される．この状態において乗算器ｌ
３には切換スイッチＳＷ４の固定接点ｂと可動接点Ｖと
を介して電源３０から直流電位が与えられている。

そして、乗算器１０→乗算器１３→ループフィルタ１４
→電圧制御発振器１５→移相器ｌ２→乗算器１０の回路
は通常形式のＰＬＬを構成しているから，出力端子２３
には基準信号の発生源２６で発生された標本化信号が出
力されることになる．次に，特殊なアナログ信号の記録
モード記録動作を行うようになされた場合における第６
図に示す回路配置は、前記した各切換スイッチＳＷ３，
ＳＷ４の可動接点Ｖが固定接点ａ側に切換えられた状態
になされているから、入力端子１に供給されたＤＡ変換
器から出力された階段波形のアナログ信号が微分回路５
によって微分された後に、切換スイッチＳＷ３の固定接
点ａと可動接点とを介して変形コスタスＰＬＬにおける
ハイパス・フィルタ２とローパス・フィルタ３とに供給
される。

それにより前記した変形コスタス回路では、それに供給
された標本化周期の信号成分の周波数及び位相を有する
標本化周期信号を発生して出力端子２３に送出する． 第４図乃至第６図示の回路配置では通常のアナログ信号
の記録モード時と，特殊なアナログ信号の記録モード時
とに応じて、切換スイッチＳＷ２〜ＳＷ４の内の所定の
ものーが切換えられるようになされていたが、第゛７図
は前記の動作モードの変更に伴う回路の切換え動作が自
動的に行われるように構成された場合の構或例を示すブ
ロック図である． 第７図に示す回路配置は第５図に示されている回路配置
に標本化周期の信号成分の検出回路（サンプリング信号
成分検出回路）３１を付加したものである．Ｗ本化周期
の信号成分の検出回路３エは、入力端子１に供給された
アナログ信号中からに標本化周期の信号成分を検出し、
それを切換スイッチＳＷ２〜ＳＷ４に切換制御信号とし
て供給する． それで、前記した標本化周期の信号成分の検出回路３１
から出力された切換制御信号によって、通常のアナログ
信号の記録モード時には、切換スイッチＳＷ２〜ＳＷ４
の可動接点Ｖが固定接点ｂ側に自動的に切換えられ、ま
た，特殊なアナログ信号の記録モード時には切換スイッ
チＳＷ２〜ＳＷ４の可動接点Ｖが固定接点ａ側に自動的
に切換えられるので，第７図示の回路配置では通常のア
ナログ信号の記録モード時と、特殊なアナログ信号の記
録モード時とに応じて、動作モードの変更に伴う回路の
切換え動作が自動的に行われる．これまでの説明は、再
生側のデジタル・オーディオ記録，否生装置におけるＤ
Ａ変換器から出力された階段波状のアナログ信号を、そ
の信号形状を変化させることなく記録側のデジタル・オ
ーディオ記録，再生装置におけるＡＤ変換器に供給して
デジタル記録を行うようにする場合に、再生側のデジタ
ル・オーディオ記録，再生装置におけるＤＡ変換器から
出力された階段波状のアナログ信号から抽出した標本化
周期の同期信号を用いて、記録側のデジタル・オーディ
オ記録，再生装置におけるＡＤ変換動作を行わせるよう
にするものであったが、記録側のデジタル・オーディオ
記録，再生装置におけるＡＤ変換動作がより一層確実に
行われるようにするために、再生側のデジタル・オーデ
ィオ記録，再生装置におけるＤＡ変換器がら出力された
階段波状のアナログ信号に、標本化周期の信号に関連す
る信号を付加した状態の信号を記録側のデジタル・オー
ディオ記録，再生装置に供給するようにして本発明を実
施することもできる． まず、再生側のデジタル・オーディオ記録，再生装置に
おけるＤＡ変換器から出力された階段波状のアナログ信
号に、前記のように標本化周期の信号に関連する信号を
付加した状態の信号を記録側のデジタル・オーディオ記
録，再生装置に供給した場合でも、記録側のデ，ジタル
・オーディオ記録，再生装置で，それに供給された記録
の対象にされているアナログ信号を、もとの標本化信号
と同一の標本化周期の標本化信号で標本化した後に量子
化してデジタル信号に変換する動作を行っているから、
前記した付加信号の存在によってビートが生じたとして
も零ビートが生じるだけであり、記録再生信号には何の
悪影響をも与えない．すなわち，記録側のデジタル・オ
ーディオ記録，再生装置におけるＡＤ変換動作時におけ
るサンプリング幅が例えば全幅（標本化周期の３　６　
０ｆ′）であれば、積分値は零となるから問題は全く生
じないが．ＡＤ変換動作時におけるサンプリング幅は全
幅の１／２〜１／４となされているのが一般的であって
，この場合にＡＤ変換動作時におけるサンプリング位置
が正常な位置からずれていると直流電圧が生じる。しか
しアナログ信号が音響信号の場合には直流成分は何の害
も生じさせず、また、前記した直流成分は例えばコンデ
ンサ、その他の交流結合手段を用いればて容易に除去で
きる，７Ａお、記録の対象にされているアナログ信号が
映像信号の場合には直流分が必要であるが、直流分再挿
入回路によって背景の明るさを再現させることは容易で
ある． 前記のように標本化周期の信号に関連する信号を付加し
た状態の信号を記録側のデジタル・オーディオ記録，再
生装置に供給する場合に重要な点は、記録の対象にされ
るアナログ信号が零の状態のときに、前記した付加信号
の位相が標本化信号の位相と同相となるように付加信号
の位相を定めておくか、あるいは標本化信号の位相と逆
相となるように付加信号の位相を位相を定めておくが、
ということである． 前記のように付加信号の位相が予め定められていれば、
第１図の（−ａ）に示されている回路配置の場合には、
記録の対象にされるアナログ信号が零の状態のときにお
ける切換スイッチＳＷＩの可動接点Ｖの切換え態様を前
記した付加信号の位相に従って決定すればよく、また、
第１図の（ｂ）に示されている回路配置｛第１図の（ｃ
），（ｄ）の回路配置でも同じ｝の場合には、記録の対
象にされるアナログ信号が零の状態のときに，乗算器９
に対してバイアス電源２９｛第１図の（ｃ），（ｄ）の
回路配置中には図示が省略されている｝から前記した付
加信号の位相に従った所定の極性と大きさの直流電圧が
供給されるようにすればよい。

前記した付加信号は標本化周期に関連する周期の信号で
あればよく、それが標本化周期の整数倍｛（１，２．３
・・・）倍｝の周期の信号であっても、標本化周期の整
数分のーの周期の信号であってもよい。

付加信号として例えば標本化周期の２倍の周期の信号を
用いた場合には，標本化周期の２倍の周期のビートを生
じるが、この場合のビートの周波数はナイキストの限界
周波数であるために、最終的にはデコーダの出力フィル
タによって除去されるから問題はない。

第８図及び第９図は再生側のデジタル・オーディオ記録
，再生装置において、ＤＡ変換器から出力された階段波
状のアナログ信号に、標本化周期の信号に関連する周期
を有する付加信号を付加する際の回路Ｓ威を例示したも
のであり、３３はＤＡ変換器．３４．３８は標本化周期
と関連する周期を有する付加信号の供給線、ＳＷ６〜Ｓ
Ｗ８は切換スイッチ、３５．４０は切換制御信号の供給
端子，３６．３９は加算器、３７はＤＡ変換器から出力
された階段波状のアナログ信号に付加信号が加算された
状態の信号の出カ端子である。

まず，第８図示の回路配置において、ＤＡ変換器３３か
ら出力された階段波状のアナログ信号は、切換スイッチ
ＳＷ６の固定接点ａとアンチ・エリアシング・フィルタ
２４とに供給されている。

前記した切換スイッチ−ＳＷ６の固定接点ｂにはアンチ
・エリアシング・フィルタ２４からの出方信号が供給さ
れている，また切換スイッチＳＷ７の固定接点ｂは無接
続となされ、固定接点ａには標本化周期と関連する周期
を有する付加信号が供給，１１３４を介して供給されて
いる， 前記した２つの切換スイッチＳ−Ｗ６，ＳＷ７は、切換
制御信号の供給端子３５に供給された切換制御信号によ
って連動した切換動作を行うようになされていて、前記
した切換スイッチＳ　Ｗ６，　Ｓ　Ｗ７は記録側のデジ
タル・オーディオ記録，再生装置が通常のアナログ信号
の記録モードにより記録動作を行う場合には、端子３５
に対して図示されていない制御回路から供給される切換
制御信号により可動接点Ｖが固定接点ｂ側に切換えられ
、また、記録側のデジタル・オーディオ記録，再生装置
が特殊なアナロク信号の記録モードにより記録動作を行
う場合には、端子３５に対して図示されていない制御回
路から供給される切換制御信号によって可動接点Ｖが固
定接点ａ側に切換えられる。

前記した各切換スイッチＳＷ６，ＳＷ７の可動接点Ｖが
固定接点ａ側に切換えられた状態になされた場合には、
ＤＡ変換器３３から出力された階段波状のアナログ信号
が切換スイッチＳＷ６の固定接点ａ→同可動接点Ｖの経
路で加算器３６に供給され、また、標本化周期と関連す
る周期を有する付加信号が、供給線３４→ＳＷ７の固定
接点ａ→同可動接点Ｖの経路で加算器３６に供給されて
、加算器３６から出力端子３７にはＤＡ変換器３３から
出力された階段波状のアナログ信号に標本゛化周期と関
連する周期を有する付加信号が付加された状態の信号が
送出される． また、前記した各切換スイッチＳＷ６，ＳＷ７の可動接
点Ｖが固定接点ｂ側に切換えられた状態になされた場合
には．ＤＡ変換器３３から出力された階段波状のアナロ
グ信号が、アンチ・エリアシング・フィルタ２４→切換
スイッチＳＷ６の固定接点ｂ→同可動接点Ｖの経路で加
算器３６に供給される．この状態において切換スイッチ
ＳＷ７（７）可動接点Ｖは固定接点ｂ側に切換えられて
いるが，切換スイッチＳＷ７の固定接点ｂは無接続の状
態になされているから、加算器３６から出力端子３７に
はＤＡ変換器３３から出力された階段波状のアナログ信
号が、アンチ・エリアシング・フィルタ２４によって波
形が滑らかになされた状態のアナログ信号が供給される
． また、第９図示の回路配置において、ＤＡ変換器３３か
ら出力された階段波状のアナログ信号は、加算器３９と
アンチ・エリアシング・フィルタ２４とに供給されてい
る．アンチ・エリアシング・フィルタ２４の出力信号は
切換スイッチＳＷ８の固定接点ｂに供給されている． 前記した加算器３９には標本化周期と関連する周期を有
する付加信号が供給４１３８を介して供給されており，
加算器３９ではＤＡ変換器３３から出力された階段波状
のアナログ信号と、計加信号とが加算された状態の信号
を出力して、それを切換スイッチＳＷ８の固定接点ａに
供給する．切換スイッチＳＷ８は記録側のデジタル・オ
ーディオ記録，再生装置が通常のアナログ信号の記録モ
ードにより記録動作を行う場合には、端子４０に対して
図示されていない制御回路から供給される切換制御信号
により可動接点Ｖが固定接点ｂ側に切換えられ、また、
記録側のデジタル・オーディオ記録，再生装置が特殊な
アナログ信号の記録モードにより記録動作を行う場合に
は、端子４０に対して図示されていない制御回路から供
給される切換制御信号によって可動接点Ｖが固定接点ａ
側に切換えられる． 前記した切換スイッチＳＷ８の可動接点Ｖが固定接点ａ
側に切換えられた状態になされた場合には、加算器３６
から出力されたＤＡ変換器３３から出力された階段波状
のアナログ信号に標本化周期と関連する周期を有する付
加信号が付加された状態の信号が出力端子３７に送出さ
れる。

また、前記した切換スイッチＳＷ８の可動接点Ｖが固定
接点ｂ側に切換えられた状態になされた場合には、ＤＡ
変換器３３から出刀された階段波状のアナログ信号が、
アンチ・エリアシング・フィルタ２４→切換スイッチＳ
Ｗ８の固定接点ｂ→同可動接点Ｖの経路で出力端子３７
に送出される．前記のように再生側のデジタル・オーデ
ィオ記録，再生装置におけるＤＡ変換器から出力された
階段波状のアナログ信号に、標本化周期の信号に関連す
る信号を付加した状態の信号を記録側のデジタル・オー
ディオ記録，再生装置に供給した場合には、記録側のデ
ジタル・オーディオ記録，再生装置において、それに供
給されているアナログ信号が、通常のアナログ信号か、
ＤＡ変換器から出力された階段波状のアナログ信号かを
区別することが容易になり、回路の自動切換え動作を円
滑に行うことが可能になる。

前記した付加信号は単一の信号が用いられる必要はなく
、標本化周期に関連する周期を有する複数の信号が付加
信号として用いられるようにしてもよい。また、前記し
た付加信号は、常に一定の大きさにしても、あるいは記
録の対象にされているアナログ信号の有無によって大き
さが変化されるようになされてもよい． 前記のようにＤＡ変換器から出力された階段波状のアナ
ログ信号に標本化周期と関連する周期を有する付加信号
が付加された状態の信号が記録側のデジタル・オーディ
オ記録，再生装置に供給されるようになされた場合には
、第１図及び第２図を参照して既述した回路配置におけ
る標本化周期の信号の検出動作が一層確実になされるこ
とはいうまでもない． なお、前記のようにＤＡ変換器から出力された階段波状
のアナログ信号に標本化周期と関連する周期を有する付
加信号が付加された状態の信号を記録側のデジタル・オ
ーディオ記録，再生装置に供給している場合には、第１
図及び第２図を参照して既述した回路配置などを用いる
ことなく、単に、前記した付加信号をフィルタによって
抽出すればよいのではないかとも考えられるが、しかし
、ＤＡ変換器から出力された階段波状のアナログ信号中
に含まれている標本化周期の信号成分は、既述のように
記録再生の対象にされている本来のアナログ信号の勾配
に比例して、それの位相が標本化周期信号と同相の状態
となっていたり，逆相の状態になっていたりするので、
前記した付加信号を用いたとしても、その付加信号がＤ
Ａ変換器から出力された階段波状のアナログ信号中に含
まれている標本化周期の信号成分と打消し合ったり、あ
るいは打消した上に本来の位相に対して逆相の信号に変
化させてしまうことも起こり得る．それで、ＤＡ変換器
から出力された階段波状のアナログ信号に標本化周期と
関連する周期を有する付加信号が付加された状態の信号
を記録側のデジタル・オーディオ記録，再生装置に供給
するようにした場合でも、本発明によって標本化周期の
同期信号を検出することが必要とされるのである．（発
明の効果） 以上、詳細に説明したところから明らかなように、本発
明はＤＡ変換器から出力された標本化周期毎に信号レベ
ルが変化している信号中に含まれている標本化周期の信
号成分が、ＤＡ変換器から出力されたアナログ信号にお
ける低域信号成分の勾配、すなわち本来のアナログ成分
の勾配の極性と対応して位相が反転しているという事実
を見出し、この点に着目してデジタル・アナログ変換器
から出力されたアナログ信号における高域信号成分中に
含まれている標本化信号成分の極性を、ＤＡ変換器から
出力されたアナログ信号における低域信号成分の勾配の
極性と対応して適正に切換えることにより，デジタル・
アナログ変換器の出力信号から標本化周期の同期信号を
検出するようにしたものであって、デジタル・アナログ
変換器の出力信号からの標本化周期の同期信号の検出を
、例えばデジタル・アナログ変換器から出力されたアナ
ログ信号における低域信号成分の勾配の極性と対応する
勾配極性指示信号を作り、前記の勾配極性指示信号に基
づいて、前記したデジタル・アナログ変換器から出力さ
れたアナログ信号における高域信号成分中に含まれてい
る標本化信号成分の極性を実質的に切換えるようにして
行ったり、あるいは例えば、デジタル・アナログ変換器
から出力されたアナログ信号における低域信号成分の勾
配と対応する勾配情報信号を作り、前記のデジタル・ア
ナログ変換器から出力されたアナログ信号における高域
信号成分中に含まれている標本化周期の信号成分と前記
の勾配情報信号とを乗算することによって行ったり，例
えばデジタル・アナログ変換器から出力されたアナログ
信号を微分した後にコスタス型フェーズロックドループ
に供給することにより行うようにしたことにより．ＤＡ
変換器から出力された階段波状のアナログ信号から標本
化周期の同期信号を検出したり，標本化信号を発生させ
ることができ、前記のようにして発生させた標本化信号
を用いて記録側のデジタル記録，再生装置のＡＤ変換器
でＡＤ変換動作を行わせるようにして，再生側のデジタ
ル記録，再生装置におけるＤＡ変換器から出力された階
段波状のアナログ信号を、再生，記録の過程に、記録再
生信号に信号の劣化を生じさせるアンチェリアシング・
フィルタが介在させることなく記録側のデジタル記録，
再生装置のＡＤ変換器に与えて．ＡＤ変換することがで
きるようにしたので、従来のデジタル記録，再生装置に
よるアナログ信号のダビングの場合のように，２個のア
ンチ・エリアシング・フィルタを用いてアナログ信号の
デジタル記録再生が行われた場合に生じていた記録再生
信号の劣化を生じさせない状態でのアナログ信号による
デジタル記録再生動作を行うことができる．また、ＤＡ
変換器から出力されたアナログ信号に対して，標本化周
期に関連する周期と位相を有し、かつ、予め定められた
信号レベルに設定されている付加信号を付加させること
により、標本化周期の信号の倹出が一層確実に行われ、
さらに前記した付加信号を用いてデジタル記録再生装置
の動作態様の変更や標本化周期の同期信号の検出動作を
良好に行うこともできる。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第９図は本発明のデジタル・アナログ変換器
の出力信号から標本化周期の同期信号を検出する方法を
適用した装置の概略構或を示すブロック図、第１０図と
第１ｌ図及び第１３図ならびに第１４図は説明用の波形
例図、第１２図及び第１５図は説明用の特性例図である
． 工・・・アナログ信号の入力端子、２・・・ハイパス・
フィルタ、３・・・ローバス・フィルタ，４・・・リミ
ッタ（あるいはＡ　Ｇ　Ｃ　）のような信号振輻を一定
化させるような機能を備えている回路，５・・微分回路
、６・・・極性反転回路，７・・・正負判定回路（信号
極性の判別回路）、８・・・出力端子、９〜１１．１３
・・・乗算器、１２は移相器、１４・・・ループフィル
タ、１５・・・電圧制御発振器、１６・・・ＰＬＬの出
力信号端子、ｌ７・・・コスタス型フェーズロックドル
ープ，１８・・・ＡＤ変換器、ｌ９・・・バッファメモ
リ，２０・・メモリ，２１・・・フェーズロックドルー
プ、２２・・・デジタルデータの出力端子、２３・・・
クロック信号の出力端子、２４・・・アンチェリアシン
グフィルタ，２５・・・標本化信号の抽出回路、２６・
・・基準周波数源．２７，３５，４０・・・切換制御信
号の供給端子、２８はＰＬＬと切換回路、２９・・・バ
イアス用電源、３０・・・電源、３３・・・デジタル・
アナログ変換器、３４．３８は信号の供給線、３６．３
９は加算器．ｓｗｔ−ｓｗｓは切換スイッチ、手続補正
書（自制 平成２年６月８日 平成１年特許願第２４４４７０号 ２．発明の名称 デジタル・アナログ変換器の出力信号から標本化周期の
同期信号を検出する方法及び装置 ３．補正をする者 事件との関係　　　　特　許　出願人 住　所　神奈川県横浜市神奈川区守屋町３丁目１２番地
名称（４３２）　　日本ビクター株式会社４．代理人 住 所 東京都品川区東品川３丁目４番１９−９１５号ファクシ
ミリ０３　（４７２）　２２５７番７．補正の内容 明細書第４２頁第１７行乃至同頁第１８行『回路配置に
おける・・・　・・・と同じものになる．」を次のよう
に補正する。 「回路配置における動作に対応している。第１図の（ａ
）においては標本化周期の位相を連続的なものにしてい
るのに対し、第２図の（ａ）においては電圧制御発振器
に与える制御電圧（略々直流）の極性を連続的なものに
している。』

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、デジタル・アナログ変換器の出力信号を、それの信
   号形態を変えることなくアナログ・デジタル変換器に供
   給してアナログ・デジタル変換を行わせる場合に、前記
   のアナログ・デジタル変換器におけるアナログ・デジタ
   ル変換動作をデジタル・アナログ変換器におけるデジタ
   ル・アナログ変換動作と同期させるための標本化周期の
   同期信号をデジタル・アナログ変換器の出力信号から検
   出する方法であって、デジタル・アナログ変換器から出
   力されたアナログ信号における低域信号成分の勾配の極
   性と対応する勾配極性指示信号を得る手段と、前記した
   デジタル・アナログ変換器から出力されたアナログ信号
   における高域信号成分中に含まれている標本化信号成分
   の極性を前記した勾配極性指示信号に基づいて実質的に
   切換える手段とからなるデジタル・アナログ変換器の出
   力信号から標本化周期の同期信号を検出する方法 ２、デジタル・アナログ変換器の出力信号を、それの信
   号形態を変えることなくアナログ・デジタル変換器に供
   給してアナログ・デジタル変換を行わせる場合に、前記
   のアナログ・デジタル変換器におけるアナログ・デジタ
   ル変換動作をデジタル・アナログ変換器におけるデジタ
   ル・アナログ変換動作と同期させるための標本化周期の
   同期信号をデジタル・アナログ変換器の出力信号から検
   出する方法であって、デジタル・アナログ変換器から出
   力されたアナログ信号における低域信号成分の勾配と対
   応する勾配情報信号を得る手段と、前記したデジタル・
   アナログ変換器から出力されたアナログ信号における高
   域信号成分中に含まれている標本化周期の信号成分と前
   記の勾配情報信号とを乗算する手段とからなるデジタル
   ・アナログ変換器の出力信号から標本化周期の同期信号
   を検出する方法 ３、デジタル・アナログ変換器から出力されたアナログ
   信号における高域信号成分中に含まれている標本化信号
   成分に振幅一定化手段を適用してから信号処理が行われ
   るようにした請求項１または２に記載のデジタル・アナ
   ログ変換器の出力信号から標本化周期の同期信号を検出
   する方法 ４、デジタル・アナログ変換器の出力信号を、それの信
   号形態を変えることなくアナログ・デジタル変換器に供
   給してアナログ・デジタル変換を行わせる場合に、前記
   のアナログ・デジタル変換器におけるアナログ・デジタ
   ル変換動作をデジタル・アナログ変換器におけるデジタ
   ル・アナログ変換動作と同期させるための標本化周期の
   同期信号をデジタル・アナログ変換器の出力信号から検
   出する方法であって、コスタス型フェーズロックドルー
   プにおいて互に９０゜の位相差を有する信号が乗算信号
   の一方のものとして加えられている２個の乗算器に、デ
   ジタル・アナログ変換器から出力されたアナログ信号を
   他方の乗算信号として供給する際に、前記した２個の乗
   算器における他方の乗算信号の供給路の少なくとも一方
   に微分器を設けてなるデジタル・アナログ変換器の出力
   信号から標本化周期の同期信号を検出する方法 ５、デジタル・アナログ変換器の出力信号を、それの信
   号形態を変えることなくアナログ・デジタル変換器に供
   給してアナログ・デジタル変換を行わせる場合に、前記
   のアナログ・デジタル変換器におけるアナログ・デジタ
   ル変換動作をデジタル・アナログ変換器におけるデジタ
   ル・アナログ変換動作と同期させるための標本化周期の
   同期信号をデジタル・アナログ変換器の出力信号から検
   出する方法であって、コスタス型フェーズロックドルー
   プにおける入力信号が供給されるべき２個の乗算器の内
   の一方の乗算器にはデジタル・アナログ変換器から出力
   されたアナログ信号を微分した後に供給するとともに、
   他方の乗算器にはデジタル・アナログ変換器から出力さ
   れたアナログ信号に振幅一定化手段を適用してから供給
   するようにしてなるデジタル・アナログ変換器の出力信
   号から標本化周期の同期信号を検出する方法 ６、デジタル・アナログ変換器の出力信号を、それの信
   号形態を変えることなくアナログ・デジタル変換器に供
   給してアナログ・デジタル変換を行わせる場合に、前記
   のアナログ・デジタル変換器におけるアナログ・デジタ
   ル変換動作をデジタル・アナログ変換器におけるデジタ
   ル・アナログ変換動作と同期させるための標本化周期の
   同期信号をデジタル・アナログ変換器の出力信号から検
   出する方法であって、デジタル・アナログ変換器から出
   力されたアナログ信号が入力信号として供給されるコス
   タス型フェーズロックドループにおける入力信号が供給
   されるべき２個の乗算器の内の片方の乗算器を除去し、
   その除去された乗算器からの出力信号の代わりに、デジ
   タル・アナログ変換器から出力されたアナログ信号の微
   分信号が用いられるようにしてなるデジタル・アナログ
   変換器の出力信号から標本化周期の同期信号を検出する
   方法 ７、デジタル・アナログ変換器から出力されたアナログ
   信号が入力信号として供給されるコスタス型フェーズロ
   ックドループにおける入力信号が供給されるべき乗算器
   に対して振幅一定化手段を介してデジタル・アナログ変
   換器から出力されたアナログ信号が供給されるようにし
   てなる請求項６に記載のデジタル・アナログ変換器の出
   力信号から標本化周期の同期信号を検出する方法 ８、アンチ・エリアシング・フィルタを通過させた信号
   と、アンチ・エリアシング・フィルタを通過させない信
   号とを切換えて記録の対象とされるアナログ信号を選択
   する第１の切換スイッチと、前記した第１の切換スイッ
   チによってアンチ・エリアシング・フィルタを通過させ
   た信号が記録対象のアナログ信号として選択された場合
   には記録再生装置に備えられている基準の周波数源から
   得た標本化周期の信号を選択し、また、前記した第１の
   切換スイッチによってアンチ・エリアシング・フィルタ
   を通過させない信号が記録対象のアナログ信号として選
   択された場合には記録再生装置に供給されたデジタル・
   アナログ変換器の出力信号から得た標本化周期の同期信
   号に基づいて発生された標本化周期の信号を選択する第
   ２の切換スイッチとを備えて構成したデジタル記録再生
   装置 ９、デジタル・アナログ変換器の出力信号をアンチ・エ
   リアシング・フィルタを通過させた信号と、アンチ・エ
   リアシング・フィルタを通過させない信号とを選択して
   出力アナログ信号として出力する第１の切換スイッチと
   、前記した第１の切換スイッチによってアンチ・エリア
   シング・フィルタを通過させたアナログ信号が再生信号
   として選択された場合には標本化周期に関連する周期を
   有する付加信号が出力されないように、また、前記した
   第１の切換スイッチによってアンチ・エリアシング・フ
   ィルタを通過させないアナログ信号が再生信号として選
   択された場合には標本化周期に関連する周期を有する付
   加信号が出力されるように切換える第２の切換スイッチ
   とを備えてなるデジタル記録再生装置 １０、デジタル・アナログ変換器の出力信号をアンチ・
   エリアシング・フィルタを通過させた信号と、デジタル
   ・アナログ変換器の出力信号に対して標本化周期に関連
   する周期を有する付加信号が加算された状態の信号とを
   切換えて出力する手段を設けてなるデジタル記録再生装
   置 １１、標本化周期に関連する周期を有する付加信号を、
   標本化信号に対して同位相の信号とするのか逆位相の信
   号とするのかを予め定めておき、記録側では前記した付
   加信号が存在しない期間中に、前記のように定められた
   位相関係に従ってアナログ・デジタル変換用の標本化信
   号を発生させるようにしたデジタル記録再生装置 １２、記録の対象にされているアナログ信号中に標本化
   周期に関連する周期を有する信号が含まれているか否か
   を検出する手段と、記録の対象にされているアナログ信
   号中に標本化周期に関連する周期を有する信号が含まれ
   ている場合に、記録の対象にされているアナログ信号を
   アンチ・エリアシング・フィルタを通過させないでアナ
   ログ・デジタル変換器に供給されるようにするとともに
   、アナログ・デジタル変換動作に必要とされる標本化信
   号を記録の対象にされているアナログ信号中に含まれて
   いる標本化周期の信号に基づいて発生させる手段と、記
   録の対象にされているアナログ信号中に標本化周期に関
   連する周期を有する信号が含まれていない場合には、記
   録再生装置に備えられている基準の周波数源から得た信
   号に基づいてアナログ・デジタル変換動作に必要とされ
   る標本化信号を発生させる手段とを備えてなるデジタル
   記録再生装置 １３、再生側のデジタル記録再生装置におけるデジタル
   ・アナログ変換器の出力信号を、それの信号形態を変え
   ることなく記録側のデジタル記録再生装置におけるアナ
   ログ・デジタル変換器に供給して録音、録画が行われる
   ようにした記録側のデジタル記録再生装置において、再
   生側のデジタル記録再生装置におけるデジタル・アナロ
   グ変換器の出力信号中に含まれている標本化周期の信号
   によって標本化周期の信号が発生できるように構成され
   ているとともにループフィルタの応答速度の速い第１の
   フェーズロックドループと、ループフィルタの応答速度
   の遅い通常形式の第２のフェーズロックドループとの２
   つのフェーズロックドループとを含む少なくとも２個の
   フェーズロックドループを備え、また、前記した第１の
   フェーズロックドループと第２のフェーズロックドルー
   プとの間にバッファ・メモリを介在させてなるデジタル
   記録再生装置