JP2540958B2 - ディジタル変復調システム - Google Patents
ディジタル変復調システムInfo
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- JP2540958B2 JP2540958B2 JP1261071A JP26107189A JP2540958B2 JP 2540958 B2 JP2540958 B2 JP 2540958B2 JP 1261071 A JP1261071 A JP 1261071A JP 26107189 A JP26107189 A JP 26107189A JP 2540958 B2 JP2540958 B2 JP 2540958B2
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は直交振幅変調を用いた主データ回線に位相変
調を用いて副データ信号を複合伝送させるディジタル変
復調システムに関する。
調を用いて副データ信号を複合伝送させるディジタル変
復調システムに関する。
［従来の技術］ 直交振幅変調はその高能率なことから近年搬送波ディ
ジタル伝送方式の主流となりつつある。
ジタル伝送方式の主流となりつつある。
直交振幅変調を用いた主データ回線に副データ信号を
効率よく複合伝送させるため，主データ信号で変調され
た直交振幅変調波を副データ信号で２αラジアン位相変
調するディジタル変復調システムが提案されている（特
願昭61−24950号）。
効率よく複合伝送させるため，主データ信号で変調され
た直交振幅変調波を副データ信号で２αラジアン位相変
調するディジタル変復調システムが提案されている（特
願昭61−24950号）。
ここで，上記のディジタル変復調システムについて説
明する。
明する。
第６図（ａ）は,16値直交振幅変調波を±αラジアン
位相変調した複合変調波の信号配置図である。
位相変調した複合変調波の信号配置図である。
主データ信号に対応する16個の信号点Cij（i,jは１〜
４の整数）が副データ信号による±αラジアンの位相変
調で信号点AijまたはBijに変換される。
４の整数）が副データ信号による±αラジアンの位相変
調で信号点AijまたはBijに変換される。
信号点がAijまたはBijである複合変調波から，次に説
明するようにして，主データ信号および副データ信号に
再生される。
明するようにして，主データ信号および副データ信号に
再生される。
まず，複合変調波を直交位相検波して，信号点Aijま
たはBijのP,Q軸への正射影である復調出力P0,Q0を得
る。
たはBijのP,Q軸への正射影である復調出力P0,Q0を得
る。
復調出力P0,Q0を±L,±3Lの識別レベルで多値識別し
て得たデータと０の識別レベルで識別して得たデータと
を論理操作することによって副データ信号を再生でき
る。また，特公昭58−698号公報「位相同期回路」に示
される第７図，第９図の回路を用いて，復調出力P0,Q0
から副データ信号を再生することもできる。
て得たデータと０の識別レベルで識別して得たデータと
を論理操作することによって副データ信号を再生でき
る。また，特公昭58−698号公報「位相同期回路」に示
される第７図，第９図の回路を用いて，復調出力P0,Q0
から副データ信号を再生することもできる。
復調出力P0,Q0をアナログ演算回路である＋αラジア
ン移相器および−αラジアン移相器を介して多値識別
し，得られた出力データのいずれかを先に得た副データ
信号に対応して選択することにより主データ信号を再生
できる。
ン移相器および−αラジアン移相器を介して多値識別
し，得られた出力データのいずれかを先に得た副データ
信号に対応して選択することにより主データ信号を再生
できる。
副データ信号の識別余裕は主データ信号の識別余裕よ
り少ないので，両データ信号の符号伝送速度が同じであ
ると，副データ信号の符号誤り率特性が悪くなり，副デ
ータ信号の信号誤りによって主データ信号の再生も誤る
ので，副データ信号の符号伝送速度を主データ信号の符
号伝送速度の整数（ｍ）分の１にし，帯域制限による改
善効果，あるいは多数決判定等による改善効果で副デー
タ信号の符号誤り率特性を十分良くする必要がある。ま
た，αの値を大きくすれば副データ信号の符号誤り率特
性は良くなるが，反対に主データ信号の符号誤り率特性
が悪くなるので，その値には限度があり,16値の場合,0.
16ラジアン程度である。この場合，信号点によって異な
るが，最良点で主データ信号に対して6dB程度のC/N劣化
量となる。16値の場合,mの値を８程度まで小さくするこ
とが可能である。
り少ないので，両データ信号の符号伝送速度が同じであ
ると，副データ信号の符号誤り率特性が悪くなり，副デ
ータ信号の信号誤りによって主データ信号の再生も誤る
ので，副データ信号の符号伝送速度を主データ信号の符
号伝送速度の整数（ｍ）分の１にし，帯域制限による改
善効果，あるいは多数決判定等による改善効果で副デー
タ信号の符号誤り率特性を十分良くする必要がある。ま
た，αの値を大きくすれば副データ信号の符号誤り率特
性は良くなるが，反対に主データ信号の符号誤り率特性
が悪くなるので，その値には限度があり,16値の場合,0.
16ラジアン程度である。この場合，信号点によって異な
るが，最良点で主データ信号に対して6dB程度のC/N劣化
量となる。16値の場合,mの値を８程度まで小さくするこ
とが可能である。
［発明が解決しようとする問題点］ 上述した従来のディジタル変復調システムを用いれ
ば，αおよびｍの値を適当に選択することにより，主デ
ータ信号の符号誤り率を劣化させることなく副データ信
号を伝送することができる。
ば，αおよびｍの値を適当に選択することにより，主デ
ータ信号の符号誤り率を劣化させることなく副データ信
号を伝送することができる。
しかしながらこのシステムにおいては，副データ信号
による位相変調量は主データ信号による変調波の振幅値
によらずαラジアンと一定であり，このため復調側で再
生された副データ信号のC/N値は主データ信号の変調振
幅値によって大きく異なる。
による位相変調量は主データ信号による変調波の振幅値
によらずαラジアンと一定であり，このため復調側で再
生された副データ信号のC/N値は主データ信号の変調振
幅値によって大きく異なる。
第６図（ａ）を参照すると，主データ信号の変調振幅
値が最大の場合の副データ信号の信号レベルはA11B11が
得られ，最小の場合はA14B14となる。このように両者の
間には約9dBの差があり，副データ信号の符号誤り率特
性は最悪値のA14B14で決まってしまい，副データ信号の
情報量を多くすることができない。つまり，従来のディ
ジタル変復調システムは効率的でないという問題点があ
る。
値が最大の場合の副データ信号の信号レベルはA11B11が
得られ，最小の場合はA14B14となる。このように両者の
間には約9dBの差があり，副データ信号の符号誤り率特
性は最悪値のA14B14で決まってしまい，副データ信号の
情報量を多くすることができない。つまり，従来のディ
ジタル変復調システムは効率的でないという問題点があ
る。
本発明の目的は主データ信号の変調振幅値に応じて副
データ信号による変調位相量を変化させ，副データ信号
の符号誤り率特性をより一層向上させることができるデ
ィジタル変復調システムを提供することにある。
データ信号による変調位相量を変化させ，副データ信号
の符号誤り率特性をより一層向上させることができるデ
ィジタル変復調システムを提供することにある。
［問題点を解決するための手段］ 本発明のディジタル変復調システムは，変調装置が符
号伝送速度f1なる主データ信号で変調された直交振幅変
調波を符号伝送速度f2（f1＞f2）なる副データ信号で変
調する際，前記直交振幅変調波の振幅値に応じて少なく
とも２αラジアン及び２βラジアンの２つの値から一つ
を選択して位相変調し複合変調波を得る手段を備えてお
り，復調装置が，前記複合変調波を直交位相検波して第
１及び第２の復調信号を得る手段と，前記復調信号を多
値識別して得られたデータ信号を演算して前記副データ
信号を再生する手段と，前記データ信号を受けて前記複
合変調波の振幅値を判別し判別信号を出力するレベル判
別手段と，前記データ信号を受けて前記副データ信号及
び前記判別信号に応じて少なくとも前記２αおよび２β
ラジアンの位相を制御し前記主データ信号を再生する主
データ信号再生手段とを備えている。
号伝送速度f1なる主データ信号で変調された直交振幅変
調波を符号伝送速度f2（f1＞f2）なる副データ信号で変
調する際，前記直交振幅変調波の振幅値に応じて少なく
とも２αラジアン及び２βラジアンの２つの値から一つ
を選択して位相変調し複合変調波を得る手段を備えてお
り，復調装置が，前記複合変調波を直交位相検波して第
１及び第２の復調信号を得る手段と，前記復調信号を多
値識別して得られたデータ信号を演算して前記副データ
信号を再生する手段と，前記データ信号を受けて前記複
合変調波の振幅値を判別し判別信号を出力するレベル判
別手段と，前記データ信号を受けて前記副データ信号及
び前記判別信号に応じて少なくとも前記２αおよび２β
ラジアンの位相を制御し前記主データ信号を再生する主
データ信号再生手段とを備えている。
［実施例］ 以下本発明について実施例によって詳細に説明する。
第１図（ａ）は本発明による変調装置の一実施例を示
すブロック図であり，主データ信号が16QAMの場合を表
わしており，第６図（ｂ）に示す変調信号装置が得られ
るように構成される。
すブロック図であり，主データ信号が16QAMの場合を表
わしており，第６図（ｂ）に示す変調信号装置が得られ
るように構成される。
第６図（ｂ）では，主データ信号の振幅値が最大と中
間の場合（最大;Ai1Bi1,中間;Ai2Bi2,Ai3Bi3,ここでｉ
は１〜４）には副データ信号による位相変調量は２αラ
ジアンに，又，主データ信号の振幅値が最小の場合（最
小;Ai4Bi4）には副データ信号による位相変調量は２β
ラジアン（β＞α）に設定される。ここで主データ信号
が16QAMの場合ではβの値はαの２倍程度までは設定可
能となる。
間の場合（最大;Ai1Bi1,中間;Ai2Bi2,Ai3Bi3,ここでｉ
は１〜４）には副データ信号による位相変調量は２αラ
ジアンに，又，主データ信号の振幅値が最小の場合（最
小;Ai4Bi4）には副データ信号による位相変調量は２β
ラジアン（β＞α）に設定される。ここで主データ信号
が16QAMの場合ではβの値はαの２倍程度までは設定可
能となる。
第１図（ｂ）を参照して，主データ信号（X1,2及びY
1,2）と副データ信号（Ｄ）はROM15及び16に入力され，
ここで，第６図（ｂ）の信号配置をＰ軸,Q軸に正射影し
た多ビット２値信号が作成され，次にD/A変換器17及び1
8によってアナログ量に変換される。D/A変換器17及び18
の出力はそれぞれローパスフィルタ（LPF）19及び20を
介して掛算器21及び22とπ/2移送器23とで構成される直
交変調器に入力される。そして，ここで局部発振器24の
中間周波（IF）信号に直交変調を施す。これによって出
力として第６図（ｂ）の変調信号配置が得られる。
1,2）と副データ信号（Ｄ）はROM15及び16に入力され，
ここで，第６図（ｂ）の信号配置をＰ軸,Q軸に正射影し
た多ビット２値信号が作成され，次にD/A変換器17及び1
8によってアナログ量に変換される。D/A変換器17及び18
の出力はそれぞれローパスフィルタ（LPF）19及び20を
介して掛算器21及び22とπ/2移送器23とで構成される直
交変調器に入力される。そして，ここで局部発振器24の
中間周波（IF）信号に直交変調を施す。これによって出
力として第６図（ｂ）の変調信号配置が得られる。
ここで，第１図（ａ）を参照して，本発明に用いられ
る復調装置は，入力信号INを増幅する中間周波増幅器１
と，電圧制御発振器（以下VCOという）２と，中間周波
増幅器１の増幅出力とVCO2の発振出力とを入力し復調出
力P0,Q0を出力する直交位相検波器３と，それぞれ復調
出力P0,Q0を増幅するベースバンド増幅器4,5と，それぞ
れベースバンド増幅器4,5の増幅出力を入力し復調デー
タDp,Dqを出力するアナログ・ディジタル変換器（以下
Ａ−Ｄ変換器という）6,7と，復調データDpおよびDqを
入力し副データ信号Ｓを出力する副データ信号再生回路
８と，復調データDpおよびDqを副データ信号再生回路８
の遅延量分だけ遅らせる遅延回路13と，遅延回路13出力
を入力して主データ信号の振幅値を判別するレベル判別
回路14と，遅延回路14出力と判別信号Ｈならびに副デー
タ信号Ｓを入力し主データ信号X1,X2,Y1,Y2ならびにデ
ータ信号X3,Y3を出力する主データ信号再生回路９と，
データ信号X3,Y3を入力し信号をベースバンド増幅器4,5
へ出力する低域通過濾波器（以下LPFという）10と，そ
れぞれデータ信号X1,X3,Y1およびY3を入力する論理回路
11,12とを備えている。論理回路11は中間周波増幅器1,
ベースバンド増幅器５へ信号を出力し，論理回路12はVC
O2へ信号を出力する。
る復調装置は，入力信号INを増幅する中間周波増幅器１
と，電圧制御発振器（以下VCOという）２と，中間周波
増幅器１の増幅出力とVCO2の発振出力とを入力し復調出
力P0,Q0を出力する直交位相検波器３と，それぞれ復調
出力P0,Q0を増幅するベースバンド増幅器4,5と，それぞ
れベースバンド増幅器4,5の増幅出力を入力し復調デー
タDp,Dqを出力するアナログ・ディジタル変換器（以下
Ａ−Ｄ変換器という）6,7と，復調データDpおよびDqを
入力し副データ信号Ｓを出力する副データ信号再生回路
８と，復調データDpおよびDqを副データ信号再生回路８
の遅延量分だけ遅らせる遅延回路13と，遅延回路13出力
を入力して主データ信号の振幅値を判別するレベル判別
回路14と，遅延回路14出力と判別信号Ｈならびに副デー
タ信号Ｓを入力し主データ信号X1,X2,Y1,Y2ならびにデ
ータ信号X3,Y3を出力する主データ信号再生回路９と，
データ信号X3,Y3を入力し信号をベースバンド増幅器4,5
へ出力する低域通過濾波器（以下LPFという）10と，そ
れぞれデータ信号X1,X3,Y1およびY3を入力する論理回路
11,12とを備えている。論理回路11は中間周波増幅器1,
ベースバンド増幅器５へ信号を出力し，論理回路12はVC
O2へ信号を出力する。
この復調装置は，主データ信号の変調方式として16値
直交振幅変調を用いた例であり，入力信号INは，主デー
タ信号X1,X2,Y1およびY2で変調された16値直交振幅変調
波（その信号点の正規位置は第６図（ｂ）のCijであ
る）を副データ信号Ｓで16値直交振幅変調波の振幅値が
最大，中間の場合±αラジアン，又振幅値が最小の場合
±βラジアン位相変調した中間周波帯の複合変調波であ
り，その信号点は第６図（ｂ）のAij,Bijである。主デ
ータ信号のうち，信号点CijのＰ軸方向位置をきめるの
がX1,X2であり,Q軸方向位置をきめるのがY1,Y2であると
する。また，信号点の象限をきめる主データ信号がX1,Y
1であるとする。なお，副データ信号の符号伝送速度は
主データ信号の符号伝送速度のｍ分の１に設定する。
直交振幅変調を用いた例であり，入力信号INは，主デー
タ信号X1,X2,Y1およびY2で変調された16値直交振幅変調
波（その信号点の正規位置は第６図（ｂ）のCijであ
る）を副データ信号Ｓで16値直交振幅変調波の振幅値が
最大，中間の場合±αラジアン，又振幅値が最小の場合
±βラジアン位相変調した中間周波帯の複合変調波であ
り，その信号点は第６図（ｂ）のAij,Bijである。主デ
ータ信号のうち，信号点CijのＰ軸方向位置をきめるの
がX1,X2であり,Q軸方向位置をきめるのがY1,Y2であると
する。また，信号点の象限をきめる主データ信号がX1,Y
1であるとする。なお，副データ信号の符号伝送速度は
主データ信号の符号伝送速度のｍ分の１に設定する。
入力信号INは，中間周波増幅器１で所定の振幅に増幅
され，直交位相検波器３でVCO2出力を基準位相として直
交位相検波される。検波出力である復調出力P0,Q0は信
号点AijまたはBijのP,Q軸への正射影である。
され，直交位相検波器３でVCO2出力を基準位相として直
交位相検波される。検波出力である復調出力P0,Q0は信
号点AijまたはBijのP,Q軸への正射影である。
復調出力P0,Q0は，それぞれのベースバンド増幅器4,5
で所定の振幅の増幅され,A−Ｄ変換器6,7で多値識別さ
れて復調データDp,Dqに変換される。復調データDp,Dqの
ビット数が多いほど以降の信号処理の精度は良くなる
が,16値の場合,8ビット程度で十分である。
で所定の振幅の増幅され,A−Ｄ変換器6,7で多値識別さ
れて復調データDp,Dqに変換される。復調データDp,Dqの
ビット数が多いほど以降の信号処理の精度は良くなる
が,16値の場合,8ビット程度で十分である。
副データ信号再生回路８は，後述するように，論理回
路とディジタル演算回路とを備えて構成されている。論
理回路は，復調データDp,Dqに対応して係数データを出
力する。ディジタル演算回路は，係数データならびに復
調データDp,Dqをディジタル演算して副データ信号Ｓを
再生する。
路とディジタル演算回路とを備えて構成されている。論
理回路は，復調データDp,Dqに対応して係数データを出
力する。ディジタル演算回路は，係数データならびに復
調データDp,Dqをディジタル演算して副データ信号Ｓを
再生する。
主データ信号再生回路９も，後述するように，論理回
路とディジタル演算回路とを備えており，論理回路は，
副データ信号再生回路８が出力した副データ信号Ｓに対
応して係数データを出力する。ディジタル演算回路は，
係数データならびに復調データDp,Dqをディジタル演算
することにより，復調データDp,Dqから副データ信号Ｓ
による位相変調の成分を除去する。このようにして得た
二つのデータの最上位ビットならびに第２位ビットは，
主データ信号X1,Y1ならびにX2,Y2になっている。第３位
ビットがデータ信号X3,Y3である。
路とディジタル演算回路とを備えており，論理回路は，
副データ信号再生回路８が出力した副データ信号Ｓに対
応して係数データを出力する。ディジタル演算回路は，
係数データならびに復調データDp,Dqをディジタル演算
することにより，復調データDp,Dqから副データ信号Ｓ
による位相変調の成分を除去する。このようにして得た
二つのデータの最上位ビットならびに第２位ビットは，
主データ信号X1,Y1ならびにX2,Y2になっている。第３位
ビットがデータ信号X3,Y3である。
データ信号X3,Y3は,A−Ｄ変換器6,7の入力信号の正規
値からのずれを表わす信号なので，データ信号X3をLPF1
0で低減濾波した出力でベースバンド増幅器４の出力直
流レベルを，また，データ信号Y3をLPF10で低減濾波し
て得た出力でベースバンド増幅器５の出力直流レベルを
制御することによって,A−Ｄ変換器6,7の入力信号の直
流成分のドリフトを補償できる。この直流ドリフト補償
の動作については，本発明者による「復調装置」（特開
昭58−101449号公報）に詳細に記述されている。
値からのずれを表わす信号なので，データ信号X3をLPF1
0で低減濾波した出力でベースバンド増幅器４の出力直
流レベルを，また，データ信号Y3をLPF10で低減濾波し
て得た出力でベースバンド増幅器５の出力直流レベルを
制御することによって,A−Ｄ変換器6,7の入力信号の直
流成分のドリフトを補償できる。この直流ドリフト補償
の動作については，本発明者による「復調装置」（特開
昭58−101449号公報）に詳細に記述されている。
論理回路11は，データ信号X1,X3,Y1およびY3から得た
二つの信号で中間周波増幅器１およびベースバンド増幅
器５の利得を制御することにより,A−Ｄ変換器6,7の入
力信号振幅を正規値に保つ回路であり，その構成ならび
に動作については，本発明者による「自動利得制御回
路」（特開昭59−169256号公報）に詳細に記述されてい
る。
二つの信号で中間周波増幅器１およびベースバンド増幅
器５の利得を制御することにより,A−Ｄ変換器6,7の入
力信号振幅を正規値に保つ回路であり，その構成ならび
に動作については，本発明者による「自動利得制御回
路」（特開昭59−169256号公報）に詳細に記述されてい
る。
論理回路12は，データ信号X1,X3,Y1およびY3から得た
信号でVCO2を制御して位相同期ループを形成する回路で
あり，その構成ならびに動作については，本発明者によ
る「搬送波再生回路」（特開昭57−131151号公報）に詳
細に記述されている。
信号でVCO2を制御して位相同期ループを形成する回路で
あり，その構成ならびに動作については，本発明者によ
る「搬送波再生回路」（特開昭57−131151号公報）に詳
細に記述されている。
第２図（ａ），（ｂ）は，副データ信号再生回路８の
二つの構成例を示すブロック図である。
二つの構成例を示すブロック図である。
第２図（ａ）示す副データ信号再生回路８は，復調デ
ータDpおよびDqを入力し係数データMp1およびMq1を出力
する論理回路81と，それぞれ復調データDp,Dqと係数デ
ータMp1,Mq1とを入力する掛算器82,83と，掛算器82の出
力から掛算器83の出力を減算する減算器84と，減算器84
の出力を入力し副データ信号Ｓを出力する多数決判定回
路85とを備えている。
ータDpおよびDqを入力し係数データMp1およびMq1を出力
する論理回路81と，それぞれ復調データDp,Dqと係数デ
ータMp1,Mq1とを入力する掛算器82,83と，掛算器82の出
力から掛算器83の出力を減算する減算器84と，減算器84
の出力を入力し副データ信号Ｓを出力する多数決判定回
路85とを備えている。
論理回路81は，主データ信号X1,X2ならびにY1,Y2に対
応する復調データDpならびにDqの上位２ビットから信号
点Cijの位置（i,jの値）を判別して，判別結果に対応し
て係数データMp1およびMq1を出力する。
応する復調データDpならびにDqの上位２ビットから信号
点Cijの位置（i,jの値）を判別して，判別結果に対応し
て係数データMp1およびMq1を出力する。
この対応関係を第３図（ａ），（ｂ）に示す。第３図
（ａ）は，信号点Cijと係数データMp1,Mq1の絶対値との
対応関係を示す説明図である。第３図（ｂ）は，信号点
Cijと係数データMp1,Mq1の極性との対応関係を示す説明
図である。
（ａ）は，信号点Cijと係数データMp1,Mq1の絶対値との
対応関係を示す説明図である。第３図（ｂ）は，信号点
Cijと係数データMp1,Mq1の極性との対応関係を示す説明
図である。
信号点Cijが第１象限または第３象限にある場合（ｉ
が１または3,jが１〜４の場合），掛算器82,83は信号点
Aijに対応する復調データDp,Dqを信号点A11付近に対応
するデータに変換し，信号点Bijに対応する復調データD
p,Dqを信号点B11付近に対応するデータに変換する。そ
の結果，減算器84が出力するデータ列は，等価的に副デ
ータ信号Ｓのアナログ量を表わすが，そのうちの最上位
ビットは，信号点がAijであるとき正，信号点がBijであ
るとき負であることを示すデータになる。信号点Cijが
第２象限または第４象限にある場合（ｉが２または4,j
が１〜４の場合）は，掛算器82,83は信号点AijまたはB
ijに対応する復調データDp,Dqを信号点B31付近または信
号点A31付近に対応するデータに変換するので，この場
合も，減算器84が出力するデータ列の最上位ビットは，
信号点がAijのとき正,Bijのとき負であることを示すデ
ータになる。したがって，減算器84が出力するデータ列
の最上位ビットが正を示すか負を示すかしらべれば，信
号点がAijであるかBijであるかがわかる，いいかえれば
副データ信号Ｓが得られる。
が１または3,jが１〜４の場合），掛算器82,83は信号点
Aijに対応する復調データDp,Dqを信号点A11付近に対応
するデータに変換し，信号点Bijに対応する復調データD
p,Dqを信号点B11付近に対応するデータに変換する。そ
の結果，減算器84が出力するデータ列は，等価的に副デ
ータ信号Ｓのアナログ量を表わすが，そのうちの最上位
ビットは，信号点がAijであるとき正，信号点がBijであ
るとき負であることを示すデータになる。信号点Cijが
第２象限または第４象限にある場合（ｉが２または4,j
が１〜４の場合）は，掛算器82,83は信号点AijまたはB
ijに対応する復調データDp,Dqを信号点B31付近または信
号点A31付近に対応するデータに変換するので，この場
合も，減算器84が出力するデータ列の最上位ビットは，
信号点がAijのとき正,Bijのとき負であることを示すデ
ータになる。したがって，減算器84が出力するデータ列
の最上位ビットが正を示すか負を示すかしらべれば，信
号点がAijであるかBijであるかがわかる，いいかえれば
副データ信号Ｓが得られる。
減算器84のデータ列出力速度は主データ信号の符号伝
送速度に等しいから，減算器84は副データ信号Ｓの１符
号に対しｍ回データ列を出力する。多数決判定回路85
は，減算器84出力の最上位ビットをｍ回計数して多数決
判定し，判定結果を副データ信号Ｓとしてｍ回分の期間
出力する。この多数決論理操作によって，副データ信号
Ｓの符号誤り率特性が改善される。
送速度に等しいから，減算器84は副データ信号Ｓの１符
号に対しｍ回データ列を出力する。多数決判定回路85
は，減算器84出力の最上位ビットをｍ回計数して多数決
判定し，判定結果を副データ信号Ｓとしてｍ回分の期間
出力する。この多数決論理操作によって，副データ信号
Ｓの符号誤り率特性が改善される。
第２図（ｂ）に示す副データ信号再生回路８は，第２
図（ａ）に示す副データ信号再生回路８から多数決判定
回路85を取除き,D−Ａ変換器86,LPF87,A−Ｄ変換器88を
付加して構成されている。
図（ａ）に示す副データ信号再生回路８から多数決判定
回路85を取除き,D−Ａ変換器86,LPF87,A−Ｄ変換器88を
付加して構成されている。
減算器84が出力するデータ列はＤ−Ａ変換器86でアナ
ログ値に変換され,LPF87で帯域制限され,1ビットのＡ−
Ｄ変換器88でディジタル化されて副データ信号Ｓとな
る。LPF87の帯域制限によって，副データ信号Ｓの符号
誤り率特性が改善される。LPF87の帯域は，主データ信
号の符号伝送速度の1/m付近に設定する。
ログ値に変換され,LPF87で帯域制限され,1ビットのＡ−
Ｄ変換器88でディジタル化されて副データ信号Ｓとな
る。LPF87の帯域制限によって，副データ信号Ｓの符号
誤り率特性が改善される。LPF87の帯域は，主データ信
号の符号伝送速度の1/m付近に設定する。
第４図は，主データ信号再生回路９を示すブロック図
である。
である。
第４図に示す主データ信号再生回路９は，副データ信
号Ｓを入力し，係数データMp2,Mq2を出力する論理回路9
2と，復調データDqと係数データMp2とを入力する掛算器
93と，復調データDpと係数データMq2とを入力する掛算
器94と，復調データDpと掛算器93の出力データとを入力
し，データ信号X1〜X3を出力する加算器95と，復調デー
タDqと掛算器94の出力データとを入力し，データ信号Y1
〜Y3を出力する加算器96とを備えている。
号Ｓを入力し，係数データMp2,Mq2を出力する論理回路9
2と，復調データDqと係数データMp2とを入力する掛算器
93と，復調データDpと係数データMq2とを入力する掛算
器94と，復調データDpと掛算器93の出力データとを入力
し，データ信号X1〜X3を出力する加算器95と，復調デー
タDqと掛算器94の出力データとを入力し，データ信号Y1
〜Y3を出力する加算器96とを備えている。
主データ信号再生回路９の入力に設けられている遅延
回路13は，復調データDp,Dqを遅延させる。この遅延時
間は，副データ信号Ｓの１符号を得るのに用いられた最
初の復調データDp,Dqが副データ信号再生回路８に入力
してから副データ信号Ｓのその符号の先頭までの時間に
設定される。この設定によって，主データ信号再生回路
９に副データ信号Ｓの１符号が入力している間その符号
を得るのに用いた復調データDp,Dqが掛算器93,94ならび
に加算器95,96に入力する。
回路13は，復調データDp,Dqを遅延させる。この遅延時
間は，副データ信号Ｓの１符号を得るのに用いられた最
初の復調データDp,Dqが副データ信号再生回路８に入力
してから副データ信号Ｓのその符号の先頭までの時間に
設定される。この設定によって，主データ信号再生回路
９に副データ信号Ｓの１符号が入力している間その符号
を得るのに用いた復調データDp,Dqが掛算器93,94ならび
に加算器95,96に入力する。
論理回路92は，副データ信号Ｓとレベル判定信号Ｈに
応じて第５図に示す関係の係数データMp2,Mq2を出力す
る。図中,H信号が１の場合主データ信号の振幅値が最
大，中間,Oの場合最小を表わしている。
応じて第５図に示す関係の係数データMp2,Mq2を出力す
る。図中,H信号が１の場合主データ信号の振幅値が最
大，中間,Oの場合最小を表わしている。
掛算器93,94ならびに加算器95,96によるディジタル演
算は，加算器95,96の加算結果データD95,D96と表わす
と,H信号が１の場合次のように書ける。
算は，加算器95,96の加算結果データD95,D96と表わす
と,H信号が１の場合次のように書ける。
ただし，副データ信号Ｓの値が信号点Ａｉ（１〜３）
に対応するとき上側の正負符号，信号点Ｂｉ（１〜３）
に対応するとき下側の正負符号をとる。
に対応するとき上側の正負符号，信号点Ｂｉ（１〜３）
に対応するとき下側の正負符号をとる。
（１）式は，値が一定の係数（1/cosα）を無視する
と，信号点Ａｉ（１〜３）またはＢｉ（１〜３）に対応
するベクトル（Dp,Dq）をαラジアンまたは−αラジア
ン回転する式になっているから，復調データDp,Dqが信
号点Ａｉ（１〜３）に対応するデータであっても信号点
Ｂｉ（１〜３）に対応するデータであっても，データD
95,D96は信号点Ｃｉ（１〜３）に対応するデータにな
る。Ｈ信号がＯの場合（主信号が最小）も同様であり，
主データ信号再生回路９は信号点Ai4またはBi4に対応す
るベクトル（Dp,Dq）をβラジアンまたは−βラジアン
回転させるから，復調データDp,Dqが信号点Ai4に対応す
るデータであっても信号点Bi4に対応するデータであっ
ても，データD95,D96は信号点Ci4に対応するデータにな
る。したがって，データD95,D96は復調データDp,Dqから
副データ信号Ｓによる位相変調の成分を除去したデータ
になっている。
と，信号点Ａｉ（１〜３）またはＢｉ（１〜３）に対応
するベクトル（Dp,Dq）をαラジアンまたは−αラジア
ン回転する式になっているから，復調データDp,Dqが信
号点Ａｉ（１〜３）に対応するデータであっても信号点
Ｂｉ（１〜３）に対応するデータであっても，データD
95,D96は信号点Ｃｉ（１〜３）に対応するデータにな
る。Ｈ信号がＯの場合（主信号が最小）も同様であり，
主データ信号再生回路９は信号点Ai4またはBi4に対応す
るベクトル（Dp,Dq）をβラジアンまたは−βラジアン
回転させるから，復調データDp,Dqが信号点Ai4に対応す
るデータであっても信号点Bi4に対応するデータであっ
ても，データD95,D96は信号点Ci4に対応するデータにな
る。したがって，データD95,D96は復調データDp,Dqから
副データ信号Ｓによる位相変調の成分を除去したデータ
になっている。
加算器95,96は，加算結果データD95,D96のそれぞれ上
位３ビットをデータ信号X1〜X3,Y1〜Y3として出力す
る。
位３ビットをデータ信号X1〜X3,Y1〜Y3として出力す
る。
以上説明したように本発明では，主データ信号の振幅
値が最小の場合，副データ信号の変調位相量を２βラジ
アンとすることができる従来の方式に比して約20log（s
inβ/sinα）のC/N比改善ができ副データ信号の符号誤
り率特性を改善することができる。言換えると主信号と
副信号間の符号速度比ｍを小さくできる利点がある。
値が最小の場合，副データ信号の変調位相量を２βラジ
アンとすることができる従来の方式に比して約20log（s
inβ/sinα）のC/N比改善ができ副データ信号の符号誤
り率特性を改善することができる。言換えると主信号と
副信号間の符号速度比ｍを小さくできる利点がある。
尚αとβの比はあまり大きくすると，判別信号Ｈの誤
り波及効果により主信号の符号誤り特性を劣化させるの
で適当な値とすることが必要で主信号が16QAMの場合改
善度として３〜5dBは期待できる。又，実施例において
は主信号の振幅値が最大，中間の場合，副データ信号の
変調位相量は２αラジアンと同一としたが，両者を分け
て最適化を計ることもできる。
り波及効果により主信号の符号誤り特性を劣化させるの
で適当な値とすることが必要で主信号が16QAMの場合改
善度として３〜5dBは期待できる。又，実施例において
は主信号の振幅値が最大，中間の場合，副データ信号の
変調位相量は２αラジアンと同一としたが，両者を分け
て最適化を計ることもできる。
以上，主データ信号の変調方式が16値直交振幅変調で
ある場合について本発明の実施例を説明したが，本発明
は16値以上，すなわち,32値,64値,256値等の場合にも同
様に適用できる。その場合は,A−Ｄ変換器6,7のビット
数を増し，論理回路91の係数データの種類を増し，か
つ，副データ信号の位相変調量（α，β等）およびｍの
値を変更すればよい。なお，副データ信号と主データ信
号とはタイミング同期がとれている必要はなく，非同期
状態であっても動作する。
ある場合について本発明の実施例を説明したが，本発明
は16値以上，すなわち,32値,64値,256値等の場合にも同
様に適用できる。その場合は,A−Ｄ変換器6,7のビット
数を増し，論理回路91の係数データの種類を増し，か
つ，副データ信号の位相変調量（α，β等）およびｍの
値を変更すればよい。なお，副データ信号と主データ信
号とはタイミング同期がとれている必要はなく，非同期
状態であっても動作する。
［発明の効果］ 以上説明したように本発明によるディジタル変復調シ
ステムでは従来に比べて副データ信号のC/N値を約20log
（sinβ/sinα）改善することができ副データ信号の情
報量をより多くすることができる。
ステムでは従来に比べて副データ信号のC/N値を約20log
（sinβ/sinα）改善することができ副データ信号の情
報量をより多くすることができる。
第１図（ａ）は，本発明の復調装置の一実施例を示すブ
ロック図，第１図（ｂ）は本発明の変調装置の一実施例
を示すブロック図，第２図（ａ）及び（ｂ）は，それぞ
れ第１図に示す実施例における副データ信号再生回路の
構成例を示すブロック図，第３図（ａ）及び（ｂ）は，
第２図（ａ）または（ｂ）に示す副データ信号再生回路
における論理回路の入出力関係を示す説明図，第４図
は，第１図に示す実施例における主データ信号再生回路
を示すブロック図，第５図は，第４図に示す主データ信
号再生回路における論理回路の入出力関係を示す説明
図，第６図（ａ）は，従来方式の複合変調波の信号配置
図，第６図（ｂ）は，本発明による複合変調波の信号配
置図である。 １……中間周波増幅器,2……VCO,3……直交位置検波器,
4,5……ベースバンド増幅器,6,7……Ａ−Ｄ変換器,8…
…副データ信号再生回路,9……生データ信号再生回路,1
0……LPF,11,12……論理回路,13……遅延回路,14……レ
ベル判別回路,15,16……ROM,17,18……D/A変換器,19,20
……LPF,21,22……掛算器,23……π/2移相器,24……局
部発振器,81……論理回路,82,83……掛算器,84……減算
器,92……論理回路,93,94……掛算器,95,96……加算
器。
ロック図，第１図（ｂ）は本発明の変調装置の一実施例
を示すブロック図，第２図（ａ）及び（ｂ）は，それぞ
れ第１図に示す実施例における副データ信号再生回路の
構成例を示すブロック図，第３図（ａ）及び（ｂ）は，
第２図（ａ）または（ｂ）に示す副データ信号再生回路
における論理回路の入出力関係を示す説明図，第４図
は，第１図に示す実施例における主データ信号再生回路
を示すブロック図，第５図は，第４図に示す主データ信
号再生回路における論理回路の入出力関係を示す説明
図，第６図（ａ）は，従来方式の複合変調波の信号配置
図，第６図（ｂ）は，本発明による複合変調波の信号配
置図である。 １……中間周波増幅器,2……VCO,3……直交位置検波器,
4,5……ベースバンド増幅器,6,7……Ａ−Ｄ変換器,8…
…副データ信号再生回路,9……生データ信号再生回路,1
0……LPF,11,12……論理回路,13……遅延回路,14……レ
ベル判別回路,15,16……ROM,17,18……D/A変換器,19,20
……LPF,21,22……掛算器,23……π/2移相器,24……局
部発振器,81……論理回路,82,83……掛算器,84……減算
器,92……論理回路,93,94……掛算器,95,96……加算
器。
Claims (3)
- 【請求項１】第１の符号伝送速度の主データ信号と該第
１の符号伝送速度より遅い第２の符号伝送速度の副デー
タ信号とを受け、論理操作の結果得られた出力をディジ
タルアナログ変換した信号出力を直交振幅変調器に与え
て前記主データ信号による多値直交振幅変調波（多値数
は４値を越える値）に対して前記副データ信号による位
相変調が行われた複合変調信号を得る変調装置であっ
て、前記多値直交振幅変調波の振幅レベルに応じて前記
副データ信号による変調位相量を予め定められた値に変
化させ前記振幅レベルが相対的に小さくなる際前記変調
位相量を相対的に大きくなるように制御する手段を有す
ることを特徴とする変調装置。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項に記載の変調装置と
ともに用いられ、前記複合変調信号を直交位相検波して
第１及び第２の復調信号を得る第１の復調手段と、該復
調信号を多値識別してデータ信号を得る第２の復調手段
と、該データ信号から前記副データ信号を再生する第１
の再生手段と、前記データ信号を受けて前記多値直交振
幅変調波の振幅レベルを判別し判別信号を出力するレベ
ル判別手段と、前記判別信号に応じて前記データ信号か
ら前記振幅レベルに対応する前記変調位相量を除去して
前記主データ信号を再生する第２の再生手段とを有する
ことを特徴とする復調装置。 - 【請求項３】第１の符号伝送速度の主データ信号と該第
１の符号伝送速度より遅い第２の符号伝送速度の副デー
タ信号とを受け、論理操作の結果得られた出力をディジ
タルアナログ変換した信号出力を直交振幅変調器に与え
て前記主データ信号による多値直交振幅変調波（多値数
は４値を越える値）に対して前記副データ信号による位
相変調が行われた複合変調信号を得る際、前記多値直交
振幅変調波の振幅レベルに応じて前記副データ信号によ
る変調位相量を予め定められた値に変化させ前記振幅レ
ベルが相対的に小さくなる際前記変調位相量を相対的に
大きくなるように制御する変調装置を有するとともに、
前記複合変調信号を直交位相検波して第１及び第２の復
調信号を得る第１の復調手段と、該復調信号を多値識別
してデータ信号を得る第２の復調手段と、該データ信号
から前記副データ信号を再生する第１の再生手段と、前
記データ信号を受けて前記多値直交振幅変調波の振幅レ
ベルを判別し判別信号を出力するレベル判別手段と、前
記判別信号に応じて前記データ信号から前記振幅レベル
に対応する前記変調位相量を除去して前記主データ信号
を再生する第２の再生手段とを有する復調装置を有する
ことを特徴とするディジタル変復調システム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1261071A JP2540958B2 (ja) | 1989-10-05 | 1989-10-05 | ディジタル変復調システム |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1261071A JP2540958B2 (ja) | 1989-10-05 | 1989-10-05 | ディジタル変復調システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03123146A JPH03123146A (ja) | 1991-05-24 |
| JP2540958B2 true JP2540958B2 (ja) | 1996-10-09 |
Family
ID=17356676
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1261071A Expired - Fee Related JP2540958B2 (ja) | 1989-10-05 | 1989-10-05 | ディジタル変復調システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2540958B2 (ja) |
-
1989
- 1989-10-05 JP JP1261071A patent/JP2540958B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03123146A (ja) | 1991-05-24 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |