JP2536058B2 - インバ―タの同期検出装置 - Google Patents
インバ―タの同期検出装置Info
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- JP2536058B2 JP2536058B2 JP63121101A JP12110188A JP2536058B2 JP 2536058 B2 JP2536058 B2 JP 2536058B2 JP 63121101 A JP63121101 A JP 63121101A JP 12110188 A JP12110188 A JP 12110188A JP 2536058 B2 JP2536058 B2 JP 2536058B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、パルス幅変調制御により３相交流電力を
出力するインバータと、他の交流電源との電圧位相差を
検出する、インバータの同期検出装置に関する。
出力するインバータと、他の交流電源との電圧位相差を
検出する、インバータの同期検出装置に関する。
第５図は複数のインバータを並列運転する場合を示し
た一般的な主回路接続図である。この第５図は直流電源
２から直流電力を供給される３台のインバータ21,22,23
が、それぞれ直流を交流に変換しており、これらのイン
バータが別個の出力リアクトル31,32,33を介して３相交
流母線４に交流電力を出力しているので、負荷5,6,7は
この交流電力で運転している。
た一般的な主回路接続図である。この第５図は直流電源
２から直流電力を供給される３台のインバータ21,22,23
が、それぞれ直流を交流に変換しており、これらのイン
バータが別個の出力リアクトル31,32,33を介して３相交
流母線４に交流電力を出力しているので、負荷5,6,7は
この交流電力で運転している。
すなわち３台のインバータ21,22,23は相互に並列接続
されて運転しているのであるが、これらを並列接続する
際に、各インバータ21,22,23が出力する交流電圧の位
相、あるいは電圧値に差異があると、各インバータ相互
間に横流が流れ、出力電流に不平衡を生じることになる
ので、これらの出力交流電圧は同一位相・同一電圧値と
なるように運転されなければならない。しかしながら、
本発明は同期させる部分に関するものであるから、電圧
値を一致させる制御について説明は省略する。
されて運転しているのであるが、これらを並列接続する
際に、各インバータ21,22,23が出力する交流電圧の位
相、あるいは電圧値に差異があると、各インバータ相互
間に横流が流れ、出力電流に不平衡を生じることになる
ので、これらの出力交流電圧は同一位相・同一電圧値と
なるように運転されなければならない。しかしながら、
本発明は同期させる部分に関するものであるから、電圧
値を一致させる制御について説明は省略する。
第６図はインバータの位相同期制御の従来例を示した
制御ブロック図である。この第６図は、たとえば第５図
に示す３台のインバータのうちの１台、すなわちインバ
ータ21を運転して出力リアクトル31と３相交流母線４と
を介して負荷5,6,7に電力を供給している状態にあり、
ここで２台目のインバータ22はこの３相交流母線４の電
圧を検出し、この検出電圧とインバータ22を制御する信
号との位相を比較し、位相差零となった時点でこのイン
バータ22を始動させる場合の回路図である。
制御ブロック図である。この第６図は、たとえば第５図
に示す３台のインバータのうちの１台、すなわちインバ
ータ21を運転して出力リアクトル31と３相交流母線４と
を介して負荷5,6,7に電力を供給している状態にあり、
ここで２台目のインバータ22はこの３相交流母線４の電
圧を検出し、この検出電圧とインバータ22を制御する信
号との位相を比較し、位相差零となった時点でこのイン
バータ22を始動させる場合の回路図である。
この第６図において、１台目のインバータ21が始動す
ると、３相交流母線４には電圧が発生するので、このう
ちの１相を母線電圧検出回路41で検出し、これをバンド
パスフイルタ42を通過させることで、母線電圧波形の基
本波成分のみを取り出す。
ると、３相交流母線４には電圧が発生するので、このう
ちの１相を母線電圧検出回路41で検出し、これをバンド
パスフイルタ42を通過させることで、母線電圧波形の基
本波成分のみを取り出す。
一方、１台目のインバータと並列運転しようとしてい
るインバータ22を制御する信号Ｂを出力しているインバ
ータ制御回路51が発生する，母線電圧波形と位相とを一
致させるためにわずかだけ母線電圧波形と周波数をずら
せた制御信号と、前述のバンドパスフイルタ42の出力波
形とを位相比較回路50において比較し、両波形の位相が
一致したことを検出すれば、同期投入信号Ａを発生し
て、この２台目のインバータ22を始動させる。
るインバータ22を制御する信号Ｂを出力しているインバ
ータ制御回路51が発生する，母線電圧波形と位相とを一
致させるためにわずかだけ母線電圧波形と周波数をずら
せた制御信号と、前述のバンドパスフイルタ42の出力波
形とを位相比較回路50において比較し、両波形の位相が
一致したことを検出すれば、同期投入信号Ａを発生し
て、この２台目のインバータ22を始動させる。
第７図はパルス幅変調制御インバータが出力する電圧
波形を示した波形図であって、第７図（イ）は高調波を
含んでいるインバータ出力電圧波形であり、第７図
（ロ）はこのインバータ出力電圧の基本波成分である。
波形を示した波形図であって、第７図（イ）は高調波を
含んでいるインバータ出力電圧波形であり、第７図
（ロ）はこのインバータ出力電圧の基本波成分である。
インバータが出力する交流の電圧と周波数とを所望値
に制御し、かつ出力交流に含まれる高調波成分を極力少
なくするために、パルス幅変調制御インバータ（以下で
はパルス幅変調をPWMと略記する）が好適であって多用
されているが、それでも第７図（イ）に示すような波形
となる。
に制御し、かつ出力交流に含まれる高調波成分を極力少
なくするために、パルス幅変調制御インバータ（以下で
はパルス幅変調をPWMと略記する）が好適であって多用
されているが、それでも第７図（イ）に示すような波形
となる。
一方、第６図の従来例回路に示す位相比較回路50は、
比較すべき２つの波形の零点を検知してそれぞれを矩形
波に変換し、これら２つの矩形波の立上り点（または立
下り点）の時間間隔の計測、あるいは位相差に比例した
電圧から、両波形の位相差を検出している。従って第７
図（イ）に示すようなPWM波形の場合には、これから直
接位相差を検出するのは困難である。よって第６図に示
すように、３相交流母線４から検出した電圧を、バンド
パスフイルタ42を通過させることで、第７図（イ）に示
すPWM波形の基本波成分（第７図（ロ）参照）を取出す
ようにしている。
比較すべき２つの波形の零点を検知してそれぞれを矩形
波に変換し、これら２つの矩形波の立上り点（または立
下り点）の時間間隔の計測、あるいは位相差に比例した
電圧から、両波形の位相差を検出している。従って第７
図（イ）に示すようなPWM波形の場合には、これから直
接位相差を検出するのは困難である。よって第６図に示
すように、３相交流母線４から検出した電圧を、バンド
パスフイルタ42を通過させることで、第７図（イ）に示
すPWM波形の基本波成分（第７図（ロ）参照）を取出す
ようにしている。
第８図はバンドパスフイルタの特性を示したグラフで
あって、横軸は周波数、縦軸はゲイン（単位はdB）と位
相（単位は度）をあらわしているが、この第８図に図示
の曲線C1はバンドパスフイルタ42のＱが小さい場合のゲ
イン特性を、曲線C2はＱが大の場合のゲイン特性であ
り、曲線D1はＱが小さい場合の位相特性、曲線D2はＱが
大の場合の位相特性を、それぞれがあらわしている。従
ってこの第８図からあきらかなように、バンドパスフイ
ルタ42の中心周波数f0をインバータ22の出力周波数に一
致させれば、位相のずれを零の状態で基本波成分を取出
すことができる。
あって、横軸は周波数、縦軸はゲイン（単位はdB）と位
相（単位は度）をあらわしているが、この第８図に図示
の曲線C1はバンドパスフイルタ42のＱが小さい場合のゲ
イン特性を、曲線C2はＱが大の場合のゲイン特性であ
り、曲線D1はＱが小さい場合の位相特性、曲線D2はＱが
大の場合の位相特性を、それぞれがあらわしている。従
ってこの第８図からあきらかなように、バンドパスフイ
ルタ42の中心周波数f0をインバータ22の出力周波数に一
致させれば、位相のずれを零の状態で基本波成分を取出
すことができる。
しかし曲線C1のようにＱが小さい場合にはゲインの周
波数特性は広がりを有しているので、高調波成分の減衰
が十分にできないので、この高調波成分のために零点検
知が確実に行われない。
波数特性は広がりを有しているので、高調波成分の減衰
が十分にできないので、この高調波成分のために零点検
知が確実に行われない。
第９図はバンドパスフイルタによる不具合を説明した
図であって、第９図（イ）はフイルタ回路の構成を、第
９図（ロ）はバンドパスフイルタ42の出力波形を、第９
図（ハ）は零点検知回路45の出力波形を、それぞれがあ
らわしている。
図であって、第９図（イ）はフイルタ回路の構成を、第
９図（ロ）はバンドパスフイルタ42の出力波形を、第９
図（ハ）は零点検知回路45の出力波形を、それぞれがあ
らわしている。
この第９図（ロ）に示すように、バンドパスフイルタ
42による高調波成分の減衰が不十分であると、電圧リッ
プルにより、第９図（ハ）に示すように、零点検知回路
45の出力にパルス割れを生じる。それ故このようなパル
ス割れにより次段の位相比較回路50における正しい位相
比較を期待することができない。
42による高調波成分の減衰が不十分であると、電圧リッ
プルにより、第９図（ハ）に示すように、零点検知回路
45の出力にパルス割れを生じる。それ故このようなパル
ス割れにより次段の位相比較回路50における正しい位相
比較を期待することができない。
そこで第８図に示す曲線C2のように、このバンドパス
フイルタ42のＱを大にすることで高調波成分の減衰度合
を大にすると、位相特性は逆に曲線D2に示すようにf0付
近の周波数で傾斜が急になるので、当該バンドパスフイ
ルタ42の中心周波数をf0に調整するのが困難になって、
出力周波数がこの中心周波数f0からわずかにずれただけ
でも大きな位相のずれを生じることとなる。
フイルタ42のＱを大にすることで高調波成分の減衰度合
を大にすると、位相特性は逆に曲線D2に示すようにf0付
近の周波数で傾斜が急になるので、当該バンドパスフイ
ルタ42の中心周波数をf0に調整するのが困難になって、
出力周波数がこの中心周波数f0からわずかにずれただけ
でも大きな位相のずれを生じることとなる。
第10図はバンドパスフイルタを複数個カスケード接続
した回路図であって、２個のバンドパスフイルタ42と43
とをカスケード接続することで高調波成分を十分に減衰
させようとしている。
した回路図であって、２個のバンドパスフイルタ42と43
とをカスケード接続することで高調波成分を十分に減衰
させようとしている。
第11図は第10図に示す回路の特性を示したグラフであ
って、横軸は周波数、縦軸はゲイン（単位dB）と位相
（単位度）をあらわしているが、この第11図に図示の曲
線C3はバンドパスフイルタ42が１個の場合のゲイン特性
を、曲線C4は２個のバンドパスフイルタ42と43をカスケ
ード接続した場合のゲイン特性を、曲線D3は１個の場合
の位相特性を、曲線D4は２個カスケード接続の場合の位
相特性を、それぞれがあらわしている。
って、横軸は周波数、縦軸はゲイン（単位dB）と位相
（単位度）をあらわしているが、この第11図に図示の曲
線C3はバンドパスフイルタ42が１個の場合のゲイン特性
を、曲線C4は２個のバンドパスフイルタ42と43をカスケ
ード接続した場合のゲイン特性を、曲線D3は１個の場合
の位相特性を、曲線D4は２個カスケード接続の場合の位
相特性を、それぞれがあらわしている。
しかしながらこの第11図であきらかなように、２個の
バンドパスフイルタ42と43とのカスケード接続も、位相
特性が立ってくる（第11図曲線D4参照）ので、中心周波
数f0の調整が困難になる不都合は依然として存在する。
バンドパスフイルタ42と43とのカスケード接続も、位相
特性が立ってくる（第11図曲線D4参照）ので、中心周波
数f0の調整が困難になる不都合は依然として存在する。
第12図はバンドパスフイルタ42とローパスフイルタ44
とをカスケード接続した回路図である。
とをカスケード接続した回路図である。
第13図は第12図に示す回路の特性を示したグラフであ
って、第13図（イ）はゲイン特性を、第13図（ロ）は位
相特性をそれぞれがあらわしている。
って、第13図（イ）はゲイン特性を、第13図（ロ）は位
相特性をそれぞれがあらわしている。
この第13図（イ）において、破線であらわした曲線C5
はローパスフイルタ44のゲイン特性、１点鎖線であらわ
した曲線C6はバンドパスフイルタ42のゲイン特性、実線
であらわした曲線C7はカスケード接続の場合のゲイン特
性をあらわしており、第13図（ロ）における破線で示し
た曲線D5はローパスフイルタの位相特性、１点鎖線で示
した曲線D6はバンドパスフイルタの位相特性、実線で示
した曲線D7はカスケード接続時の位相特性である。
はローパスフイルタ44のゲイン特性、１点鎖線であらわ
した曲線C6はバンドパスフイルタ42のゲイン特性、実線
であらわした曲線C7はカスケード接続の場合のゲイン特
性をあらわしており、第13図（ロ）における破線で示し
た曲線D5はローパスフイルタの位相特性、１点鎖線で示
した曲線D6はバンドパスフイルタの位相特性、実線で示
した曲線D7はカスケード接続時の位相特性である。
この第12図に示す回路は、第13図（ロ）であきらかな
ように、中心周波数f0からのずれが生じるなどの不都合
がある。
ように、中心周波数f0からのずれが生じるなどの不都合
がある。
上述したように、PWMインバータの場合、これが出力
する交流電圧には高調波成分が含まれているために、正
確な零点検出が困難である。そこで、たとえば複数のバ
ンドパスフイルタをカスケード接続する、あるいはバン
ドパスフイルタとローパスフイルタとをカスケード接続
するなどにより、高調波成分を十分に減衰させようとす
るのであるが、このような回路構成では位相特性が悪化
し、中心周波数f0での位相のずれが大となる不都合を生
じる。
する交流電圧には高調波成分が含まれているために、正
確な零点検出が困難である。そこで、たとえば複数のバ
ンドパスフイルタをカスケード接続する、あるいはバン
ドパスフイルタとローパスフイルタとをカスケード接続
するなどにより、高調波成分を十分に減衰させようとす
るのであるが、このような回路構成では位相特性が悪化
し、中心周波数f0での位相のずれが大となる不都合を生
じる。
すなわちPWM波形をフイルタなどで高調波を十分に除
去し、かつ位相をずらさないようにして検出するのは困
難なことである。
去し、かつ位相をずらさないようにして検出するのは困
難なことである。
それ故、PWMインバータが出力する電圧の位相差を検
出する場合に、フイルタにより高調波成分を除去したと
きに前述したように位相ずれを生じるため正確な位相差
が検出できない欠点を有しているので、やむを得ずある
程度の位相のずれは許容することとし、位相ずれがある
状態で複数のインバータを並列接続した場合は、各イン
バータ間に流れる横流は、各インバータ21,22,23と３相
交流母線４との間に挿入されている出力リアクトル31,3
2,33のインダクタンス値を大にすることで抑制するよう
にしていた（第５図参照）。
出する場合に、フイルタにより高調波成分を除去したと
きに前述したように位相ずれを生じるため正確な位相差
が検出できない欠点を有しているので、やむを得ずある
程度の位相のずれは許容することとし、位相ずれがある
状態で複数のインバータを並列接続した場合は、各イン
バータ間に流れる横流は、各インバータ21,22,23と３相
交流母線４との間に挿入されている出力リアクトル31,3
2,33のインダクタンス値を大にすることで抑制するよう
にしていた（第５図参照）。
このように出力リアクトル31,32,33のインダクタンス
値を大きくすることは、当該出力リアクトル31,32,33の
外形寸法と重量を増大させるだけではなく、インバータ
21,22,23の電圧制御範囲を大きくしなければならないな
ど、各種の不都合があった。
値を大きくすることは、当該出力リアクトル31,32,33の
外形寸法と重量を増大させるだけではなく、インバータ
21,22,23の電圧制御範囲を大きくしなければならないな
ど、各種の不都合があった。
そこでこの発明の目的は、位相ずれを生じることなし
にインバータ出力電圧の正確な位相差を検出できるよう
にすることにある。
にインバータ出力電圧の正確な位相差を検出できるよう
にすることにある。
上記の目的を達成するために、この発明の同期検出装
置は、パルス幅変調制御により直流電力を３相交流電力
に変換しているインバータが出力する交流電圧の位相
と、３相交流母線の電圧位相との位相差から両者の同期
状態を検出する装置において、前記３相交流母線電圧を
検出し、この電圧の位相を示す２軸信号を出力する母線
用３相/2相変換手段と、前記インバータが出力する３相
交流電圧またはこれと同等のインバータ制御信号から、
この電圧の位相を示す２軸信号を出力するインバータ用
３相/2相変換手段と、これら両２軸信号から両電圧の位
相差を演算するベクトル演算手段と、このベクトル演算
手段の出力信号に含まれている高調波を除去するローパ
スフイルタとを備えるものとする。
置は、パルス幅変調制御により直流電力を３相交流電力
に変換しているインバータが出力する交流電圧の位相
と、３相交流母線の電圧位相との位相差から両者の同期
状態を検出する装置において、前記３相交流母線電圧を
検出し、この電圧の位相を示す２軸信号を出力する母線
用３相/2相変換手段と、前記インバータが出力する３相
交流電圧またはこれと同等のインバータ制御信号から、
この電圧の位相を示す２軸信号を出力するインバータ用
３相/2相変換手段と、これら両２軸信号から両電圧の位
相差を演算するベクトル演算手段と、このベクトル演算
手段の出力信号に含まれている高調波を除去するローパ
スフイルタとを備えるものとする。
この発明は、３相交流母線の３相電圧を検出して、こ
れを３相/2相変換してこの３相交流母線電圧の位相を示
す２軸信号とするのであるが、一方ではこの母線に並列
接続しようとするインバータの制御回路から得られる当
該インバータの出力電圧位相を示す２軸信号を求め、こ
れら両２軸信号をベクトル演算することで、両者の位相
差を直接検出しようとするものである。
れを３相/2相変換してこの３相交流母線電圧の位相を示
す２軸信号とするのであるが、一方ではこの母線に並列
接続しようとするインバータの制御回路から得られる当
該インバータの出力電圧位相を示す２軸信号を求め、こ
れら両２軸信号をベクトル演算することで、両者の位相
差を直接検出しようとするものである。
第１図は本発明の実施例を示す制御ブロック図であ
る。
る。
この第１図において、図示していない１台目のインバ
ータ21は既に運転中であって、その出力が３相交流母線
４を介して負荷へ給電されており、この３相交流母線４
の電圧を３相母線電圧検出回路61で検出し、３相/2相変
換回路62により２軸信号を得ている。
ータ21は既に運転中であって、その出力が３相交流母線
４を介して負荷へ給電されており、この３相交流母線４
の電圧を３相母線電圧検出回路61で検出し、３相/2相変
換回路62により２軸信号を得ている。
一方、既に運転中のインバータ21に並列接続しようと
しているインバータ22を制御する信号Ｂを出力している
インバータ制御回路51からも、同様に３相電圧信号に対
応した制御信号を３相/2相変換回路52により２軸信号を
得ている（インバータ制御回路51から電圧位相を示す２
軸信号を直接取出すことができるものであっても差支え
ないことは勿論である）。
しているインバータ22を制御する信号Ｂを出力している
インバータ制御回路51からも、同様に３相電圧信号に対
応した制御信号を３相/2相変換回路52により２軸信号を
得ている（インバータ制御回路51から電圧位相を示す２
軸信号を直接取出すことができるものであっても差支え
ないことは勿論である）。
ベクトル演算回路63は、２組の３相/2相変換回路52と
62とから入力された２軸信号から、ベクトル演算によ
り、両者の位相差を演算しているので、このベクトル演
算回路63の出力をローパスフイルタ64を介して零点検知
回路65に与え、両者の位相差が零のときに、この零点検
知回路65からインバータ22へ同期投入信号Ａが送出され
るので、この信号Ａにより当該インバータ22を始動させ
れば、位相差零でこのインバータ22を３相交流母線４に
並列に接続することができる。
62とから入力された２軸信号から、ベクトル演算によ
り、両者の位相差を演算しているので、このベクトル演
算回路63の出力をローパスフイルタ64を介して零点検知
回路65に与え、両者の位相差が零のときに、この零点検
知回路65からインバータ22へ同期投入信号Ａが送出され
るので、この信号Ａにより当該インバータ22を始動させ
れば、位相差零でこのインバータ22を３相交流母線４に
並列に接続することができる。
第２図は第１図に示す実施例回路に使用しているベク
トル演算回路63の構成を示した回路図である。
トル演算回路63の構成を示した回路図である。
この第２図に示すように、ベクトル演算回路63は２個
の掛算器71,72と１個の加算器73とで構成されている。
いま３相/2相変換回路62が出力する３相交流母線電圧の
位相を示す２軸信号をV1α，V1βとし、３相/2相変換回
路52が出力するインバータ22の電圧位相を示す２軸信号
をV2α，V2βとすると、一方の掛算器71にはこれらの２
軸信号のうちのV1αとV2βとを入力させてこれらを相互
に掛け合わせ、他方の掛算器72にはV2αとV1βとを入力
させてこれらを相互に乗算している。次いでこれら掛算
器71と72の演算結果の差を加算器73において演算する
と、この加算器73からは両電圧の位相差に対応した大き
さの信号Ｙが得られる。
の掛算器71,72と１個の加算器73とで構成されている。
いま３相/2相変換回路62が出力する３相交流母線電圧の
位相を示す２軸信号をV1α，V1βとし、３相/2相変換回
路52が出力するインバータ22の電圧位相を示す２軸信号
をV2α，V2βとすると、一方の掛算器71にはこれらの２
軸信号のうちのV1αとV2βとを入力させてこれらを相互
に掛け合わせ、他方の掛算器72にはV2αとV1βとを入力
させてこれらを相互に乗算している。次いでこれら掛算
器71と72の演算結果の差を加算器73において演算する
と、この加算器73からは両電圧の位相差に対応した大き
さの信号Ｙが得られる。
第３図は第２図に示すベクトル演算回路63の構成原理
をあらわしたベクトル図であって、横軸がα軸、縦軸が
β軸である。
をあらわしたベクトル図であって、横軸がα軸、縦軸が
β軸である。
この第３図において、V1は３相交流母線４の電圧空間
ベクトルであり、V2はインバータ22の制御信号の空間ベ
クトルであり、θが両空間ベクトルの位相差である。
ベクトルであり、V2はインバータ22の制御信号の空間ベ
クトルであり、θが両空間ベクトルの位相差である。
一方の空間ベクトルV1のα軸となす角度をδ、他方の
空間ベクトルV1のα軸となす角をφとし、これらの空間
ベクトルをα軸とβ軸の２軸に分解すると、V1α，V1β
とV2α，V2βという直流量で表現できる。いま、これら
の空間ベクトルを簡単化のために、V1,V2の絶対値をユ
ニット化して１なる値にして考えると、これらの２軸信
号は下記で示される。
空間ベクトルV1のα軸となす角をφとし、これらの空間
ベクトルをα軸とβ軸の２軸に分解すると、V1α，V1β
とV2α，V2βという直流量で表現できる。いま、これら
の空間ベクトルを簡単化のために、V1,V2の絶対値をユ
ニット化して１なる値にして考えると、これらの２軸信
号は下記で示される。
V1α＝cosδ，V1β＝sinδ V2α＝cosφ，V2β＝sinφ また第３図において下記（１）式が成立する。
Ｙ＝V1・sinθ＝sinθ（なぜならばV1＝１） ……（１） この（１）式から、Ｙの値が零であれば位相差θも零
となることが確認できるので、このＹの値を観測すれば
よい。
となることが確認できるので、このＹの値を観測すれば
よい。
Ｙ＝sinθ ＝sin（δ−φ） ＝sinδ・cosφ−cosδ・sinα ＝V1β・V2α−V1α・V2β ……（２） すなわち（２）式に示すようにＹの値は直流量V1α，
V1β，V2αおよびV2βであらわすことができ、かつこの
（２）式の演算が第２図に示すベクトル演算回路63で行
われる。
V1β，V2αおよびV2βであらわすことができ、かつこの
（２）式の演算が第２図に示すベクトル演算回路63で行
われる。
基本波成分については上記（２）式により位相差を直
接求めることができるが、これには高調波成分が含まれ
ているので、この高調波成分をも除去しなければならな
い。
接求めることができるが、これには高調波成分が含まれ
ているので、この高調波成分をも除去しなければならな
い。
いま、３相交流母線電圧の周波数がf0で、インバータ
制御回路51からの周波数をfcとする。通常は両者の位相
が一致した同期状態を得るために、まず初期位相差をな
くすべく、周波数fcはf0に対してわずかな偏差Δｆをも
たせる。すなわち Δｆ＝f0−fc ……（３） ここで、２つのベクトルV1とV2の位相差θ（第３図参
照）は、初期位相差をθ０、時間をｔとするとき、下記
の（４）式となる。
制御回路51からの周波数をfcとする。通常は両者の位相
が一致した同期状態を得るために、まず初期位相差をな
くすべく、周波数fcはf0に対してわずかな偏差Δｆをも
たせる。すなわち Δｆ＝f0−fc ……（３） ここで、２つのベクトルV1とV2の位相差θ（第３図参
照）は、初期位相差をθ０、時間をｔとするとき、下記
の（４）式となる。
θ＝θ０＋２π（f0−fc）ｔ ＝θ０＋２π・Δｆ・ｔ ……（４） この（４）式と前述の（２）式とから下記の（５）式
が得られる。
が得られる。
Ｙ＝sin（２π・Δｆ・ｔ＋θ０） ……（５） ３相交流母線４の電圧に含まれている高調波成分はf0
の整数倍である。よって高調波成分の合計をΣHnとする
と、高調波成分を考慮したＹの値は（６）式となる。
の整数倍である。よって高調波成分の合計をΣHnとする
と、高調波成分を考慮したＹの値は（６）式となる。
Ｙ＝sin（２π・Δｆ・ｔ＋θ０）＋ΣHn ……（６） これらの高調波は周波数偏差Δｆがごく小さな値であ
ること、即ちΔｆ≪f0なる条件では、通常ローパスフイ
ルタで位相をずらすことなく簡単に除去することができ
る。第１図と第２図に図示のローパスフイルタ64はこの
目的に使用されるものである。
ること、即ちΔｆ≪f0なる条件では、通常ローパスフイ
ルタで位相をずらすことなく簡単に除去することができ
る。第１図と第２図に図示のローパスフイルタ64はこの
目的に使用されるものである。
第４図は第１図と第２図に図示のローパスフイルタ64
の特性をあらわしたグラフであって、横軸は周波数、縦
軸はゲイン（単位dB）と位相（単位度）を示しており、
実線で画かれている曲線Ｃがゲイン特性、１点鎖線で画
かれた曲線Ｄが位相特性である。
の特性をあらわしたグラフであって、横軸は周波数、縦
軸はゲイン（単位dB）と位相（単位度）を示しており、
実線で画かれている曲線Ｃがゲイン特性、１点鎖線で画
かれた曲線Ｄが位相特性である。
この第４図のグラフであきらかなように、周波数Δｆ
すなわちsinθはf0なる周波数から見ればほぼ直流と見
做すことができるので、位相のずれはなく、かつこのf0
以上の高い周波数ではゲインが十分に小であって、位相
ずれを生じることなしに高調波成分を除去できることを
示している。
すなわちsinθはf0なる周波数から見ればほぼ直流と見
做すことができるので、位相のずれはなく、かつこのf0
以上の高い周波数ではゲインが十分に小であって、位相
ずれを生じることなしに高調波成分を除去できることを
示している。
この発明によれば、３相交流母線側電圧の位相を示す
ベクトルと、並列接続するべきインバータの位相を示す
ベクトルとをベクトル演算することで、両ベクトル間の
位相差を直接検出できるとともに、これに含まれている
高調波成分は位相ずれを生じることなしに除去できる効
果が得られる。それ故複数のインバータを並列運転する
際の同期状態を、位相ずれを生じることなく達成できる
ので、装置を大形・高価にする出力リアクトルを節減す
ることができる。
ベクトルと、並列接続するべきインバータの位相を示す
ベクトルとをベクトル演算することで、両ベクトル間の
位相差を直接検出できるとともに、これに含まれている
高調波成分は位相ずれを生じることなしに除去できる効
果が得られる。それ故複数のインバータを並列運転する
際の同期状態を、位相ずれを生じることなく達成できる
ので、装置を大形・高価にする出力リアクトルを節減す
ることができる。
第１図は本発明の実施例を示す制御ブロック図、第２図
は第１図に示す実施例回路に使用しているベクトル演算
回路の構成を示した回路図、第３図は第２図に示すベク
トル演算回路の原理をあらわしたベクトル図、第４図は
第１図と第２図に図示のローパスフイルタの特性をあら
わしたグラフであり、第５図は複数のインバータを並列
運転する場合を示した一般的な主回路接続図、第６図は
インバータの位相同期制御の従来例を示した制御ブロッ
ク図、第７図はパルス幅変調制御インバータが出力する
電圧波形を示した波形図、第８図はバンドパスフイルタ
の特性を示したグラフ、第９図はバンドパスフイルタに
よる不具合を説明した図、第10図はバンドパスフイルタ
を複数個カスケード接続した回路図、第11図は第10図に
示す回路の特性を示したグラフ、第12図はバンドパスフ
イルタとローパスフイルタとをカスケード接続した回路
図、第13図は第12図に示す回路の特性を示したグラフで
ある。 ２……直流電源、４……３相交流母線、5,6,7……負
荷、21,22,23……インバータ、31,32,33……出力リアク
トル、41……母線電圧検出回路、42,43……バンドパス
フイルタ、44……ローパスフイルタ、45,65……零点検
知回路、50……位相比較回路、51……インバータ制御回
路、52,62……３相/2相変換回路、61……３相母線電圧
検出回路、63……ベクトル演算回路、64……ローパスフ
イルタ、71,72……掛算器、73……加算器。
は第１図に示す実施例回路に使用しているベクトル演算
回路の構成を示した回路図、第３図は第２図に示すベク
トル演算回路の原理をあらわしたベクトル図、第４図は
第１図と第２図に図示のローパスフイルタの特性をあら
わしたグラフであり、第５図は複数のインバータを並列
運転する場合を示した一般的な主回路接続図、第６図は
インバータの位相同期制御の従来例を示した制御ブロッ
ク図、第７図はパルス幅変調制御インバータが出力する
電圧波形を示した波形図、第８図はバンドパスフイルタ
の特性を示したグラフ、第９図はバンドパスフイルタに
よる不具合を説明した図、第10図はバンドパスフイルタ
を複数個カスケード接続した回路図、第11図は第10図に
示す回路の特性を示したグラフ、第12図はバンドパスフ
イルタとローパスフイルタとをカスケード接続した回路
図、第13図は第12図に示す回路の特性を示したグラフで
ある。 ２……直流電源、４……３相交流母線、5,6,7……負
荷、21,22,23……インバータ、31,32,33……出力リアク
トル、41……母線電圧検出回路、42,43……バンドパス
フイルタ、44……ローパスフイルタ、45,65……零点検
知回路、50……位相比較回路、51……インバータ制御回
路、52,62……３相/2相変換回路、61……３相母線電圧
検出回路、63……ベクトル演算回路、64……ローパスフ
イルタ、71,72……掛算器、73……加算器。
Claims (1)
- 【請求項１】パルス幅変調制御により直流電力を３相交
流電力に変換しているインバータが出力する交流電圧の
位相と、３相交流母線の電圧位相との位相差から両者の
同期状態を検出する装置において、 前記３相交流母線電圧を検出し、この電圧の位相を示す
２軸信号を出力する母線用３相/2相変換手段と、 前記インバータが出力する３相交流電圧またはこれと同
等のインバータ制御信号から、この電圧の位相を示す２
軸信号を出力するインバータ用３相/2相変換手段と、 これら両２軸信号から両電圧の位相差を演算するベクト
ル演算手段と、 このベクトル演算手段の出力信号に含まれる高調波を除
去するローパスフィルタとを備えていることを特徴とす
るインバータの同期検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63121101A JP2536058B2 (ja) | 1988-05-18 | 1988-05-18 | インバ―タの同期検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63121101A JP2536058B2 (ja) | 1988-05-18 | 1988-05-18 | インバ―タの同期検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01291666A JPH01291666A (ja) | 1989-11-24 |
| JP2536058B2 true JP2536058B2 (ja) | 1996-09-18 |
Family
ID=14802902
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63121101A Expired - Fee Related JP2536058B2 (ja) | 1988-05-18 | 1988-05-18 | インバ―タの同期検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2536058B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5394945B2 (ja) * | 2010-01-25 | 2014-01-22 | オリジン電気株式会社 | 同期検定装置 |
| JP5698819B2 (ja) * | 2013-10-17 | 2015-04-08 | オリジン電気株式会社 | 同期検定方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5921237A (ja) * | 1982-07-09 | 1984-02-03 | シ−メンス・アクチエンゲゼルシヤフト | 自励インバ−タと系統との並列運転方法 |
-
1988
- 1988-05-18 JP JP63121101A patent/JP2536058B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01291666A (ja) | 1989-11-24 |
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Legal Events
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