JP2690663B2 - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
誘導電動機の制御装置Info
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- JP2690663B2 JP2690663B2 JP4196824A JP19682492A JP2690663B2 JP 2690663 B2 JP2690663 B2 JP 2690663B2 JP 4196824 A JP4196824 A JP 4196824A JP 19682492 A JP19682492 A JP 19682492A JP 2690663 B2 JP2690663 B2 JP 2690663B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、インバータ装置により
駆動される三相誘導電動機のトルクを１チップ・マイク
ロ・プロセッサ等の演算手段を用いて間接的に検出する
ことができる誘導電動機の制御装置に関し、特に、本発
明はトルクを演算するに必要なインバータの出力電流に
含まれるリップル分の影響を簡単な手段により除去する
ことができる誘導電動機の制御装置に関するものであ
る。
駆動される三相誘導電動機のトルクを１チップ・マイク
ロ・プロセッサ等の演算手段を用いて間接的に検出する
ことができる誘導電動機の制御装置に関し、特に、本発
明はトルクを演算するに必要なインバータの出力電流に
含まれるリップル分の影響を簡単な手段により除去する
ことができる誘導電動機の制御装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】三相誘導電動機（以下、ＡＣＭという）
は直流電動機とは異なり、その線電流がトルクに比例し
ないので、直流電動機のように電流等からトルクを簡単
に求めることはできない。ＡＣＭのトルクを間接的に検
出する手法としては、ＡＣＭにパルス・ジェネレータ
（以下ＰＧという）を取り付け、ベクトル制御を行う手
法や、高速・高性能な特殊プロセッサである高速デジ
タルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）を用いて、空間ベク
トルで表された誘導電動機の一次電流および一次磁束の
ベクトル積より瞬時発生トルクを演算する手法が知られ
ている（電気学会論文誌Ｄ，昭和６２年２月号Ｐ２２３
−Ｐ２３０「デジタルシグナルプロセッサを用いた誘導
電動機の高性能トルク制御」参照）。
は直流電動機とは異なり、その線電流がトルクに比例し
ないので、直流電動機のように電流等からトルクを簡単
に求めることはできない。ＡＣＭのトルクを間接的に検
出する手法としては、ＡＣＭにパルス・ジェネレータ
（以下ＰＧという）を取り付け、ベクトル制御を行う手
法や、高速・高性能な特殊プロセッサである高速デジ
タルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）を用いて、空間ベク
トルで表された誘導電動機の一次電流および一次磁束の
ベクトル積より瞬時発生トルクを演算する手法が知られ
ている（電気学会論文誌Ｄ，昭和６２年２月号Ｐ２２３
−Ｐ２３０「デジタルシグナルプロセッサを用いた誘導
電動機の高性能トルク制御」参照）。
【０００３】ところで、上記の手法においてはＡＣＭ
にＰＧのような回転数センサを設ける必要があり、ま
た、の手法においては、高価な高速デジタルシグナル
プロセッサ（ＤＳＰ）等を必要とし、いずれの手法にお
いても簡単にＡＣＭのトルクを求めることはできなかっ
た。一方、汎用のインバータによるＡＣＭの制御におい
て、ＡＣＭのトルクの監視、過負荷時のストール防止等
を行う場合には、上記文献に記載されるように、一次鎖
交磁束とインバータ出力電圧の瞬時値からオンラインで
高速に演算して瞬時トルクを求める必要はなく、平均的
な定常トルクが得られれば充分である。
にＰＧのような回転数センサを設ける必要があり、ま
た、の手法においては、高価な高速デジタルシグナル
プロセッサ（ＤＳＰ）等を必要とし、いずれの手法にお
いても簡単にＡＣＭのトルクを求めることはできなかっ
た。一方、汎用のインバータによるＡＣＭの制御におい
て、ＡＣＭのトルクの監視、過負荷時のストール防止等
を行う場合には、上記文献に記載されるように、一次鎖
交磁束とインバータ出力電圧の瞬時値からオンラインで
高速に演算して瞬時トルクを求める必要はなく、平均的
な定常トルクが得られれば充分である。
【０００４】このような観点から、先の出願において、
ＡＣＭの電流、一次電圧、角速度等に基づきＡＣＭの定
常トルクを算出する手法を提案した（特願平４−１０９
８６８号）。上記手法において、ＡＣＭのトルクは下記
（１）式により算出される。 τ＝√３（Ｖ／ω）〔Ｉa ｓｉｎ｛ωｔ−（１／６）π｝ −Ｉb ｃｏｓ（ωｔ）〕 （１） ここで、ＶはＡＣＭの一次電圧波高値、ωは角速度、Ｉ
a ，Ｉb はそれぞれＡ相、Ｂ相電流の瞬時値である。
ＡＣＭの電流、一次電圧、角速度等に基づきＡＣＭの定
常トルクを算出する手法を提案した（特願平４−１０９
８６８号）。上記手法において、ＡＣＭのトルクは下記
（１）式により算出される。 τ＝√３（Ｖ／ω）〔Ｉa ｓｉｎ｛ωｔ−（１／６）π｝ −Ｉb ｃｏｓ（ωｔ）〕 （１） ここで、ＶはＡＣＭの一次電圧波高値、ωは角速度、Ｉ
a ，Ｉb はそれぞれＡ相、Ｂ相電流の瞬時値である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記（１）式は単純な
形であるが、（１）式を汎用インバータに適用し、１チ
ップ・マイクロ・コンピュータ（以下１チップＣＰＵと
略記する）でトルクを演算する場合には、次のような問
題点があった。すなわち、汎用インバータの出力電流波
形は、一般的に図４に示すようなリップル分を含んでい
る。したがって、（１）式を適用してＡＣＭのトルクを
検出する場合には、このリップル分の影響を除去する何
らかの手段を設ける必要がある。具体的には、出来るだ
け高頻度、高速に電流検出・演算をおこないその移動平
均をとる方法や、出力電流のピーク点とボトム点、ある
いはピーク点とボトム点の中間点に正確に同期をとって
その時点の電流瞬時値をサンプリングする方法が考えら
れる。
形であるが、（１）式を汎用インバータに適用し、１チ
ップ・マイクロ・コンピュータ（以下１チップＣＰＵと
略記する）でトルクを演算する場合には、次のような問
題点があった。すなわち、汎用インバータの出力電流波
形は、一般的に図４に示すようなリップル分を含んでい
る。したがって、（１）式を適用してＡＣＭのトルクを
検出する場合には、このリップル分の影響を除去する何
らかの手段を設ける必要がある。具体的には、出来るだ
け高頻度、高速に電流検出・演算をおこないその移動平
均をとる方法や、出力電流のピーク点とボトム点、ある
いはピーク点とボトム点の中間点に正確に同期をとって
その時点の電流瞬時値をサンプリングする方法が考えら
れる。
【０００６】しかしながら、前者の方法は１チップＣＰ
Ｕでは演算速度に限界があるので、検出遅れがかなり大
きくなり、また、後者の方法は電流を２相分完全に同期
してサンプリングする必要があり、サンプル・ホールド
回路等のハードウェア的な負担と、同期をとるためのソ
フトウェア的負担が大きくなる。本発明は上記した問題
点に鑑みなされたものであって、１チップＣＰＵ等を用
いてＡＣＭのトルクを検出するに際して、電流リップル
の影響を簡単に除去することができる誘導電動機の制御
装置を提供することを目的とする。
Ｕでは演算速度に限界があるので、検出遅れがかなり大
きくなり、また、後者の方法は電流を２相分完全に同期
してサンプリングする必要があり、サンプル・ホールド
回路等のハードウェア的な負担と、同期をとるためのソ
フトウェア的負担が大きくなる。本発明は上記した問題
点に鑑みなされたものであって、１チップＣＰＵ等を用
いてＡＣＭのトルクを検出するに際して、電流リップル
の影響を簡単に除去することができる誘導電動機の制御
装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、本発明は、誘導電動機と、周波数および電圧を制御
して上記誘導電動機を駆動するインバータと、上記イン
バータを制御するマイクロプロセッサから構成され、上
記プロセッサが、インバータが発生する三相交流出力の
基準となる出力位相角から３０°を差し引いた第１の角
度の正弦値と、その基準出力相の瞬時電流値を掛けるこ
とにより第１の積を求める第１の手段と、上記基準位相
角に相当する第２の角度の余弦値と、その基準出力相か
ら１２０°遅れた出力相の瞬時電流値を掛けることによ
り第２の積を求める第２の手段と、インバータ出力電圧
の実効値をインバータ出力周波数で割った商を求める第
３の手段と、上記第１の手段で求めた第１の積と、第２
の手段で求めた第２の積の差に上記第３の手段で求めた
商を掛けた第３の積を算出する第４の手段から構成さ
れ、該第４の手段の算出結果に比例した値を三相誘導電
動機のトルクとする演算手段を備えており、上記演算手
段により算出したトルクを表示器もしくは過負荷防止装
置に出力する誘導電動機の制御装置において、上記瞬時
電流値に含まれるリップル分を除去する一次遅れフィル
タを設け、上記基準出力相の瞬時電流値と基準出力相か
ら１２０°遅れた出力相の瞬時電流値に含まれるリップ
ル分を上記フィルタにより除去して上記第１および第２
の電流値を得て、上記第３の積に上記一次遅れフィルタ
減衰分の逆数を掛けることにより、上記フィルタによる
減衰分を補償し、前記第１および第２の角度から上記一
次遅れフィルタによる遅れ分に相当する角度を差し引く
ことにより位相遅れ分を補償するように構成したもので
ある。
め、本発明は、誘導電動機と、周波数および電圧を制御
して上記誘導電動機を駆動するインバータと、上記イン
バータを制御するマイクロプロセッサから構成され、上
記プロセッサが、インバータが発生する三相交流出力の
基準となる出力位相角から３０°を差し引いた第１の角
度の正弦値と、その基準出力相の瞬時電流値を掛けるこ
とにより第１の積を求める第１の手段と、上記基準位相
角に相当する第２の角度の余弦値と、その基準出力相か
ら１２０°遅れた出力相の瞬時電流値を掛けることによ
り第２の積を求める第２の手段と、インバータ出力電圧
の実効値をインバータ出力周波数で割った商を求める第
３の手段と、上記第１の手段で求めた第１の積と、第２
の手段で求めた第２の積の差に上記第３の手段で求めた
商を掛けた第３の積を算出する第４の手段から構成さ
れ、該第４の手段の算出結果に比例した値を三相誘導電
動機のトルクとする演算手段を備えており、上記演算手
段により算出したトルクを表示器もしくは過負荷防止装
置に出力する誘導電動機の制御装置において、上記瞬時
電流値に含まれるリップル分を除去する一次遅れフィル
タを設け、上記基準出力相の瞬時電流値と基準出力相か
ら１２０°遅れた出力相の瞬時電流値に含まれるリップ
ル分を上記フィルタにより除去して上記第１および第２
の電流値を得て、上記第３の積に上記一次遅れフィルタ
減衰分の逆数を掛けることにより、上記フィルタによる
減衰分を補償し、前記第１および第２の角度から上記一
次遅れフィルタによる遅れ分に相当する角度を差し引く
ことにより位相遅れ分を補償するように構成したもので
ある。
【０００８】その際、フィルタを通したことによる減衰
分と、位相遅れのうち、減衰分については上記第３の積
にフィルタの減衰分の逆数を掛けることにより補償し、
位相遅れ分については前記第１および第２の角度からフ
ィルタによる遅れ分に相当する角度を差し引くことによ
り補償する。
分と、位相遅れのうち、減衰分については上記第３の積
にフィルタの減衰分の逆数を掛けることにより補償し、
位相遅れ分については前記第１および第２の角度からフ
ィルタによる遅れ分に相当する角度を差し引くことによ
り補償する。
【０００９】
【作用】図３は一般的な一次遅れフィルタの構成を示す
図である。図３の入力端子に、 ｖ1 ＝Ｖ1 ｓｉｎ（ωｔ） （２） 式（２）で表される電圧が印加すると、その出力端子に
は式（３）で表される電圧が発生する。
図である。図３の入力端子に、 ｖ1 ＝Ｖ1 ｓｉｎ（ωｔ） （２） 式（２）で表される電圧が印加すると、その出力端子に
は式（３）で表される電圧が発生する。
【００１０】 ｖ2 ＝ＧＶ1 ｓｉｎ（ωｔ−φ） （３） ここで、Ｇは一次遅れフィルタの減衰分、φは位相ずれ
分であり、それぞれ式（４），（５）で表される。 Ｇ＝１／√｛１＋（ωＣＲ）2 ｝ （４） φ＝ｔａｎ-1（ωＣＲ） （５） なお、Ｃは一次遅れフィルタのコンデンサの容量、Ｒは
一次遅れフィルタの抵抗値である。
分であり、それぞれ式（４），（５）で表される。 Ｇ＝１／√｛１＋（ωＣＲ）2 ｝ （４） φ＝ｔａｎ-1（ωＣＲ） （５） なお、Ｃは一次遅れフィルタのコンデンサの容量、Ｒは
一次遅れフィルタの抵抗値である。
【００１１】ここで、（１）式のＩa ，Ｉb を電流セン
サにより上記式（２）で表される電圧に変換し、一次遅
れフィルタを通したとすると、その出力電圧は式（３）
のように変化する。上記一次遅れフィルタを介して得た
電流信号Ｉa'，Ｉb'を用いて（１）式によりＡＣＭのト
ルクを算出する場合、電流信号Ｉa'，Ｉb'は電流信号Ｉ
a ，Ｉb に対して上記のように減衰分Ｇだけ減衰し、位
相ずれ分φだけ位相が遅れているから、減衰分を補償す
るため式（１）全体に１／Ｇを掛け、また、位相ずれ分
φの影響を除去するため右辺のｓｉｎ（ωｔ−１／６
π）とｃｏｓ（ωｔ）を各々φだけ遅らせて、Ｉa'，Ｉ
b'と位相を合わせれば上記一次遅れフィルタの影響を除
去することができる。
サにより上記式（２）で表される電圧に変換し、一次遅
れフィルタを通したとすると、その出力電圧は式（３）
のように変化する。上記一次遅れフィルタを介して得た
電流信号Ｉa'，Ｉb'を用いて（１）式によりＡＣＭのト
ルクを算出する場合、電流信号Ｉa'，Ｉb'は電流信号Ｉ
a ，Ｉb に対して上記のように減衰分Ｇだけ減衰し、位
相ずれ分φだけ位相が遅れているから、減衰分を補償す
るため式（１）全体に１／Ｇを掛け、また、位相ずれ分
φの影響を除去するため右辺のｓｉｎ（ωｔ−１／６
π）とｃｏｓ（ωｔ）を各々φだけ遅らせて、Ｉa'，Ｉ
b'と位相を合わせれば上記一次遅れフィルタの影響を除
去することができる。
【００１２】すなわち、一次遅れフィルタを介して得た
電流信号Ｉa'，Ｉb'を用いる場合には次式（６）によ
り、ＡＣＭのトルクを算出することができる。 τ＝√３（Ｖ／ω）（１／Ｇ）〔Ｉa'ｓｉｎ｛ωｔ−（１／６）π−φ｝ −Ｉb'ｃｏｓ（ωｔ−φ）〕（６） なお、Ｉa'，Ｉb'は上記したように電流Ｉa ，Ｉb を電
流センサで検出し、一次遅れフィルタを通したのちアナ
ログ／デジタル変換器によりデジタル信号に変換した
値、Ｇは一次遅れフィルタの減衰分、φは一次遅れフィ
ルタの位相ずれ分である。
電流信号Ｉa'，Ｉb'を用いる場合には次式（６）によ
り、ＡＣＭのトルクを算出することができる。 τ＝√３（Ｖ／ω）（１／Ｇ）〔Ｉa'ｓｉｎ｛ωｔ−（１／６）π−φ｝ −Ｉb'ｃｏｓ（ωｔ−φ）〕（６） なお、Ｉa'，Ｉb'は上記したように電流Ｉa ，Ｉb を電
流センサで検出し、一次遅れフィルタを通したのちアナ
ログ／デジタル変換器によりデジタル信号に変換した
値、Ｇは一次遅れフィルタの減衰分、φは一次遅れフィ
ルタの位相ずれ分である。
【００１３】
【実施例】図１は本発明の１実施例の全体構成を示す図
であり、同図において、１はマイクロプロセッサ、２０
は本実施例のトルク検出手段、３０は汎用インバータ、
４０はＡＣＭ、５０は一次遅れフィルタである。以下の
説明では、理解を容易にするためトルク検出手段２０を
ハードウェアで構成した例について説明するが、本発明
において、上記トルク検出手段２０によるトルク検出は
マイクロプロセッサのソフトウェアで実現される。な
お、トルク検出手段２０では単に演算処理を行っている
だけなので、該演算処理はソフトウェアで容易に実現す
ることができる。同図において、マイクロプロセッサ１
は汎用インバータ３０を構成するスイッチング素子Ｑ１
ないしＱ６を所定の手順でオンオフさせることにより、
汎用インバータ３０より所望の周波数および電圧を発生
させＡＣＭを制御する（なお、インバータの制御手順に
ついては、例えば、１９８７年３月社団法人電気学会発
行「半導体電力変換回路」のＰ１０８からＰ１５６参
照）。
であり、同図において、１はマイクロプロセッサ、２０
は本実施例のトルク検出手段、３０は汎用インバータ、
４０はＡＣＭ、５０は一次遅れフィルタである。以下の
説明では、理解を容易にするためトルク検出手段２０を
ハードウェアで構成した例について説明するが、本発明
において、上記トルク検出手段２０によるトルク検出は
マイクロプロセッサのソフトウェアで実現される。な
お、トルク検出手段２０では単に演算処理を行っている
だけなので、該演算処理はソフトウェアで容易に実現す
ることができる。同図において、マイクロプロセッサ１
は汎用インバータ３０を構成するスイッチング素子Ｑ１
ないしＱ６を所定の手順でオンオフさせることにより、
汎用インバータ３０より所望の周波数および電圧を発生
させＡＣＭを制御する（なお、インバータの制御手順に
ついては、例えば、１９８７年３月社団法人電気学会発
行「半導体電力変換回路」のＰ１０８からＰ１５６参
照）。
【００１４】また、マイクロプロセッサ１は汎用インバ
ータ３０の出力電圧に比例する信号Ｖ、角速度ω（２π
ｆ、ｆは出力周波数）に比例する信号および位相角ωｔ
に比例する信号を出力しトルク検出手段２０に与える。
これらの信号は例えば、１６ビットのデジタル信号であ
る。一方、ＡＣＭのＡ相、Ｂ相の電流Ｉa ，Ｉb が電流
変成器（以下、ＣＴという）により検出され、一次遅れ
フィルタ５０に与えられる。一次遅れフィルタ５０は電
流Ｉa ，Ｉb のリップル分を除去した電流信号Ｉa'，Ｉ
b'を発生してトルク検出手段に与える。
ータ３０の出力電圧に比例する信号Ｖ、角速度ω（２π
ｆ、ｆは出力周波数）に比例する信号および位相角ωｔ
に比例する信号を出力しトルク検出手段２０に与える。
これらの信号は例えば、１６ビットのデジタル信号であ
る。一方、ＡＣＭのＡ相、Ｂ相の電流Ｉa ，Ｉb が電流
変成器（以下、ＣＴという）により検出され、一次遅れ
フィルタ５０に与えられる。一次遅れフィルタ５０は電
流Ｉa ，Ｉb のリップル分を除去した電流信号Ｉa'，Ｉ
b'を発生してトルク検出手段に与える。
【００１５】トルク検出手段２０は、マイクロプロセッ
サ１が出力するインバータ出力電圧Ｖ、角速度ω、位相
角ωｔおよび一次遅れフィルタ５０が出力するＡＣＭの
Ａ相電流、Ｂ相の電流に対応した信号Ｉa'，Ｉb'より、
ＡＣＭの平均トルクを算出する。トルク検出手段２０に
より検出されたＡＣＭの平均トルク信号は、例えば、Ａ
ＣＭにＰＧをつけてベクトル制御する場合と同様、イン
バータ出力周波数、電圧、電流等とともににコンソール
またはメータ等の表示器に表示したり、あるいは、ＡＣ
Ｍのトルク信号が上限値を越えたらインバータの出力周
波数あるいは電圧を引き下げて、ＡＣＭの回転数を下
げ、過負荷になるのを防止する用途等に用いることがで
きる。
サ１が出力するインバータ出力電圧Ｖ、角速度ω、位相
角ωｔおよび一次遅れフィルタ５０が出力するＡＣＭの
Ａ相電流、Ｂ相の電流に対応した信号Ｉa'，Ｉb'より、
ＡＣＭの平均トルクを算出する。トルク検出手段２０に
より検出されたＡＣＭの平均トルク信号は、例えば、Ａ
ＣＭにＰＧをつけてベクトル制御する場合と同様、イン
バータ出力周波数、電圧、電流等とともににコンソール
またはメータ等の表示器に表示したり、あるいは、ＡＣ
Ｍのトルク信号が上限値を越えたらインバータの出力周
波数あるいは電圧を引き下げて、ＡＣＭの回転数を下
げ、過負荷になるのを防止する用途等に用いることがで
きる。
【００１６】図２は図１に示すトルク検出手段２０の具
体的構成を示す図であり、１はマイクロプロセッサ、
２，１３は減算器、３，４，１７，１８はリード・オン
リー・メモリ、５，９，１４，１６，１９は掛け算器、
６，１０はアナログ／デジタル変換器、７，１１は一次
遅れフィルタ、８，１２はＣＴ、１５は割り算器、２０
はトルク検出手段である。
体的構成を示す図であり、１はマイクロプロセッサ、
２，１３は減算器、３，４，１７，１８はリード・オン
リー・メモリ、５，９，１４，１６，１９は掛け算器、
６，１０はアナログ／デジタル変換器、７，１１は一次
遅れフィルタ、８，１２はＣＴ、１５は割り算器、２０
はトルク検出手段である。
【００１７】同図におけるリード・オンリー・メモリ１
７、１８にはそれぞれｔａｎ-1( ωＣＲ）と√｛１＋
（ωＣＲ）2 ｝に比例する値が記憶されており、マイク
ロプロセッサ１が出力する角速度ω（出力周波数×２×
π）に比例する信号１０２をアドレスとしてｔａｎ-1(
ωＣＲ）と√｛１＋（ωＣＲ）2 ｝に比例する信号１１
９，１２０を出力し、これらの信号は減算器２および掛
け算器１６に出力される。なお、上記ｔａｎ-1( ωＣ
Ｒ）と√｛１＋（ωＣＲ）2 ｝は、前記したように、そ
れぞれ、一次遅れフィルタ７，１１の位相ずれφ、減衰
分Ｇの逆数に対応する。
７、１８にはそれぞれｔａｎ-1( ωＣＲ）と√｛１＋
（ωＣＲ）2 ｝に比例する値が記憶されており、マイク
ロプロセッサ１が出力する角速度ω（出力周波数×２×
π）に比例する信号１０２をアドレスとしてｔａｎ-1(
ωＣＲ）と√｛１＋（ωＣＲ）2 ｝に比例する信号１１
９，１２０を出力し、これらの信号は減算器２および掛
け算器１６に出力される。なお、上記ｔａｎ-1( ωＣ
Ｒ）と√｛１＋（ωＣＲ）2 ｝は、前記したように、そ
れぞれ、一次遅れフィルタ７，１１の位相ずれφ、減衰
分Ｇの逆数に対応する。
【００１８】減算器２はマイクロプロセッサ１が出力す
る位相角ωｔに比例する信号１０３からリード・オンリ
ー・メモリ１７が出力するｔａｎ-1( ωＣＲ）に比例す
る信号を減算する手段であり、その出力１０４はリード
・オンリー・メモリ３，４に出力される。リード・オン
リー・メモリ３，４のそれぞれには、ωｔ−ｔａｎ-1(
ωＣＲ）に対応するｓｉｎ｛ωｔ−ｔａｎ-1( ωＣＲ）
−（１／６）π｝およびｃｏｓ｛ωｔ−ｔａｎ-1( ωＣ
Ｒ）｝の値が記憶されており、減算器２が出力するωｔ
−ｔａｎ-1( ωＣＲ）に比例した信号をアドレスとして
例えば、１６ビットのｓｉｎ｛ωｔ−ｔａｎ-1( ωＣ
Ｒ）−（１／６）π｝、ｃｏｓ｛ωｔ−ｔａｎ-1( ωＣ
Ｒ）｝に比例する信号１０５，１０６を出力し、掛け算
器５，９に与える。
る位相角ωｔに比例する信号１０３からリード・オンリ
ー・メモリ１７が出力するｔａｎ-1( ωＣＲ）に比例す
る信号を減算する手段であり、その出力１０４はリード
・オンリー・メモリ３，４に出力される。リード・オン
リー・メモリ３，４のそれぞれには、ωｔ−ｔａｎ-1(
ωＣＲ）に対応するｓｉｎ｛ωｔ−ｔａｎ-1( ωＣＲ）
−（１／６）π｝およびｃｏｓ｛ωｔ−ｔａｎ-1( ωＣ
Ｒ）｝の値が記憶されており、減算器２が出力するωｔ
−ｔａｎ-1( ωＣＲ）に比例した信号をアドレスとして
例えば、１６ビットのｓｉｎ｛ωｔ−ｔａｎ-1( ωＣ
Ｒ）−（１／６）π｝、ｃｏｓ｛ωｔ−ｔａｎ-1( ωＣ
Ｒ）｝に比例する信号１０５，１０６を出力し、掛け算
器５，９に与える。
【００１９】一次遅れフィルタ７，１１は図１のフィル
タ５０に対応し、ＣＴ８，１２により検出されたＡ相電
流Ｉa 、Ｂ相電流Ｉb をフィルタリングして、その出力
１０８，１１１をアナログ／デジタル変換器６，１０に
与える。アナログ／デジタル変換器６，１０は一次遅れ
フィルタ７，１１の出力１０８，１１１を例えば１６ビ
ットのデジタル信号に変換し、変換されたデジタル信号
１０７，１１０を掛け算器５，９に出力する。
タ５０に対応し、ＣＴ８，１２により検出されたＡ相電
流Ｉa 、Ｂ相電流Ｉb をフィルタリングして、その出力
１０８，１１１をアナログ／デジタル変換器６，１０に
与える。アナログ／デジタル変換器６，１０は一次遅れ
フィルタ７，１１の出力１０８，１１１を例えば１６ビ
ットのデジタル信号に変換し、変換されたデジタル信号
１０７，１１０を掛け算器５，９に出力する。
【００２０】掛け算器５，９はそれぞれリード・オンリ
・メモリ３，４の出力１０５と１０６とアナログ／デジ
タル変換器６，１０の出力１０７，１１０を掛け算する
手段であり、その出力１１３，１１４は減算器１３に出
力される。減算器１３は掛け算器５の出力１１３から掛
け算器９の出力１１４を減算する手段であり、その出力
１１５は掛け算器１４に出力される。
・メモリ３，４の出力１０５と１０６とアナログ／デジ
タル変換器６，１０の出力１０７，１１０を掛け算する
手段であり、その出力１１３，１１４は減算器１３に出
力される。減算器１３は掛け算器５の出力１１３から掛
け算器９の出力１１４を減算する手段であり、その出力
１１５は掛け算器１４に出力される。
【００２１】掛け算器１４は減算器１３の出力１１５と
マイクロプロセッサ１が出力するインバータの出力電圧
に比例する信号１０１を掛け算する手段であり、その出
力１１６は割り算器１５に出力される。割り算器１５は
掛け算器１４の出力１１６をマイクロプロセッサ１が出
力する角速度ω（出力周波数×２×π）に比例する信号
１０２で除算する手段であり、その出力１１７は掛け算
器１６に出力される。
マイクロプロセッサ１が出力するインバータの出力電圧
に比例する信号１０１を掛け算する手段であり、その出
力１１６は割り算器１５に出力される。割り算器１５は
掛け算器１４の出力１１６をマイクロプロセッサ１が出
力する角速度ω（出力周波数×２×π）に比例する信号
１０２で除算する手段であり、その出力１１７は掛け算
器１６に出力される。
【００２２】掛け算器１６は割り算器１２の出力１１７
とリード・オンリー・メモリ１８が出力する√｛１＋
（ωＣＲ）2 ｝に比例する信号を掛け算する手段であ
り、その出力１１８は掛け算器１９に出力される。掛け
算器１９は掛け算器１６の出力と定数１２１とを掛け算
し、その結果をトルク検出信号１２２として出力する。
次に図２に示す本実施例の動作を説明する。
とリード・オンリー・メモリ１８が出力する√｛１＋
（ωＣＲ）2 ｝に比例する信号を掛け算する手段であ
り、その出力１１８は掛け算器１９に出力される。掛け
算器１９は掛け算器１６の出力と定数１２１とを掛け算
し、その結果をトルク検出信号１２２として出力する。
次に図２に示す本実施例の動作を説明する。
【００２３】マイクロプロセッサ１が出力する角速度ω
に比例する信号１０２はリード・オンリ・メモリ１７，
１８に与えられ、リード・オンリ・メモリ１７，１８は
ｔａｎ-1( ωＣＲ）と√｛１＋（ωＣＲ）2 ｝に比例す
る信号１１９，１２０を出力する。リード・オンリ・メ
モリ１７が出力するｔａｎ-1( ωＣＲ）に比例する信号
１１９は減算器２において、マイクロプロセッサ１が出
力する位相角ωｔに比例する信号１０３と減算され、減
算器２はωｔ−ｔａｎ-1( ωＣＲ）に比例する信号１０
４を出力する。
に比例する信号１０２はリード・オンリ・メモリ１７，
１８に与えられ、リード・オンリ・メモリ１７，１８は
ｔａｎ-1( ωＣＲ）と√｛１＋（ωＣＲ）2 ｝に比例す
る信号１１９，１２０を出力する。リード・オンリ・メ
モリ１７が出力するｔａｎ-1( ωＣＲ）に比例する信号
１１９は減算器２において、マイクロプロセッサ１が出
力する位相角ωｔに比例する信号１０３と減算され、減
算器２はωｔ−ｔａｎ-1( ωＣＲ）に比例する信号１０
４を出力する。
【００２４】減算器２が出力するωｔ−ｔａｎ-1( ωＣ
Ｒ）に比例する信号１０４はリード・オンリー・メモリ
３，４に与えられ、リード・オンリー・メモリ３，４は
ｓｉｎ｛ωｔ−ｔａｎ-1( ωＣＲ）−（１／６）π｝、
ｃｏｓ｛ωｔ−ｔａｎ-1( ωＣＲ）｝に対応したデジタ
ル信号を出力する。この信号１０５および１０６はそれ
ぞれ掛け算器５，９に与えられ、アナログ／デジタル変
換器６，１０が出力するＡ相電流Ｉa'に対応した信号１
０７、Ｂ相電流Ｉb'に対応した信号１１０と掛け算され
る。
Ｒ）に比例する信号１０４はリード・オンリー・メモリ
３，４に与えられ、リード・オンリー・メモリ３，４は
ｓｉｎ｛ωｔ−ｔａｎ-1( ωＣＲ）−（１／６）π｝、
ｃｏｓ｛ωｔ−ｔａｎ-1( ωＣＲ）｝に対応したデジタ
ル信号を出力する。この信号１０５および１０６はそれ
ぞれ掛け算器５，９に与えられ、アナログ／デジタル変
換器６，１０が出力するＡ相電流Ｉa'に対応した信号１
０７、Ｂ相電流Ｉb'に対応した信号１１０と掛け算され
る。
【００２５】その結果、掛け算器５，９の出力１１３，
１１４はそれぞれ、Ｉa'ｓｉｎ｛ωｔ−ｔａｎ-1( ωＣ
Ｒ）−１／６π｝、Ｉb'ｃｏｓ｛ωｔ−ｔａｎ-1( ωＣ
Ｒ）｝に対応した値となる。ついで、掛け算器５，９の
出力１１３，１１４は減算器１３で減算され、減算器１
３はＩa'ｓｉｎ｛ωｔ−ｔａｎ-1( ωＣＲ）−（１／
６）π｝−Ｉb'ｃｏｓ｛ωｔ−ｔａｎ-1( ωＣＲ）｝に
対応した出力１１５を出力する。
１１４はそれぞれ、Ｉa'ｓｉｎ｛ωｔ−ｔａｎ-1( ωＣ
Ｒ）−１／６π｝、Ｉb'ｃｏｓ｛ωｔ−ｔａｎ-1( ωＣ
Ｒ）｝に対応した値となる。ついで、掛け算器５，９の
出力１１３，１１４は減算器１３で減算され、減算器１
３はＩa'ｓｉｎ｛ωｔ−ｔａｎ-1( ωＣＲ）−（１／
６）π｝−Ｉb'ｃｏｓ｛ωｔ−ｔａｎ-1( ωＣＲ）｝に
対応した出力１１５を出力する。
【００２６】一方、マイクロプロセッサ１が出力するイ
ンバータの出力電圧Ｖに比例する信号１０１が掛け算器
１４に与えられているので、掛け算器１４は上記電圧Ｖ
と減算器１３の出力１１５を掛け算し、Ｖ〔Ｉa'ｓｉｎ
｛ωｔ−ｔａｎ-1( ωＣＲ）−（１／６）π｝−Ｉb'ｃ
ｏｓ｛ωｔ−ｔａｎ-1( ωＣＲ）｝〕に対応した信号１
１６を出力する。
ンバータの出力電圧Ｖに比例する信号１０１が掛け算器
１４に与えられているので、掛け算器１４は上記電圧Ｖ
と減算器１３の出力１１５を掛け算し、Ｖ〔Ｉa'ｓｉｎ
｛ωｔ−ｔａｎ-1( ωＣＲ）−（１／６）π｝−Ｉb'ｃ
ｏｓ｛ωｔ−ｔａｎ-1( ωＣＲ）｝〕に対応した信号１
１６を出力する。
【００２７】また、マイクロプロセッサ１が出力するイ
ンバータの角速度ωに比例する信号１０２は割り算器１
５に与えられており、割り算器１５において信号１０２
により信号１１６を除算し、その出力は（Ｖ／ω）〔Ｉ
a'ｓｉｎ｛ωｔ−ｔａｎ-1(ωＣＲ）−（１／６）π｝
−Ｉb'ｃｏｓ｛ωｔ−ｔａｎ-1( ωＣＲ）｝〕に対応し
た信号１１７となる。
ンバータの角速度ωに比例する信号１０２は割り算器１
５に与えられており、割り算器１５において信号１０２
により信号１１６を除算し、その出力は（Ｖ／ω）〔Ｉ
a'ｓｉｎ｛ωｔ−ｔａｎ-1(ωＣＲ）−（１／６）π｝
−Ｉb'ｃｏｓ｛ωｔ−ｔａｎ-1( ωＣＲ）｝〕に対応し
た信号１１７となる。
【００２８】さらに、割り算器１５の出力１１７は掛け
算器１６において、リード・オンリ・メモリ１８が出力
する√｛１＋（ωＣＲ）2 ｝に比例する信号１２０と掛
け算されるので掛け算器１６の出力１１８は（Ｖ／ω）
〔√｛１＋（ωＣＲ）2 ｝〕〔Ｉa'ｓｉｎ｛ωｔ−ｔａ
ｎ-1( ωＣＲ）−（１／６）π｝−Ｉb'ｃｏｓ｛ωｔ−
ｔａｎ-1( ωＣＲ）｝〕に対応した信号となる。
算器１６において、リード・オンリ・メモリ１８が出力
する√｛１＋（ωＣＲ）2 ｝に比例する信号１２０と掛
け算されるので掛け算器１６の出力１１８は（Ｖ／ω）
〔√｛１＋（ωＣＲ）2 ｝〕〔Ｉa'ｓｉｎ｛ωｔ−ｔａ
ｎ-1( ωＣＲ）−（１／６）π｝−Ｉb'ｃｏｓ｛ωｔ−
ｔａｎ-1( ωＣＲ）｝〕に対応した信号となる。
【００２９】ここで、前記したように√｛１＋（ωＣ
Ｒ）2 ｝は一次遅れフィルタ７，１１の減衰分Ｇの逆数
に対応し、また、ｔａｎ-1( ωＣＲ）は一次遅れフィル
タ７，１１の位相ずれ分φに相当するので、上記式は下
式（７）で表される。 （Ｖ／ω）（１／Ｇ）〔Ｉa'ｓｉｎ｛ωｔ−（１／６）π−φ｝ −Ｉb'ｃｏｓ（ωｔ−φ）〕 （７） この信号１１８は掛け算器１９において定数√（３）と
掛け算され、前記した（６）式のＡＣＭのトルクτに対
応した値となる。
Ｒ）2 ｝は一次遅れフィルタ７，１１の減衰分Ｇの逆数
に対応し、また、ｔａｎ-1( ωＣＲ）は一次遅れフィル
タ７，１１の位相ずれ分φに相当するので、上記式は下
式（７）で表される。 （Ｖ／ω）（１／Ｇ）〔Ｉa'ｓｉｎ｛ωｔ−（１／６）π−φ｝ −Ｉb'ｃｏｓ（ωｔ−φ）〕 （７） この信号１１８は掛け算器１９において定数√（３）と
掛け算され、前記した（６）式のＡＣＭのトルクτに対
応した値となる。
【００３０】なお、上記説明では、トルクτをハードウ
ェア的手段により求める例で説明したが、現在入手し得
る１チップＣＰＵは高速アナログ／デジタル変換器を内
蔵しているものが多く、これらの１チップＣＰＵは比較
的安価に入手することが可能である。したがつて、図２
に示した一次遅れフィルタ７，１１の出力１０８，１１
１を１チップＣＰＵに内蔵した高速アナログ／デジタル
変換器によりデジタル信号に変換して１チップＣＰＵ内
に取り込むことができ、トルク検出手段２０をそのまま
ソフトウェアにより実現することが可能である。
ェア的手段により求める例で説明したが、現在入手し得
る１チップＣＰＵは高速アナログ／デジタル変換器を内
蔵しているものが多く、これらの１チップＣＰＵは比較
的安価に入手することが可能である。したがつて、図２
に示した一次遅れフィルタ７，１１の出力１０８，１１
１を１チップＣＰＵに内蔵した高速アナログ／デジタル
変換器によりデジタル信号に変換して１チップＣＰＵ内
に取り込むことができ、トルク検出手段２０をそのまま
ソフトウェアにより実現することが可能である。
【００３１】また、前記（１３）式は種々の変形が可能
であり、例えば、同式中のＩa をＩb ＋Ｉc に置換した
り、あるいは、ｃｏｓ（ωｔ−φ）をｓｉｎ｛ωｔ−φ
＋（１／２）π｝に置換するなど、本発明を逸脱しない
範囲において、他の種々の変形をすることができる。さ
らに、上記実施例においては、リップルを除去する手段
として、一次遅れフィルタを用いる例を示したが、本発
明におけるフィルタは一次遅れフィルタに限定されるも
のではなく、２次以上の高次遅れフィルタ等、リップル
分を除去できるその他のフィルタを用いることもでき
る。
であり、例えば、同式中のＩa をＩb ＋Ｉc に置換した
り、あるいは、ｃｏｓ（ωｔ−φ）をｓｉｎ｛ωｔ−φ
＋（１／２）π｝に置換するなど、本発明を逸脱しない
範囲において、他の種々の変形をすることができる。さ
らに、上記実施例においては、リップルを除去する手段
として、一次遅れフィルタを用いる例を示したが、本発
明におけるフィルタは一次遅れフィルタに限定されるも
のではなく、２次以上の高次遅れフィルタ等、リップル
分を除去できるその他のフィルタを用いることもでき
る。
【００３２】またさらに、上記実施例においては、汎用
インバータによるＡＣＭの制御について説明したが、本
発明は上記実施例に限定されるものではなく、他のイン
バータによるＡＣＭの制御に適用できることはいうまで
もない。
インバータによるＡＣＭの制御について説明したが、本
発明は上記実施例に限定されるものではなく、他のイン
バータによるＡＣＭの制御に適用できることはいうまで
もない。
【００３３】
【発明の効果】以上説明したことから明らかなように、
本発明においては、マイクロプロセッサで制御される汎
用インバータによる誘導電動機の制御装置において、イ
ンバータ出力の瞬時電流値に含まれるリップル分をフィ
ルタにより除去し、リップル分の除去された上記瞬時電
流値、インバータの出力電圧、角速度、位相角に比例す
る信号より、フィルタによる減衰分と位相遅れを補償し
てトルクを算出するようにしているので、汎用インバー
タに特別な部品やＰＧ等を追加することなく、マイクロ
プロセッサのソフトウェアによりトルクを検出すること
ができ、また、インバータの出力電流に含まれるリップ
ル分の影響を除去することができるので、その実用的効
果は極めて大きい。
本発明においては、マイクロプロセッサで制御される汎
用インバータによる誘導電動機の制御装置において、イ
ンバータ出力の瞬時電流値に含まれるリップル分をフィ
ルタにより除去し、リップル分の除去された上記瞬時電
流値、インバータの出力電圧、角速度、位相角に比例す
る信号より、フィルタによる減衰分と位相遅れを補償し
てトルクを算出するようにしているので、汎用インバー
タに特別な部品やＰＧ等を追加することなく、マイクロ
プロセッサのソフトウェアによりトルクを検出すること
ができ、また、インバータの出力電流に含まれるリップ
ル分の影響を除去することができるので、その実用的効
果は極めて大きい。
【図１】本発明の実施例の全体構成を示す図である。
【図２】本発明のトルク検出手段の具体的構成の一例を
示す図である。
示す図である。
【図３】一次遅れフィルタの構成を示す図である。
【図４】インバータ出力電流波形を示す図である。
１ マイクロプロセッサ ２，１３ 減算器 ３，４，１７，１８ リード・オンリー・メモリ ５，９，１４，１６，１９ 掛け算器 ６，１０ アナログ／デジタル変換器 ７，１１，５０ 一次遅れフィルタ ８，１２ ＣＴ １５ 割り算器 ２０ トルク検出手段 ３０ 汎用インバータ ４０ 三相誘導電動機
Claims (1)
- 【請求項１】 誘導電動機と、 周波数および電圧を制御して上記誘導電動機を駆動する
インバータと、 上記インバータを制御するマイクロプロセッサから構成
され、 上記プロセッサが、 インバータが発生する三相交流出力
の基準となる出力位相角から３０°を差し引いた第１の
角度の正弦値と、その基準出力相の瞬時電流値を掛ける
ことにより第１の積を求める第１の手段と、上記基準位
相角に相当する第２の角度の余弦値と、その基準出力相
から１２０°遅れた出力相の瞬時電流値を掛けることに
より第２の積を求める第２の手段と、インバータ出力電
圧の実効値をインバータ出力周波数で割った商を求める
第３の手段と、上記第１の手段で求めた第１の積と、第
２の手段で求めた第２の積の差に上記第３の手段で求め
た商を掛けた第３の積を算出する第４の手段から構成さ
れ、該第４の手段の算出結果に比例した値を三相誘導電
動機のトルクとする演算手段を備えており、上記演算手
段により算出したトルクを表示器もしくは過負荷防止装
置に出力する誘導電動機の制御装置において、 上記瞬時電流値に含まれるリップル分を除去する一次遅
れフィルタを設け、 上記基準出力相の瞬時電流値と基準出力相から１２０°
遅れた出力相の瞬時電流値に含まれるリップル分を上記
フィルタにより除去して上記第１および第２の電流値を
得て、 上記第３の積に上記一次遅れフィルタ減衰分の逆数を掛
けることにより、上記フィルタによる減衰分を補償し、 前記第１および第２の角度から上記一次遅れフィルタに
よる遅れ分に相当する角度を差し引くことにより位相遅
れ分を補償することを特徴とする誘導電動機の制御装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4196824A JP2690663B2 (ja) | 1992-07-23 | 1992-07-23 | 誘導電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4196824A JP2690663B2 (ja) | 1992-07-23 | 1992-07-23 | 誘導電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0646595A JPH0646595A (ja) | 1994-02-18 |
| JP2690663B2 true JP2690663B2 (ja) | 1997-12-10 |
Family
ID=16364278
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4196824A Expired - Fee Related JP2690663B2 (ja) | 1992-07-23 | 1992-07-23 | 誘導電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2690663B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2833463B2 (ja) * | 1994-02-10 | 1998-12-09 | 株式会社デンソー | 交流モータの回転トルク検出装置 |
| JP5474624B2 (ja) | 2010-03-24 | 2014-04-16 | 株式会社キトー | 電気チェーンブロックの荷重判別装置、及び荷重判別方法 |
| CN102128698B (zh) * | 2010-12-24 | 2012-05-02 | 哈尔滨工业大学 | 一种以电流传感器为基础的感应电机转矩测量方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4481785A (en) * | 1982-07-28 | 1984-11-13 | Whirlpool Corporation | Adaptive defrost control system for a refrigerator |
-
1992
- 1992-07-23 JP JP4196824A patent/JP2690663B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| 「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際−基礎からソフトウェアサーボまで−」、杉本英彦、小山正人・玉井伸三著、総合電子出版社、１９９１年 |
| 「インバータ しくみと使い方のこつ」、常広譲・松本圭二著、電気書院、１９８９年 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0646595A (ja) | 1994-02-18 |
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Legal Events
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