JP2536854B2 - ブラシレス直流モ−タの回転数を制御する回転数情報の発生方法および発生回路装置 - Google Patents
ブラシレス直流モ−タの回転数を制御する回転数情報の発生方法および発生回路装置Info
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
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- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Steering Control In Accordance With Driving Conditions (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、デイジタルサーボループを使用した、ブラ
シレス直流モータの回転数制御装置の回転数情報を発生
する方法および装置に関する。すなわち回転数制御装置
は、回転数に関する情報を正確に発生する、経済性に富
みかつ簡単な手段でありまたこれらの情報は容易にデイ
ジタルワードに変換することが可能でありこれらのデイ
ジタルワードはマイクロプロセツサ又は、カウンタ、ゲ
ート、加算器及び減算器、フリツプフロツプ、（演算、
論理ユニツトのような）乗算器、メモリ等の通常のデイ
ジタル回路装置の接続体である回路素子群により処理さ
れる。
シレス直流モータの回転数制御装置の回転数情報を発生
する方法および装置に関する。すなわち回転数制御装置
は、回転数に関する情報を正確に発生する、経済性に富
みかつ簡単な手段でありまたこれらの情報は容易にデイ
ジタルワードに変換することが可能でありこれらのデイ
ジタルワードはマイクロプロセツサ又は、カウンタ、ゲ
ート、加算器及び減算器、フリツプフロツプ、（演算、
論理ユニツトのような）乗算器、メモリ等の通常のデイ
ジタル回路装置の接続体である回路素子群により処理さ
れる。
本発明は、例えば通常及びデイジタルのレコードプレ
ーヤのターンテーブル、音声又はビデオテープレコーダ
等を駆動し10r.p.mより高いこのタイプのブラシレスモ
ータに用いることができる。
ーヤのターンテーブル、音声又はビデオテープレコーダ
等を駆動し10r.p.mより高いこのタイプのブラシレスモ
ータに用いることができる。
従来技術 公知のブラシレス直流モータの速度制御装置は、例え
ば、細い軸方向の光束を供給する赤外線照射光源と、こ
の赤外線照射を検出する、光束を直接に又は鏡による反
射後に受光する赤外線センサと、光束路の中に突出して
おりしたがつて光束の赤外線センサへの伝送を制御する
回転子とを備える光電検出装置等の装置を多数用いてモ
ータ出力軸回転の情報を供給することができる。回転子
は、モータ出力軸に固定されておりかつ、光束を軸の一
回転毎に１度だけ赤外線センサに到達させる１つの孔を
有する円板として形成することができる。この赤外線セ
ンサはホトランジスタ又はホトダイオードで構成するこ
とができそのようにすると赤外線センサは一回転毎に１
つのパルスを供給する。円板は、光束を軸の一回転毎に
その都度遮断する、回転するフインガ部材により置換す
ることができる。ホトセンサの別の使用法として、回転
する鏡を、出力軸により駆動される部分に取付けそして
光源と赤外線センサとを、光束が一回転毎に一度だけ赤
外線センサ表面に達するように取付けることもできる。
赤外線センサが供給する、２つの連続するパルスのそれ
ぞれの始め又は終りの間の時間間隔を測定しその測定結
果を、記憶されているデイジタル値と比較することがで
きる。その差値を誤差信号として制御ループを用いるこ
とにより、固定子巻線に供給される駆動電圧を変化させ
差値を最小化するようにする。
ば、細い軸方向の光束を供給する赤外線照射光源と、こ
の赤外線照射を検出する、光束を直接に又は鏡による反
射後に受光する赤外線センサと、光束路の中に突出して
おりしたがつて光束の赤外線センサへの伝送を制御する
回転子とを備える光電検出装置等の装置を多数用いてモ
ータ出力軸回転の情報を供給することができる。回転子
は、モータ出力軸に固定されておりかつ、光束を軸の一
回転毎に１度だけ赤外線センサに到達させる１つの孔を
有する円板として形成することができる。この赤外線セ
ンサはホトランジスタ又はホトダイオードで構成するこ
とができそのようにすると赤外線センサは一回転毎に１
つのパルスを供給する。円板は、光束を軸の一回転毎に
その都度遮断する、回転するフインガ部材により置換す
ることができる。ホトセンサの別の使用法として、回転
する鏡を、出力軸により駆動される部分に取付けそして
光源と赤外線センサとを、光束が一回転毎に一度だけ赤
外線センサ表面に達するように取付けることもできる。
赤外線センサが供給する、２つの連続するパルスのそれ
ぞれの始め又は終りの間の時間間隔を測定しその測定結
果を、記憶されているデイジタル値と比較することがで
きる。その差値を誤差信号として制御ループを用いるこ
とにより、固定子巻線に供給される駆動電圧を変化させ
差値を最小化するようにする。
モータ軸回転数についての情報を有する信号を発生す
る別の公知の方法は、有利には永久磁石回転子を取巻く
リング状磁石を備えており、回転子磁極の数の複数倍の
極を有しており、外部リング部分に対向しておりかつ印
刷回路の基板に装着されている、円状又はリング状のミ
アンダ形巻線を備えている回転速度計発電機を用いるこ
とである。この回転子速度計発電機の巻線で誘導される
信号は、モータ回転数に比例する振幅と周波数とを有す
る。この信号の周波数は、制御ループで用いるデイジタ
ル値を導出するために用いることができる。
る別の公知の方法は、有利には永久磁石回転子を取巻く
リング状磁石を備えており、回転子磁極の数の複数倍の
極を有しており、外部リング部分に対向しておりかつ印
刷回路の基板に装着されている、円状又はリング状のミ
アンダ形巻線を備えている回転速度計発電機を用いるこ
とである。この回転子速度計発電機の巻線で誘導される
信号は、モータ回転数に比例する振幅と周波数とを有す
る。この信号の周波数は、制御ループで用いるデイジタ
ル値を導出するために用いることができる。
回転数情報を発生する、双方の前述の手段は付加的な
機械的、光−電的又は磁気的構成素子を必要としその結
果として第２の手段において、永久磁石回転子と固定子
駆動コイルとの間の軸方向の空隙の高さは増大する。更
に、ミアンダ形巻線で誘導される信号振幅は比較的に小
さい（5mVのオーダの大きさ）のでこの信号振幅を増幅
し、ろ波し、そして制限（クリツプし）してデイジタル
回路またはマイクロプロセツサが処理できる方形信号を
得るようにする。これらすべては誤差制御の誘因とな
る。回転速度計発電機の出力電圧を用いる回路は、米国
特許第4394594号明細書または英国特許第1563228号明細
書の第９図またはそれに対応するドイツ連邦共和国特許
出願公開第2533187号公報で開示されている。
機械的、光−電的又は磁気的構成素子を必要としその結
果として第２の手段において、永久磁石回転子と固定子
駆動コイルとの間の軸方向の空隙の高さは増大する。更
に、ミアンダ形巻線で誘導される信号振幅は比較的に小
さい（5mVのオーダの大きさ）のでこの信号振幅を増幅
し、ろ波し、そして制限（クリツプし）してデイジタル
回路またはマイクロプロセツサが処理できる方形信号を
得るようにする。これらすべては誤差制御の誘因とな
る。回転速度計発電機の出力電圧を用いる回路は、米国
特許第4394594号明細書または英国特許第1563228号明細
書の第９図またはそれに対応するドイツ連邦共和国特許
出願公開第2533187号公報で開示されている。
永久磁石回転子を有するブラシレス直流モータの別の
回転数制御方法は、ドイツ連邦共和国特許出願公開第22
5129号公報（第１図）に相応して米国特許第3924166号
明細書またはフランス特許出願第2204073号明細書に記
載されている。この方法では、固定子巻線を直流源に接
続している切換トランジスタが遮断されている間に固定
子巻線を形成している駆動コイルに誘起される逆起電力
が用いられる。この逆起電力は、トランジスタが導通し
ている間は巻線における電圧に対して逆の極性を有しま
たこの逆起電力は、モータ回転数に比例する振幅を有す
る正弦波半波の形を有する。すべての巻線の逆起電力
は、対応する半波整流ダイオードを経て、可変抵抗から
成る加算回路網に供給され、マトリツクス形式の加算の
結果生じた電流は、定電流源からの電流と共に演算増幅
器の反転入力側へ供給され、この演算増幅器の非反転入
力側は、所望の回転数に相応する電流を供給する基準電
圧電源と接続されている。演算増幅器の出力側は、制御
可能な定電流源の入力電極と接続されており、この入力
電極は電圧供給源の端子と、コレクタ負荷が固定子巻線
である切換トランジスタのすべてのエミッタの接続点と
の間に接続されている。すべての巻線で発生する逆起電
力からのアナログ情報を処理する制御ループは、巻線に
対応する直列接続トランジスタが導通されると制御ルー
プが、巻線に印加されている電圧を変化させひいてはモ
ータ回転数を制御するように動作する。
回転数制御方法は、ドイツ連邦共和国特許出願公開第22
5129号公報（第１図）に相応して米国特許第3924166号
明細書またはフランス特許出願第2204073号明細書に記
載されている。この方法では、固定子巻線を直流源に接
続している切換トランジスタが遮断されている間に固定
子巻線を形成している駆動コイルに誘起される逆起電力
が用いられる。この逆起電力は、トランジスタが導通し
ている間は巻線における電圧に対して逆の極性を有しま
たこの逆起電力は、モータ回転数に比例する振幅を有す
る正弦波半波の形を有する。すべての巻線の逆起電力
は、対応する半波整流ダイオードを経て、可変抵抗から
成る加算回路網に供給され、マトリツクス形式の加算の
結果生じた電流は、定電流源からの電流と共に演算増幅
器の反転入力側へ供給され、この演算増幅器の非反転入
力側は、所望の回転数に相応する電流を供給する基準電
圧電源と接続されている。演算増幅器の出力側は、制御
可能な定電流源の入力電極と接続されており、この入力
電極は電圧供給源の端子と、コレクタ負荷が固定子巻線
である切換トランジスタのすべてのエミッタの接続点と
の間に接続されている。すべての巻線で発生する逆起電
力からのアナログ情報を処理する制御ループは、巻線に
対応する直列接続トランジスタが導通されると制御ルー
プが、巻線に印加されている電圧を変化させひいてはモ
ータ回転数を制御するように動作する。
発明の構成 本発明では、ブラシレス直流モータの回転数を制御す
るために回転数情報を発生するための方法であって、前
記直流モータは、永久磁石回転子を有し、 固定子巻線の少なくとも１つにおける電圧を速度情報
を形成するために使用し、 当該電圧を閾値検出器に印加し、 当該閾値検出器の出力側は方形波を発生し、 当該方形波の側縁が前記電圧の所定のレベルの上回り
を表す形式の方法において、 前記方形波信号の複数回の周期持続時間を有するウィ
ンドウ信号を形成し、 前記複数回は回転子磁極対の数に相応し、 前記方形波信号の電圧レベルをディジタル回路の論理
入力レベルに適合し、ディジタル回路を制御するように
構成される。
るために回転数情報を発生するための方法であって、前
記直流モータは、永久磁石回転子を有し、 固定子巻線の少なくとも１つにおける電圧を速度情報
を形成するために使用し、 当該電圧を閾値検出器に印加し、 当該閾値検出器の出力側は方形波を発生し、 当該方形波の側縁が前記電圧の所定のレベルの上回り
を表す形式の方法において、 前記方形波信号の複数回の周期持続時間を有するウィ
ンドウ信号を形成し、 前記複数回は回転子磁極対の数に相応し、 前記方形波信号の電圧レベルをディジタル回路の論理
入力レベルに適合し、ディジタル回路を制御するように
構成される。
本発明では、永久磁石回転子の回転により巻線に誘起
される逆起電力の時間又は周波数情報が利用される。こ
の情報は、マイクロプロセツサが直接に処理することが
できるデイジタル値に簡単に変換することができる。正
弦波状の逆起電力波形の半波の持続時間が回転子の回転
数に直接に関係している。
される逆起電力の時間又は周波数情報が利用される。こ
の情報は、マイクロプロセツサが直接に処理することが
できるデイジタル値に簡単に変換することができる。正
弦波状の逆起電力波形の半波の持続時間が回転子の回転
数に直接に関係している。
発明の効果 本発明による回路装置の利点は例えば、同様に逆起電
力を用いる前述のサーボループ等に比して簡単かつ低廉
なことにある、何故ならばマイクロプロセツサは、モー
タを備えている装置に通常は設けられておりかつ別の機
能を行うために用いることができるからである。更にこ
の回路では、動作させるためにポテンシヨメータ即ち正
確に制御された電圧等の調整しなければならない部分を
用いていない。
力を用いる前述のサーボループ等に比して簡単かつ低廉
なことにある、何故ならばマイクロプロセツサは、モー
タを備えている装置に通常は設けられておりかつ別の機
能を行うために用いることができるからである。更にこ
の回路では、動作させるためにポテンシヨメータ即ち正
確に制御された電圧等の調整しなければならない部分を
用いていない。
実施例 次に図を用いて本発明を詳しく説明し上記以外の特徴
や利点を明示する。
や利点を明示する。
第１図で、永久磁石回転子を有するブラシレス直流モ
ータは、２つの巻線W1とW2とを有する固定子巻線回路MS
を備えており巻線W1とW2のそれぞれ１つの端子は正の供
給電圧端子１と接続されている。巻線W1とW2の別の端子
は切換トランジスタT1又はT2のコレクタと接続されてい
る。双方の巻線W1とW2とは、交番して変化する複数の磁
極（N,Sは図示せず）を有する永久磁石回転子に対し
て、与えられた極性を有する磁極の中心点が巻線W1に対
向する時に別の巻線W2の中心は逆の極性の磁極に対向す
るように取付けられている。周知の構成のホール発生器
HGは回転子の磁極の軌道に取付けられているので磁束密
度Ｂは、ホール発生器を流れる電流に対して垂直であ
る。この電流は、ホール発生器HGの第１の端子J1に抵抗
R1を介して正の供給電圧端子１が接続され第２の端子J2
に第２の抵抗R2を介して負の供給電圧端子３（アース）
が接続されていることにより発生される。
ータは、２つの巻線W1とW2とを有する固定子巻線回路MS
を備えており巻線W1とW2のそれぞれ１つの端子は正の供
給電圧端子１と接続されている。巻線W1とW2の別の端子
は切換トランジスタT1又はT2のコレクタと接続されてい
る。双方の巻線W1とW2とは、交番して変化する複数の磁
極（N,Sは図示せず）を有する永久磁石回転子に対し
て、与えられた極性を有する磁極の中心点が巻線W1に対
向する時に別の巻線W2の中心は逆の極性の磁極に対向す
るように取付けられている。周知の構成のホール発生器
HGは回転子の磁極の軌道に取付けられているので磁束密
度Ｂは、ホール発生器を流れる電流に対して垂直であ
る。この電流は、ホール発生器HGの第１の端子J1に抵抗
R1を介して正の供給電圧端子１が接続され第２の端子J2
に第２の抵抗R2を介して負の供給電圧端子３（アース）
が接続されていることにより発生される。
ホール発生器HGは２つの電圧出力側V1とV2を有し電力
出力側V1とV2は切換トランジスタT1又はT2のベースと接
続されかつそれぞれのベースにバイアス電圧を供給し両
バイアス電圧は互いに逆の符号で変化するのでこれらの
トランジスタは、回転子の回転角位置に依存して交番し
て導通する。トランジスタT1とT2のエミツタは、制御可
能な電流源SQの端子のうちの１つに接続された共通の端
子に接続されている。電流源SQの他方の端子は負の給電
端子３と接続されそれに対して電流源SQの制御入力側SE
は、マイクロプロセツサ９のデイジタル信号を送出する
出力側８と接続されている。
出力側V1とV2は切換トランジスタT1又はT2のベースと接
続されかつそれぞれのベースにバイアス電圧を供給し両
バイアス電圧は互いに逆の符号で変化するのでこれらの
トランジスタは、回転子の回転角位置に依存して交番し
て導通する。トランジスタT1とT2のエミツタは、制御可
能な電流源SQの端子のうちの１つに接続された共通の端
子に接続されている。電流源SQの他方の端子は負の給電
端子３と接続されそれに対して電流源SQの制御入力側SE
は、マイクロプロセツサ９のデイジタル信号を送出する
出力側８と接続されている。
回路MSの正の給電入力側１はモータ電圧源の正の端子
４（＋VM）と接続されており負の給電入力側３はモータ
電圧電源の負の端子（−VM）と、共通のアース端子６を
介して接続されている。第２の巻線W2と第２のトランジ
スタT2のコレクタとの接続点は出力側２に接続されてお
り、出力側２は巻線W2における電圧を送出する。この電
圧V2の波形が、モータの２つの動作状態すなわち加速例
えば始動の際の加速と、制動とに対してモータの回転数
に依存して第2A図及び第2B図の上方の線図に示されてい
る。
４（＋VM）と接続されており負の給電入力側３はモータ
電圧電源の負の端子（−VM）と、共通のアース端子６を
介して接続されている。第２の巻線W2と第２のトランジ
スタT2のコレクタとの接続点は出力側２に接続されてお
り、出力側２は巻線W2における電圧を送出する。この電
圧V2の波形が、モータの２つの動作状態すなわち加速例
えば始動の際の加速と、制動とに対してモータの回転数
に依存して第2A図及び第2B図の上方の線図に示されてい
る。
第2A図の上方の線図は、トランジスタT2が時点tAで導
通している場合電圧V2が、電流源SQから供給される電流
に依存する残留値VRに低下することを示している。この
残留値VRは誤差信号により、実際のモータ回転数と所望
のモータ回転数（目標値）との間の差に依存して制御さ
れる。実際の回転数と所望の回転数とに相応する電気値
またはデイジタル値を比較することにより発生する誤差
信号が小さければ小さい程、巻線および導通トランジス
タと電流源SQとを直列に流れる電流は小さい。
通している場合電圧V2が、電流源SQから供給される電流
に依存する残留値VRに低下することを示している。この
残留値VRは誤差信号により、実際のモータ回転数と所望
のモータ回転数（目標値）との間の差に依存して制御さ
れる。実際の回転数と所望の回転数とに相応する電気値
またはデイジタル値を比較することにより発生する誤差
信号が小さければ小さい程、巻線および導通トランジス
タと電流源SQとを直列に流れる電流は小さい。
電圧V2は、巻線W2に並列に接続された、２つの直列に
接続されている抵抗R3とR4とから成る抵抗分圧器を経
て、抵抗R3とR4との接続点に接続されている、第３のト
ランジスタT3のベースに供給される。トランジスタT3は
双方の切換トランジスタT1およびT2に対して相補形であ
る。本実施例のモータ駆動回路装置MSではトランジスタ
T1とT2はNPN形でありトランジスタT3はPNP形である。ト
ランジスタT3のエミツタは正の給電入力側１（ひいては
＋VMに相応する４）と接続されそのベースは、上述のよ
うに抵抗R4とR4との直列接続から成る分圧器10に接続さ
れそのコレクタは、抵抗R5とR6との直列接続から成る第
２の分圧器11を介して負の給電入力側３（ひいては６）
に接続されている。このようにして第３のPNPトランジ
スタはエミツタ接地形接続で動作しそのコレクタから第
2A図の波形V2の前もつて与えられた部分に依存して方形
信号を供給しこの方形信号はレベル零とレベル＋VMとの
間で変動する、この変動は、TTL又はCMOS回路を直接に
制御するには大きすぎる。第３のトランジスタT3はここ
では閾値検出器または電圧比較器の役割を果しておりそ
の切換レベルは、トランジスタT3のエミツタ電圧VE＝VM
により決まる（VB＜VE‐VEBの場合にT3は導通しVB＞VE
‐VEBの場合にT3は遮断される、ただしVEBは約−0.7Vの
エミツタ−ベースダイオードの導通開始電圧である）。
第２の分圧器11を形成する２つの抵抗R5とR6との接続点
は大幅に小さい振幅の電圧を供給しそしてその振幅が5V
であるように分圧器11の分圧比を選択した場合にこの電
圧を直接に論理回路の入力側、例えば計数器−分周器ま
たはマイクロプロセツサに、供給するように供給するこ
とができる。しかしながら、NPN形でありバツフア段ま
たは電圧レベル整合段として用いられる第４のトランジ
スタT4を用いると有利である。エミツタ接地形で動作す
る第４のトランジスタのベースは抵抗R5とR6との接続点
に接続されておりそのエミツタは低電圧直流源の負の端
子−VCCと接続されておりこの低電圧直流源は、デイジ
タル回路で用いられる論理レベルとコンパチブルなもの
である。この負の端子−VCCはモータ電圧給電回路MSの
端子−VMと接続されておりまた第１図で端子６として記
載され負の給電端子を形成する。
接続されている抵抗R3とR4とから成る抵抗分圧器を経
て、抵抗R3とR4との接続点に接続されている、第３のト
ランジスタT3のベースに供給される。トランジスタT3は
双方の切換トランジスタT1およびT2に対して相補形であ
る。本実施例のモータ駆動回路装置MSではトランジスタ
T1とT2はNPN形でありトランジスタT3はPNP形である。ト
ランジスタT3のエミツタは正の給電入力側１（ひいては
＋VMに相応する４）と接続されそのベースは、上述のよ
うに抵抗R4とR4との直列接続から成る分圧器10に接続さ
れそのコレクタは、抵抗R5とR6との直列接続から成る第
２の分圧器11を介して負の給電入力側３（ひいては６）
に接続されている。このようにして第３のPNPトランジ
スタはエミツタ接地形接続で動作しそのコレクタから第
2A図の波形V2の前もつて与えられた部分に依存して方形
信号を供給しこの方形信号はレベル零とレベル＋VMとの
間で変動する、この変動は、TTL又はCMOS回路を直接に
制御するには大きすぎる。第３のトランジスタT3はここ
では閾値検出器または電圧比較器の役割を果しておりそ
の切換レベルは、トランジスタT3のエミツタ電圧VE＝VM
により決まる（VB＜VE‐VEBの場合にT3は導通しVB＞VE
‐VEBの場合にT3は遮断される、ただしVEBは約−0.7Vの
エミツタ−ベースダイオードの導通開始電圧である）。
第２の分圧器11を形成する２つの抵抗R5とR6との接続点
は大幅に小さい振幅の電圧を供給しそしてその振幅が5V
であるように分圧器11の分圧比を選択した場合にこの電
圧を直接に論理回路の入力側、例えば計数器−分周器ま
たはマイクロプロセツサに、供給するように供給するこ
とができる。しかしながら、NPN形でありバツフア段ま
たは電圧レベル整合段として用いられる第４のトランジ
スタT4を用いると有利である。エミツタ接地形で動作す
る第４のトランジスタのベースは抵抗R5とR6との接続点
に接続されておりそのエミツタは低電圧直流源の負の端
子−VCCと接続されておりこの低電圧直流源は、デイジ
タル回路で用いられる論理レベルとコンパチブルなもの
である。この負の端子−VCCはモータ電圧給電回路MSの
端子−VMと接続されておりまた第１図で端子６として記
載され負の給電端子を形成する。
第４のトランジスタT4のコレクタは負荷抵抗７を介し
て低電圧源の正の端子５（＋VCC）と接続されておりま
たマイクロプロセツサの回転数検知入力側７と直接に接
続されている。
て低電圧源の正の端子５（＋VCC）と接続されておりま
たマイクロプロセツサの回転数検知入力側７と直接に接
続されている。
“デイジタル制御手段"9として示されている、モータ
制御ループのデイジタル部分は、マイクロプロセツサと
して構成されている信号処理器を備えておりこの信号処
理器はその出力側で、増幅されたデイジタル誤差信号を
送出しまたこの信号処理器は、電流源SQの制御入力側SE
と接続されている出力側８にアナログ信号を供給する出
力インターフエース（出力接続）を備えている。出力側
８における信号は例えばアナログ制御信号でありこの場
合にはマイクロプロセツサの出力側インターフエースは
D/Aコンバータである。
制御ループのデイジタル部分は、マイクロプロセツサと
して構成されている信号処理器を備えておりこの信号処
理器はその出力側で、増幅されたデイジタル誤差信号を
送出しまたこの信号処理器は、電流源SQの制御入力側SE
と接続されている出力側８にアナログ信号を供給する出
力インターフエース（出力接続）を備えている。出力側
８における信号は例えばアナログ制御信号でありこの場
合にはマイクロプロセツサの出力側インターフエースは
D/Aコンバータである。
本発明による回路装置の機能を前述の第2A図と第2B図
とを用いて説明する。モータが加速動作状態にある場合
（これは、測定された回転数が所望の回転数より低い時
に相当する）に電流源SQは、これらの回転数間の差に比
例する大きさの信号によつて駆動され、高い駆動電流を
巻線W1とW2とにそれぞれの切換トランジスタT1,T2を介
して送出する。
とを用いて説明する。モータが加速動作状態にある場合
（これは、測定された回転数が所望の回転数より低い時
に相当する）に電流源SQは、これらの回転数間の差に比
例する大きさの信号によつて駆動され、高い駆動電流を
巻線W1とW2とにそれぞれの切換トランジスタT1,T2を介
して送出する。
時点tAの前にトランジスタT1は導通しトランジスタT2
は遮断しているので回転数検知出力側２における電圧V2
は、永久磁石回転子の磁極の１つが巻線W2の前面のとこ
ろを、隣接する逆の磁性の磁極による境界から次の同様
の境界まで移行することにより発生する逆起電力により
決まる。したがつてこの逆起電力は、正の正弦半波を巻
線W2の別の端子における電圧＋VMに加算したものであ
る。このようにしてPNPトランジスタT3のベースにその
エミツタ電圧より高いバイアス電圧が発生するのでトラ
ンジスタT3は遮断されたままでありそのコレクタ電圧は
零レベルに低減する。それ故第４のトランジスタT4の遮
断状態は保持されるのでコレクタ電圧V7は電圧＋VCCに
等しい。時点tAで逆起電力は零ラインを通過しホール発
生器HGはその電圧出力側V1から、第１のトランジスタT1
の遮断を制御する負の電圧変化（スウイング）を供給し
また第２の電圧出力側V2から、トランジスタT2を導通す
る正の電圧変化（スウイング）を供給する。このように
することにより電圧V2がその休止値VRに迅速に移行しか
つ第３のトランジスタT3がそれに相応して迅速に導通さ
れる。第３のトランジスタT3のコレクタ電流により第４
のトランジスタT4のベースは正になるので第４のトラン
ジスタT4は飽和状態に達しそのコレクタ電圧V7は（値V
CEsatに）低減する。
は遮断しているので回転数検知出力側２における電圧V2
は、永久磁石回転子の磁極の１つが巻線W2の前面のとこ
ろを、隣接する逆の磁性の磁極による境界から次の同様
の境界まで移行することにより発生する逆起電力により
決まる。したがつてこの逆起電力は、正の正弦半波を巻
線W2の別の端子における電圧＋VMに加算したものであ
る。このようにしてPNPトランジスタT3のベースにその
エミツタ電圧より高いバイアス電圧が発生するのでトラ
ンジスタT3は遮断されたままでありそのコレクタ電圧は
零レベルに低減する。それ故第４のトランジスタT4の遮
断状態は保持されるのでコレクタ電圧V7は電圧＋VCCに
等しい。時点tAで逆起電力は零ラインを通過しホール発
生器HGはその電圧出力側V1から、第１のトランジスタT1
の遮断を制御する負の電圧変化（スウイング）を供給し
また第２の電圧出力側V2から、トランジスタT2を導通す
る正の電圧変化（スウイング）を供給する。このように
することにより電圧V2がその休止値VRに迅速に移行しか
つ第３のトランジスタT3がそれに相応して迅速に導通さ
れる。第３のトランジスタT3のコレクタ電流により第４
のトランジスタT4のベースは正になるので第４のトラン
ジスタT4は飽和状態に達しそのコレクタ電圧V7は（値V
CEsatに）低減する。
時点tBでホール発生器HGが逆方向の電圧変化（スウイ
ング）を発生すると即ち１つの磁極境界が、それに相応
する巻線のところを通過するとトランジスタT2は遮断さ
れトランジスタT1は再び導通されトランジスタT3及びT4
は同時に遮断される。
ング）を発生すると即ち１つの磁極境界が、それに相応
する巻線のところを通過するとトランジスタT2は遮断さ
れトランジスタT1は再び導通されトランジスタT3及びT4
は同時に遮断される。
このようにして電圧V7は値＋VCCに変化する。この状
態は、ホール発生器HGが再びその出力側電圧変化（スウ
イング）を反転する時点tCまで保持される。方形の電圧
波V7（To＝ko/w）の周期の数は回転子磁極対の数に依存
する。第2A図及び第2B図に示す実施例では固定子は２つ
の巻線を備え回転子は２つの磁極対すなわち４つの磁極
を有するのでモータの一回転毎に方形波V7の２つの周期
が発生される。各磁極の横断面値または、リング状また
はシリンダ状の表面に作用する外部で発生された磁界に
よる磁化により発生される磁極表面が等しくないところ
があるので、回転数の測定のために１つのウインドウを
発生するために、同一方向であり回転子の完全な一回転
に相応する２つの通過過程すなわちこの場合では２つの
連続する周期を用いると精度が大幅に高められる。
態は、ホール発生器HGが再びその出力側電圧変化（スウ
イング）を反転する時点tCまで保持される。方形の電圧
波V7（To＝ko/w）の周期の数は回転子磁極対の数に依存
する。第2A図及び第2B図に示す実施例では固定子は２つ
の巻線を備え回転子は２つの磁極対すなわち４つの磁極
を有するのでモータの一回転毎に方形波V7の２つの周期
が発生される。各磁極の横断面値または、リング状また
はシリンダ状の表面に作用する外部で発生された磁界に
よる磁化により発生される磁極表面が等しくないところ
があるので、回転数の測定のために１つのウインドウを
発生するために、同一方向であり回転子の完全な一回転
に相応する２つの通過過程すなわちこの場合では２つの
連続する周期を用いると精度が大幅に高められる。
前述のことは、モータが制動動作の場合すなわち電源
が実質的に遮断されている場合にはより一層重要であ
る。第2B図の上方の線図に示されている場合において巻
線W2において発生した唯一の電圧は、磁極の運動により
発生された逆起電力である。それ故電圧V2は、周波数と
振幅が回転子の回転速度に依存しひいては正の給電入力
側１（＋VM）における電位に依存する正弦電圧の重畳の
結果として生ずる。第2B図の上方の線図では、中間のレ
ベル＋VMのまわりで変動する正弦波が示されておりこの
正弦波は第３のトランジスタT3のエミツタ電圧に相応す
る。正弦成分の電圧変化は零点通過の近傍では線形であ
りかつ、速度に依存する勾配を有するので導通
（ｔ′Ａ,t′Ｃ及びｔ′Ｅ）と遮断（ｔ′Ｂ及び
ｔ′Ｄ）の時点は、電圧V2がVMレベルを横切る時点と同
一ではない、何故ならばトランジスタT3を導通させるの
に必要なベース−エミツタバイアス電圧は−1/10Vの数
倍すなわちVBEon＝−0.7VすなわちVEBon＝0.7Vであるか
らである。同一の理由で時間（ｔ′Ｂ‐ｔ′Ａ,t′Ｄ‐
ｔ′Ｃ）は双方のトランジスタT3及びT4の遮断時間より
短かい。それ故正確に速度測定を行うためには、持続時
間T1＝k1/wが回転子の完全な一回転に相応するウインド
ウを発生する方法が好ましくその際に入力波形V7は回転
子対の数に相応する分周比で分周される。インプツトイ
ンターフエースの中に設けられているそのような分周器
の出力側は、周期が2T1に相応し各二度目の回転毎に持
続時間T1の１つのクロツク信号又はウインドウ信号を送
出する方形波を供給する。このウインドウ信号は例えば
コインシデンスゲートを制御しその別の入力側には、ウ
インドウ信号より高い周波数を有するクロツク信号が供
給される。ゲートの出力側はバイナリカウンタの直列入
力側またはクロツク発生器入力側と接続することができ
バイナリカウンタはウインドウ信号の前縁によりセツト
（消去）されまたウインドウ信号の前縁からクロツクパ
ルスの数を計数する。ウインドウ信号の終りにカウンタ
の並列出力側は、回転速度に比例する２進ワードを供給
する、この２進ワードは、所望の回転数に相応する基準
ワードと比較することができる。
が実質的に遮断されている場合にはより一層重要であ
る。第2B図の上方の線図に示されている場合において巻
線W2において発生した唯一の電圧は、磁極の運動により
発生された逆起電力である。それ故電圧V2は、周波数と
振幅が回転子の回転速度に依存しひいては正の給電入力
側１（＋VM）における電位に依存する正弦電圧の重畳の
結果として生ずる。第2B図の上方の線図では、中間のレ
ベル＋VMのまわりで変動する正弦波が示されておりこの
正弦波は第３のトランジスタT3のエミツタ電圧に相応す
る。正弦成分の電圧変化は零点通過の近傍では線形であ
りかつ、速度に依存する勾配を有するので導通
（ｔ′Ａ,t′Ｃ及びｔ′Ｅ）と遮断（ｔ′Ｂ及び
ｔ′Ｄ）の時点は、電圧V2がVMレベルを横切る時点と同
一ではない、何故ならばトランジスタT3を導通させるの
に必要なベース−エミツタバイアス電圧は−1/10Vの数
倍すなわちVBEon＝−0.7VすなわちVEBon＝0.7Vであるか
らである。同一の理由で時間（ｔ′Ｂ‐ｔ′Ａ,t′Ｄ‐
ｔ′Ｃ）は双方のトランジスタT3及びT4の遮断時間より
短かい。それ故正確に速度測定を行うためには、持続時
間T1＝k1/wが回転子の完全な一回転に相応するウインド
ウを発生する方法が好ましくその際に入力波形V7は回転
子対の数に相応する分周比で分周される。インプツトイ
ンターフエースの中に設けられているそのような分周器
の出力側は、周期が2T1に相応し各二度目の回転毎に持
続時間T1の１つのクロツク信号又はウインドウ信号を送
出する方形波を供給する。このウインドウ信号は例えば
コインシデンスゲートを制御しその別の入力側には、ウ
インドウ信号より高い周波数を有するクロツク信号が供
給される。ゲートの出力側はバイナリカウンタの直列入
力側またはクロツク発生器入力側と接続することができ
バイナリカウンタはウインドウ信号の前縁によりセツト
（消去）されまたウインドウ信号の前縁からクロツクパ
ルスの数を計数する。ウインドウ信号の終りにカウンタ
の並列出力側は、回転速度に比例する２進ワードを供給
する、この２進ワードは、所望の回転数に相応する基準
ワードと比較することができる。
第１図は、ブラシレス直流モータの駆動回路装置内に備
わつている、本発明による回転数情報発生回路装置の原
理を示す回路図である。第2A図及び第2B図は、モータ巻
線の１つ（W2）と、マイクロプロセツサの速度情報の
（通常は割込みのための）入力側（７）における電圧波
形の線図である。 １……正の供給電圧端子、２……出力側、３……負の給
電端子、４……正のモータ電圧供給端子、５……正の低
電圧供給端子、６……アース端子、７……回転数検知入
力側、８……出力側、９……マイクロプロセツサ。
わつている、本発明による回転数情報発生回路装置の原
理を示す回路図である。第2A図及び第2B図は、モータ巻
線の１つ（W2）と、マイクロプロセツサの速度情報の
（通常は割込みのための）入力側（７）における電圧波
形の線図である。 １……正の供給電圧端子、２……出力側、３……負の給
電端子、４……正のモータ電圧供給端子、５……正の低
電圧供給端子、６……アース端子、７……回転数検知入
力側、８……出力側、９……マイクロプロセツサ。
Claims (2)
- 【請求項１】ブラシレス直流モータの回転数を制御する
ために回転数情報を発生するための方法であって、前記
直流モータは、永久磁石回転子を有し、 固定子巻線の少なくとも１つにおける電圧を速度情報を
形成するために使用し、 当該電圧を閾値検出器（T3）に印加し、 当該閾値検出器の出力側は方形波を発生し、 当該方形波の側縁が前記電圧の所定のレベルの上回りを
表す形式の方法において、 前記方形波信号の複数回の周期持続時間を有するウィン
ドウ信号を形成し、 前記複数回は回転子磁極対の数に相応し、 前記方形波信号の電圧レベルをディジタル回路の論理入
力レベルに適合し、ディジタル回路を制御することを特
徴とする、ブラシレス直流モータの回転数を制御する回
転数情報発生方法。 - 【請求項２】ブラシレス直流モータの回転数を制御する
回転数情報の発生回路装置であって、 前記ブラシレス直流モータは、複数の磁極対を備えた永
久磁石回転子と、少なくとも１対の巻線（W1,W2）を備
えた固定子とを有し、 前記１対の巻線（W1,W2）の第１の端子は第１の給電入
力側（４）と接続されており、かつ第２の端子は２つの
切換トランジスタ（T1,T2）のコレクタと接続されてお
り、 当該２つの切換トランジスタのベースはホール素子（H
G）の２つの電圧出力側にそれぞれ接続されており、 当該２つの切換トランジスタは交互にスイッチオン・オ
フされ、 当該２つの切換トランジスタのエミッタは共に、制御可
能な電流源（SQ）の一方の端子に接続されており、 前記電流源の他方の端子は第２の給電入力側（３、６）
と接続されており、 前記２つの切換トランジスタは、前記２つの巻線の一方
（W2）を第１の分圧器（R3,R4）により橋絡して第１の
給電入力側（40）と、および第２の給電入力側（６）と
接続されている形式のブラシレス直流モータの回転数を
制御する回転情報の発生回路装置において、 前記第１の分圧器（R3,R4）の出力側は閾値検出器（T
3）の入力側と接続されており、 該閾値検出器の基準レベル入力側はモータ給電電圧端子
（４）によって前記巻線（W2）の第１の端子と接続され
ており、 前記閾値検出器の出力側は方形波を発生し、 当該方形波の側縁の上昇または下降は、前記所定のレベ
ルの負方向または正方向での移行にそれぞれ対応し、 前記側縁を、閾値検出器の出力電圧レベルを適合するた
めの公知の回路手段（R5,R6,R7,T4）を用いて、マイク
ロプロセッサ（９）を入力側（７）を介して制御するこ
とを特徴とする、ブラシレス直流モータの回転数を制御
する回転数情報の発生回路装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19853540396 DE3540396A1 (de) | 1985-11-14 | 1985-11-14 | Verfahren und schaltungsanordnung zur erzeugung von drehzahl-informationen in einer steuerschaltung eines buerstenlosen gleichstrommotors zu seiner regelung mittels einer ditigalen steuereinrichtung |
| DE3540396.9 | 1985-11-14 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62118786A JPS62118786A (ja) | 1987-05-30 |
| JP2536854B2 true JP2536854B2 (ja) | 1996-09-25 |
Family
ID=6285971
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61270022A Expired - Lifetime JP2536854B2 (ja) | 1985-11-14 | 1986-11-14 | ブラシレス直流モ−タの回転数を制御する回転数情報の発生方法および発生回路装置 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4777415A (ja) |
| EP (1) | EP0224049B1 (ja) |
| JP (1) | JP2536854B2 (ja) |
| KR (1) | KR910000098B1 (ja) |
| AT (1) | ATE48727T1 (ja) |
| DE (2) | DE3540396A1 (ja) |
| ES (1) | ES2012445B3 (ja) |
| GR (1) | GR3000379T3 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE8713124U1 (de) * | 1987-09-30 | 1989-02-02 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Synchronmotor |
| DE4131278A1 (de) * | 1991-09-20 | 1993-03-25 | Thomson Brandt Gmbh | Recorder mit antriebs-phasendetektor |
| US8421383B2 (en) * | 2010-03-15 | 2013-04-16 | Sunonwealth Electric Machine Industry Co., Ltd. | Rotation control circuit of fan |
| CN104467563B (zh) * | 2014-11-28 | 2017-05-24 | 清华大学 | 基于环境参数和睡眠生理周期的睡眠风控制装置及方法 |
Family Cites Families (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5314122B2 (ja) * | 1972-04-08 | 1978-05-15 | ||
| DE2251292C3 (de) * | 1972-10-19 | 1984-03-29 | Papst-Motoren GmbH & Co KG, 7742 St Georgen | Anordnung zur Drehzahlregelung eines kollektorlosen Gleichstrommotors |
| DE2252728A1 (de) * | 1972-10-27 | 1974-05-02 | Papst Motoren Kg | Kollektorloser gleichstrommotor |
| DE2560231C2 (de) * | 1975-05-12 | 1982-12-09 | Papst-Motoren GmbH & Co KG, 7742 St Georgen | Langsamlaufender kollektorloser Gleichstrommotor mit einem Scheibenrotor |
| US4394594A (en) * | 1975-07-24 | 1983-07-19 | Papst-Motoren Kg | Motor with a disk rotor |
| JPS5225208A (en) * | 1975-08-20 | 1977-02-25 | Hitachi Ltd | Driving circuit for brushless dc motor |
| DE2556726B2 (de) * | 1975-12-17 | 1977-12-29 | Danfoss A/S, Nordborg (Dänemark) | Steuerschaltung fuer einen selbstanlaufenden elektromotor |
| JPS5610095A (en) * | 1979-07-04 | 1981-02-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Brushless motor |
| JPS5658789A (en) * | 1979-10-16 | 1981-05-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Controlling device of commutatorless motor |
| DE2949017C2 (de) * | 1979-12-06 | 1982-04-22 | Danfoss A/S, 6430 Nordborg | Anordnung zum Steuern von Antriebs- und Bremsstrom eines bürstenlosen Gleichstrommotors |
| US4400654A (en) * | 1981-03-27 | 1983-08-23 | Magnetic Peripherals Inc. | Digital speed control for a brushless DC motor |
| JPS57180382A (en) * | 1981-04-27 | 1982-11-06 | Hitachi Ltd | Speed controller for 3-phase brushless motor |
| DE3341731A1 (de) * | 1983-11-18 | 1985-05-30 | Papst-Motoren GmbH & Co KG, 7742 St Georgen | Kollektorloser mehrphasen-gleichstrommotor |
| US4631459A (en) * | 1984-12-25 | 1986-12-23 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Brushless DC motor |
| US4595865A (en) * | 1985-10-31 | 1986-06-17 | General Electric Company | Current-sensing scheme for switched reluctance motor drives |
-
1985
- 1985-11-14 DE DE19853540396 patent/DE3540396A1/de not_active Withdrawn
-
1986
- 1986-10-24 ES ES86114831T patent/ES2012445B3/es not_active Expired - Lifetime
- 1986-10-24 EP EP86114831A patent/EP0224049B1/de not_active Expired
- 1986-10-24 DE DE8686114831T patent/DE3667577D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1986-10-24 AT AT86114831T patent/ATE48727T1/de not_active IP Right Cessation
- 1986-11-04 US US06/928,293 patent/US4777415A/en not_active Expired - Fee Related
- 1986-11-14 JP JP61270022A patent/JP2536854B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1986-11-14 KR KR1019860009702A patent/KR910000098B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1990
- 1990-03-09 GR GR90400130T patent/GR3000379T3/el unknown
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62118786A (ja) | 1987-05-30 |
| EP0224049A1 (de) | 1987-06-03 |
| US4777415A (en) | 1988-10-11 |
| KR910000098B1 (ko) | 1991-01-19 |
| DE3667577D1 (de) | 1990-01-18 |
| ATE48727T1 (de) | 1989-12-15 |
| KR870005509A (ko) | 1987-06-09 |
| ES2012445B3 (es) | 1990-04-01 |
| EP0224049B1 (de) | 1989-12-13 |
| DE3540396A1 (de) | 1987-05-21 |
| GR3000379T3 (en) | 1991-06-07 |
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