JP2021144411A - 半導体装置及びメモリシステム - Google Patents
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Abstract
【課題】処理能力を向上する。【解決手段】実施形態によれば、半導体装置は、レギュレータ33を備え、レギュレータは、第1トランジスタMdrvと、第1抵抗素子RAと、第2抵抗素子RBと、第1電圧Vpgを第1トランジスタのゲートに印加し、第1動作モード時の第1バイアス電流IAが第2動作モード時の第2バイアス電流IA+IBよりも小さい第1回路310と、一方の電極が出力端子に接続された第1キャパシタ素子C1と、第1キャパシタ素子の他方の電極に接続され、第1動作モード時に、第1回路と第1キャパシタ素子とを電気的に非接続とし且つ第1キャパシタ素子に第2電圧Vc1_HPを印加し、第2動作モード時に、第1回路と第1キャパシタ素子とを電気的に接続するように構成された第2回路320とを含む。【選択図】図5
Description
本発明の実施形態は、半導体装置及びメモリシステムに関する。
シリーズレギュレータを備えた半導体装置及びメモリシステムが知られている。
処理能力を向上できる半導体装置及びメモリシステムを提供する。
実施形態に係る半導体装置は、第1及び第2動作モードを有するレギュレータを備え、レギュレータは、一端が電源電圧配線に接続され、他端が出力端子に接続された第1トランジスタと、一端が第1トランジスタ及び出力端子に接続された第1抵抗素子と、一端が第1抵抗素子の他端に接続され、他端が接地電圧配線に接続された第2抵抗素子と、第1トランジスタのゲートに接続され、参照電圧と第1及び第2抵抗素子により分圧された出力電圧との差分に応じた第1電圧を第1トランジスタのゲートに印加し、第1動作モードにおける第1バイアス電流が第2動作モードにおける第2バイアス電流よりも小さい第1回路と、一方の電極が出力端子に接続された第1キャパシタ素子と、第1キャパシタ素子の他方の電極に接続され、第1動作モード時に、第1回路と第1キャパシタ素子とを電気的に非接続とし且つ第1キャパシタ素子に第2電圧を印加し、第2動作モード時に、第1回路と第1キャパシタ素子とを電気的に接続するように構成された第2回路とを含む。
以下に実施形態が図面を参照して記述される。以下の記述において、略同一の機能及び構成を有する構成要素は同一符号を付され、繰り返しの説明は省略される場合がある。また、ある実施形態についての記述は全て、明示的に又は自明的に排除されない限り、別の実施形態の記述としても当てはまる。
各機能ブロックが、以下の例のように区別されていることは必須ではない。例えば、一部の機能が例示の機能ブロックとは別の機能ブロックによって実行されてもよい。さらに、例示の機能ブロックがさらに細かい機能サブブロックに分割されていてもよい。どの機能ブロックによって特定されるかによって実施形態は限定されない。
本明細書及び特許請求の範囲において、ある第1要素が別の第2要素に「接続されている」とは、第1要素が直接的又は常時あるいは選択的に導電性となる要素を介して第2要素に接続されていることを含む。
1.第1実施形態
第1実施形態に係る半導体装置について説明する。以下では、半導体装置の例として、メモリシステムを例に説明する。
第1実施形態に係る半導体装置について説明する。以下では、半導体装置の例として、メモリシステムを例に説明する。
1.1 構成
1.1.1 メモリシステムの構成
まず、メモリシステムの構成の一例について、図1を用いて説明する。図1は、メモリシステム1の構成の一例を示すブロック図である。
1.1.1 メモリシステムの構成
まず、メモリシステムの構成の一例について、図1を用いて説明する。図1は、メモリシステム1の構成の一例を示すブロック図である。
図1に示すように、メモリシステム1は、複数の不揮発性メモリチップ10及びメモリコントローラ20を含み、外部のホストデバイス2に接続される。不揮発性メモリチップ10及びメモリコントローラ20は、例えばそれらの組み合わせにより一つのメモリシステム1を構成している。このようなメモリシステム1の例としては、SDTMカードのようなメモリカード、SSD(Solid State Drive)、eMMC(embedded Multimedia Card }、UFS(Universal Flash Storage)等が挙げられる。以降、個々の不揮発性メモリチップ10を、単にメモリチップ10と表記する。
メモリチップ10及びメモリコントローラ20の各々は、電源回路30を含む。電源回路30は、メモリチップ10またはメモリコントローラ20内に設けられた各回路に電源電圧を供給する。以下では、メモリチップ10の電源回路30とメモリコントローラ20の電源回路30とが同じ回路構成である場合について説明する。なお、メモリチップ10内の電源回路30とメモリコントローラ20内の電源回路30とは、異なる回路構成であってもよい。
メモリチップ10内の電源回路30には外部(例えば、ホストデバイス2)から電圧VCCQ_Mが供給される。また、メモリコントローラ20内の電源回路30には外部(例えば、ホストデバイス2)から電圧VCCQ_Cが供給される。電圧VCCQ_Mと電圧VCCQ_Cとは同じ電圧値であってもよく、異なる電圧値であってもよい。
メモリチップ10は、例えばNAND型フラッシュメモリなどの不揮発性メモリが作り込まれた半導体チップである。NAND型フラッシュメモリは、例えば、三次元積層型NAND型フラッシュメモリであってよい。以下、メモリチップ10が、三次元積層型NAND型フラッシュメモリである場合について説明する。
メモリコントローラ20は、ホストデバイス2からの要求(命令)に応答して、メモリチップ10に対してデータの読み出し動作、書き込み動作、または消去動作等を命令する。メモリコントローラ20は、例えば、SoC(system on a chip)であってもよい。なお、メモリコントローラ20の各機能は専用回路で実現されてもよいし、プロセッサがファームウェアを実行することにより実現されてもよい。本実施形態では、メモリコントローラ20内に専用回路が設けられている場合について説明する。
メモリコントローラ20は、ホストインタフェース回路(ホストI/F)21、RAM(Random Access Memory)22、CPU(Central Processing Unit)23、バッファメモリ24、メモリインタフェース回路(メモリI/F)25、及びECC(Error Check and Correction)回路26を含む。これらの回路は、内部バスを介して相互に接続されている。
ホストインタフェース回路21は、ホストバスによってホストデバイス2と接続され、ホストデバイス2との通信を司る。例えば、ホストインタフェース回路21は、ホストデバイス2から受信した命令及びデータをそれぞれ、CPU23及びバッファメモリ24に転送する。また、ホストインタフェース回路21は、CPU23の命令に応答して、バッファメモリ24内のデータ等をホストデバイス2に転送する。
RAM22は、例えば、DRAM等の半導体メモリであり、メモリチップ10を管理するためのファームウェアや、各種の管理テーブル等を保持する。また、RAM22は、CPU23の作業領域として使用される。
CPU23は、メモリコントローラ20全体の動作を制御する。より具体的には、CPU23は、ホストインタフェース回路21、RAM22、バッファメモリ24、メモリインタフェース回路25、及びECC回路26を制御する。例えば、CPU23は、ホストデバイス2から受信した書き込み命令に応答して書き込みコマンドを発行し、発行した書き込みコマンドをメモリインタフェース回路25に送信する。この動作は、読み出し命令及び消去命令の場合についても同様である。また、CPU23は、ウェアレベリング等、メモリチップ10のメモリ空間を管理するための様々な処理を実行する。
バッファメモリ24は、メモリコントローラ20がメモリチップ10から受信した読み出しデータや、ホストデバイス2から受信した書き込みデータ等を一時的に保持する。
メモリインタフェース回路25は、メモリチップ10と接続され、メモリチップ10との通信を司る。図1の例では、メモリインタフェース回路25は、2つのチャネルCH0及びCH1を有している。そして、チャネルCH0及びCH1に複数のメモリチップ10が接続されている。メモリインタフェース回路25は、例えば、書き込み動作時には、メモリチップ10に、バッファメモリ24内の書き込みデータ、アドレス信号、CPU23が発行した書き込みコマンド、及び各種制御信号を送信する。また、メモリインタフェース回路25は、例えば、読み出し動作時には、メモリチップ10に、アドレス信号、CPU23が発行した読み出しコマンド、及び各種制御信号を送信し、メモリチップ10から受信した読み出したデータをバッファメモリ24に送信する。
ECC回路26は、データの誤り訂正(ECC:Error Checking and Correcting)処理を実行する。
1.1.2 メモリチップの構成
次に、メモリチップ10の全体構成の一例について、図2を用いて説明する。図2は、メモリチップ10の構成の一例を示すブロック図である。
次に、メモリチップ10の全体構成の一例について、図2を用いて説明する。図2は、メモリチップ10の構成の一例を示すブロック図である。
図2に示すように、メモリチップ10は、電源回路30、メモリセルアレイ11、ロウドライバ12、ロウデコーダ13、センスアンプ14、電圧発生回路15、及びシーケンサ16を含む。
メモリセルアレイ11は、複数のブロックBLK(BLK0、BLK1、BLK2、…)を含む。ブロックBLKの各々は、複数(本実施形態では4個)のストリングユニットSU(SU0〜SU3)を含む。ストリングユニットSUは、複数のメモリセルトランジスタが直列接続された複数のNANDストリングNSの集合である。なお、メモリセルアレイ11内のブロックBLKの個数及びブロックBLK内のストリングユニットSUの個数は任意である。
ロウドライバ12は、例えば、メモリコントローラ20から受信したアドレス信号(ページアドレス信号等)に基づいて、電圧発生回路15から印加された電圧を、ロウデコーダ13に供給する。
ロウデコーダ13は、例えば、メモリコントローラ20から受信したアドレス信号(ブロックアドレス信号等)に基づいて、ロウアドレスをデコードする。ロウデコーダ13は、デコード結果に基づいて、ブロックBLKのいずれかを選択して、選択したブロックBLKとロウドライバ12とを接続する。
センスアンプ14は、データの読み出し時には、いずれかのブロックBLKのいずれかのストリングユニットSUから読み出されたデータをセンスする。また、センスアンプ14は、データの書き込み時には、書き込みデータに応じた電圧をメモリセルアレイ11に供給する。
シーケンサ16は、メモリチップ10全体の動作を制御する。より具体的には、シーケンサ16は、書き込み動作、読み出し動作、及び消去動作の際に、電圧発生回路15、ロウドライバ12、ロウデコーダ13、及びセンスアンプ14等を制御する。
電圧発生回路15は、電源回路30から電源電圧を供給される。電圧発生回路15は、シーケンサ16の制御に基づいて、書き込み動作、読み出し動作、及び消去動作に使用される電圧を発生させ、ロウドライバ12及びセンスアンプ14等に供給する。
1.1.3 メモリセルアレイの回路構成
次に、メモリセルアレイ11の回路構成について、図3を用いて説明する。図3は、メモリセルアレイ11の回路構成の一例を示す図である。図3の例は、ブロックBLK0を示しているが、他のブロックBLKの構成も同じである。
次に、メモリセルアレイ11の回路構成について、図3を用いて説明する。図3は、メモリセルアレイ11の回路構成の一例を示す図である。図3の例は、ブロックBLK0を示しているが、他のブロックBLKの構成も同じである。
図3に示すように、ブロックBLK0は、例えば、4つのストリングユニットSU0〜SU3を含む。そして、各々のストリングユニットSUは、複数のNANDストリングNSを含む。NANDストリングNSの各々は、例えば、8個のメモリセルトランジスタMC(MC0〜MC7)、並びに選択トランジスタST1及びST2を含む。メモリセルトランジスタMCは、制御ゲートと電荷蓄積層とを備え、データを不揮発に保持する。
なお、メモリセルトランジスタMCは、電荷蓄積層に絶縁膜を用いたMONOS型であってもよいし、電荷蓄積層に導電層を用いたFG(floating gate)型であってもよい。また、NANDストリングNS内のメモリセルトランジスタMCの個数は8個に限らず、16個や32個、64個、96個、128個等であってもよく、その数は限定されるものではない。また、NANDストリングNS内の選択トランジスタST1及びST2の個数は、それぞれ1個以上であればよい。
NANDストリングNS内では、選択トランジスタST2、メモリセルトランジスタMC0〜MC7、及び選択トランジスタST1の順に、それぞれの電流経路が直列に接続される。そして、選択トランジスタST1のドレインは、対応するビット線BLに接続される。また、選択トランジスタST2のソースは、ソース線SLに接続される。
ブロックBLK内にある各NANDストリングNSのメモリセルトランジスタMC0〜MC7の制御ゲートは、それぞれ異なるワード線WL0〜WL7に接続される。より具体的には、例えば、ブロックBLK0内の複数のメモリセルトランジスタMC0の制御ゲートは、ワード線WL0に共通に接続される。ブロックBLK0内の複数のメモリセルトランジスタMC1の制御ゲートは、ワード線WL1に共通に接続される。他のメモリセルトランジスタMC2〜MC7とワード線WL2〜WL7との関係も同様である。
ストリングユニットSU内にある各NANDストリングNSの選択トランジスタST1のゲートは、選択ゲート線SGDに接続される。より具体的には、ストリングユニットSU0内にある複数の選択トランジスタST1のゲートは、選択ゲート線SGD0に共通に接続される。ストリングユニットSU1内にある複数の選択トランジスタST1(不図示)のゲートは、選択ゲート線SGD1に共通に接続される。ストリングユニットSU2内にある複数の選択トランジスタST1(不図示)のゲートは、選択ゲート線SGD2に共通に接続される。ストリングユニットSU3内にある複数の選択トランジスタST1(不図示)のゲートは、選択ゲート線SGD3に共通に接続される。
ブロックBLK内にある複数の選択トランジスタST2のゲートは、選択ゲート線SGSに共通に接続される。なお、選択トランジスタST2のゲートは、選択トランジスタST1のゲートと同様に、ストリングユニットSU毎に、異なる選択ゲート線SGSに接続されてもよい。
ストリングユニットSU内にあるN個(Nは1以上の整数)の選択トランジスタST1のドレインは、それぞれが異なるビット線BL(BL0〜BL(N−1))に接続される。すなわち、ストリングユニットSU内にある複数のNANDストリングNSは、それぞれ異なるビット線BLに接続される。また、ビット線BLは、各ブロックBLKにおいて、ストリングユニットSU0内の1つのNANDストリングNS、ストリングユニットSU1内の1つのNANDストリングNS、ストリングユニットSU2内の1つのNANDストリングNS、及びストリングユニットSU3内の1つのNANDストリングNSを共通に接続する。
複数のブロックBLKにある複数の選択トランジスタST2のソースは、ソース線SLに共通に接続される。
つまり、ストリングユニットSUは、それぞれが異なるビット線BLに接続され、且つ同一の選択ゲート線SGDに接続されたNANDストリングNSの集合体である。また、ブロックBLKは、ワード線WLを共通にする複数のストリングユニットSUの集合体である。そして、メモリセルアレイ11は、ビット線BLを共通にする複数のブロックBLKの集合体である。
1.1.4 電源回路30の構成
次に、電源回路30の構成について、図4を用いて説明する。図4は、電源回路30の構成の一例を示すブロック図である。以下、メモリチップ10に含まれる電源回路30について説明するが、メモリコントローラ20に含まれる電源回路30も同様である。
次に、電源回路30の構成について、図4を用いて説明する。図4は、電源回路30の構成の一例を示すブロック図である。以下、メモリチップ10に含まれる電源回路30について説明するが、メモリコントローラ20に含まれる電源回路30も同様である。
本実施形態の電源回路30は、ローパワー動作モード(以下、「LPモード」と表記する)及びハイパワー動作モード(以下、「HPモード」と表記する)の2つの動作モードを有する。LPモードは、例えば、メモリチップ10(またはメモリシステム1)がスタンバイ状態にある場合に選択され、電源回路30における消費電力(消費電流)を抑制する動作モードである。HPモードは、例えば、メモリチップ10(またはメモリシステム1)がアクティブ状態にある場合に選択される。例えば、メモリコントローラ20は、書き込み動作等を行うために選択した選択メモリチップ10の電源回路30をHPモードとし、非選択メモリチップ10の電源回路をLPモードにする。すなわち、メモリチップ10の切り替え動作に応じて、メモリチップ10の電源回路30の動作モードが切り替えられる。
図4に示すように、電源回路30は、基準電圧発生回路31、論理制御回路32、HPモード用レギュレータ33、及びLPモード用レギュレータ34を含む。
基準電圧発生回路31には、例えば、電圧VCCQ_M(メモリコントローラ20の場合、電圧VCCQ_C)が供給される。基準電圧発生回路31は、HPモード用レギュレータ33には参照電圧VREF_HPを供給し、LPモード用レギュレータ34には参照電圧VREF_LPを供給する。電圧VREF_HPと電圧VREF_LPとは、同じ電圧値でもよく、異なっていてもよい。
論理制御回路32は、HPモード用レギュレータ33及びLPモード用レギュレータ34に、HPモードとLPモードとの切り替え信号及び各種制御信号を送信する。
HPモード用レギュレータ33は、HPモードの際に使用されるレギュレータである。詳細は後述する。HPモード用レギュレータ33は、HPモードの場合に電圧VOUTを出力する。
LPモード用レギュレータ34は、LPモードの際に使用されるレギュレータである。詳細は後述する。LPモード用レギュレータ34は、LPモードの場合に電圧VOUTを出力する。LPモード用レギュレータ34の消費電力は、HPモード用レギュレータ33よりも消費電力が少ない。また、LPモード用レギュレータ34は、HPモード用レギュレータ33よりも入力電圧または出力電圧VOUTを供給する外部負荷の変動に対する応答が遅い。
1.1.5 HPモード用レギュレータの構成
次に、HPモード用レギュレータ33の構成の一例について、図5を用いて説明する。図5は、HPモード用レギュレータ33の構成の一例を示す回路図である。
次に、HPモード用レギュレータ33の構成の一例について、図5を用いて説明する。図5は、HPモード用レギュレータ33の構成の一例を示す回路図である。
なお、以下の説明では、トランジスタのソース及びドレインを限定しない場合、トランジスタのソースまたはドレインのいずれか一方を「トランジスタの一端」と表記し、トランジスタのソースまたはドレインのいずれか他方を「トランジスタの他端」と表記する。
図5に示すように、HPモード用レギュレータ33は、ターミナルT1及びT2、抵抗素子RA及びRB、キャパシタ素子C1及びCOUT、pチャネルMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)(以下、「PMOSトランジスタ」とも表記する)Mdrv、差動増幅回路310、並びにモード切り替え回路320を含む。
ターミナルT1は、差動増幅回路310の入力端子として機能する。ターミナルT1には、HPモード用レギュレータ33が定電圧制御をするための参照電圧(基準電圧)VREF_HPが入力される。
ターミナルT2は、HPモード用レギュレータ33の出力端子として機能する。ターミナルT2から電圧VOUTが出力される。ターミナルT2は、例えば、メモリチップ10内の電圧発生回路15に接続される。ターミナルT2は、HPモード用レギュレータ33においてノードN17に接続される。
抵抗素子RA及びRBは、出力電圧VOUTの分圧回路として機能する。抵抗素子RAの一端は、ノードN17に接続され、他端はノードN7に接続される。抵抗素子RBの一端は、ノードN7に接続され、他端は、接地電圧VSSが印加されたノードN2(以下、「接地電圧配線」とも表記する)に接続される。ノードN7に印加される電圧をVDとし、抵抗素子RAの抵抗値をrAとし、抵抗素子RBの抵抗値をrBとする。すると、出力電圧VOUTと、電圧VDとの関係は、VD=VOUT×(rB/(rA+rB))の関係にある。
キャパシタ素子COUTは、出力コンデンサとして機能する。キャパシタ素子COUTは、例えば、ターミナルT2が接続された外部負荷の変動、または電圧VINの変動などによる出力電圧VOUTの揺らぎを抑制する。キャパシタ素子COUTの一方の電極は、ノードN17に接続され、他方の電極は、ノードN2に接続される。
キャパシタ素子C1は、HPモード時の位相補償のために設けられている。キャパシタ素子C1の一方の電極はノードN15、すなわち、モード切り替え回路320に接続され、他方の電極は、ノードN17に接続される。キャパシタ素子C1には、例えば、位相補償のため比較的容量の大きな素子が用いられる。
PMOSトランジスタMdrvは、HPモード用レギュレータ33の出力ドライバとして機能する。HPモード用レギュレータ33の出力電圧VOUTを一定にするために、出力電圧VOUTの変動に応じてPMOSトランジスタMdrvのゲート電圧Vpgが変動し、PMOSトランジスタMdrvのオン抵抗が調整される。PMOSトランジスタMdrvの一端は、電圧VIN(例えば、電圧VCCQ_M)が印加されたノードN1(以下、「電源電圧配線」とも表記する)に接続され、他端はノードN17に接続される。PMOSトランジスタMdrvのゲートは、ノードN10を介して差動増幅回路310に接続され、電圧Vpgが印加される。
差動増幅回路310は、参照電圧VREF_HPと電圧VDとを比較し、その差分に応じた電圧Vpgを出力する。差動増幅回路310は、PMOSトランジスタM3、M4、M7、及びM8、並びにnチャネルMOSFET(以下、「NMOSトランジスタ」とも表記する)M1、M2、M5、M6、Mb1、Mb2、Mb3、Mb4、及びMs1を含む。
PMOSトランジスタM3の一端は、ノードN1に接続され、他端及びゲートは、ノードN3に接続される。
NMOSトランジスタM1の一端は、ノードN3に接続され、他端はノードN5に接続される。NMOSトランジスタM1のゲートは、ターミナルT1に接続され、参照電圧VREF_HPが印加される。
PMOSトランジスタM4の一端は、ノードN1に接続され、他端及びゲートは、ノードN4に接続される。
NMOSトランジスタM2の一端は、ノードN4に接続され、他端は、ノードN5に接続される。NMOSトランジスタM2のゲートは、ノードN7に接続され、電圧VDが印加される。
NMOSトランジスタMb1の一端は、ノードN5に接続され、他端は、ノードN2に接続される。NMOSトランジスタMb1のゲートには、電圧VB1が印加される。
NMOSトランジスタMb2の一端は、ノードN5に接続され、他端は、ノードN6に接続される。NMOSトランジスタMb2のゲートには、電圧VB1が印加される。
NMOSトランジスタMs1の一端は、ノードN6に接続され、他端は、ノードN2に接続される。NMOSトランジスタMs1のゲートには、信号Smdが入力される。
電圧VB1は、NMOSトランジスタMb1に流れる電流IA及びNMOSトランジスタMb2に流れる電流IBを生成するためのバイアス電圧である。信号Smdは、動作モードを切り替えるための信号(電圧)である。信号Smdは、論理制御回路32から送信される。例えば、信号Smdは、LPモード時には、Low(“L”)レベルとされ、HPモード時には、High(“H”)レベルとされる。信号Smdが“L”レベルの場合、NMOSトランジスタMs1はオフ状態とされ、信号Smdが“H”レベルの場合、NMOSトランジスタMs1はオン状態とされる。従って、LPモードの場合、差動増幅回路310にはバイアス電流IAが流れ、HPモードの場合、差動増幅回路310にはバイアス電流IA+IBが流れる。なお、電流IAと電流IBとはIA<IBの関係となるように、NMOSトランジスタMb1及びMb2のトランジスタサイズが調整されている。
PMOSトランジスタM7の一端は、ノードN1に接続され、他端は、ノードN8に接続され、ゲートは、ノードN4に接続される。すなわち、PMOSトランジスタM7は、PMOSトランジスタM4とミラー接続されている。
PMOSトランジスタM8の一端は、ノードN1に接続され、他端は、ノードN10に接続され、ゲートは、ノードN3に接続される。すなわち、PMOSトランジスタM8は、PMOSトランジスタM3とミラー接続されている。
NMOSトランジスタMb3の一端は、ノードN8に接続され、他端は、ノードN9に接続される。NMOSトランジスタMb3のゲートには、電圧VB2が印加される。
NMOSトランジスタMb4の一端は、ノードN10に接続され、他端は、ノードN11に接続される。NMOSトランジスタMb4のゲートには、電圧VB2が印加される。
NMOSトランジスタM5の一端は、ノードN9に接続され、他端は、ノードN2に接続され、ゲートは、ノードN8に接続される。
NMOSトランジスタM6の一端は、ノードN11に接続され、他端は、ノードN2に接続され、ゲートは、ノードN8に接続される。
すなわち、NMOSトランジスタMb3、Mb4、M5、及びM6は、カスコードカレントミラーを構成している。電圧VB2は、カスコードカレントミラーのバイアス電圧である。
次に、モード切り替え回路320について説明する。LPモードとHPモードとでは、差動増幅回路310におけるバイアス電流(IAまたはIA+IB)が異なるため、差動増幅回路内の各電位が異なる。このため、例えば、差動対トランジスタであるNMOSトランジスタM1及びM2のゲート−ソース間電圧またはカスコードデバイスであるNMOSトランジスタMb4のゲート−ソース間電圧が動作モードにより変化するため、ノードN11の電位が変化する。モード切り替え回路320は、LPモードの期間、HPモード時のノードN11の電位を予めノードN15に生成(印加)しておき、LPモードからHPモードに切り替わったタイミングで、ノードN11とノードN15とを接続する。ノードN15には比較的大容量のキャパシタ素子C1が接続されている。そのためノードN11はチャージシェアによって、ノードN15において生成されていた電圧に近い電圧に素早く変化する。これにより、モード切り替え回路320を使わない場合と比較して、LPモードからHPモードへの切り替え開始からHPモードの動作が安定するまでの期間(以下、「HP安定化期間」とも表記する)を短縮させることができる。
モード切り替え回路320は、LPモードの期間、ノードN15の電位をHPモード時のノードN11の電位と基本的には同じにする。なお、ノードN15の電位は、HPモード時にトランジスタM6が動作可能(オン状態)となるドレイン電圧(電圧VDS)まで低下させることもできる。例えば、ノードN15の電位をHPモード時のノードN11の電位よりも低く設定すると、モード切り替え後に発生する出力電圧VOUTのアンダーシュートを改善することができる。同様に、ノードN15の電位をHPモード時のノードN11の電位よりも高く設定すると出力電圧VOUTのオーバーシュートを改善することができる。そのため、求められる性能等に応じて、ノードN15の電位をHPモード時のノードN11の電位から変更しても良い。
例えば、HPモード用レギュレータ33の動作モードをLPモードからHPモードに切り替える場合、HP安定化期間の長さは、キャパシタ素子C1の端子電圧の安定化、すなわち、キャパシタ素子C1の充放電期間に依存する場合がある。そこで、本実施形態に係るモード切り替え回路320は、LPモード時に、HPモード時にキャパシタ素子C1に印加される端子電圧を生成し、LPモードの期間、キャパシタ素子C1の端子に生成した電圧を印加する(キャパシタ素子C1を充電する)。これにより、キャパシタ素子C1の充放電期間を短縮する。
モード切り替え回路320は、PMOSトランジスタMsw3、Mb7、Mb8、及びMsw6、並びにNMOSトランジスタMsw1、Msw2、Mb5、及びMb6を含む。
PMOSトランジスタMsw3の一端は、ノードN1に接続され、他端は、ノードN12に接続される。ゲートには、信号Smdが入力される。
PMOSトランジスタMb7の一端は、ノードN12に接続され、他端は、ノードN13に接続される。ゲートには、電圧VB3が印加される。
PMOSトランジスタMb8の一端は、ノードN13に接続され、他端は、ノードN14に接続される。ゲートには、電圧VB4が印加される。
PMOSトランジスタMsw6の一端は、ノードN1に接続され、他端は、ノードN10に接続される。ゲートには、信号Smdが入力される。
NMOSトランジスタMb5の一端は、ノードN14に接続され、他端は、ノードN15に接続される。ゲートには、電圧VB2が印加される。
NMOSトランジスタMb6の一端は、ノードN15に接続され、他端は、ノードN16に接続され、ゲートは、ノードN14に接続される。
NMOSトランジスタMsw2の一端は、ノードN16に接続され、他端は、ノードN2に接続される。ゲートには、信号Smdの反転信号である信号SmdBが入力される。
NMOSトランジスタMsw1の一端は、ノードN11に接続され、他端は、ノードN15に接続される。ゲートには、信号Smdが入力される。NMOSトランジスタMsw1は、LPモード時に差動増幅回路310とキャパシタ素子C1とを切り離すスイッチング素子として機能する。
例えば、HPモード用レギュレータ33がLPモードにある場合、すなわち、信号Smdが“L”レベルであり且つ信号SmdBが“H”レベルである場合、NMOSトランジスタMsw1はオフ状態とされ、NMOSトランジスタMsw2並びにPMOSトランジスタMsw3及びMsw6はオン状態とされる。ノードN15においてHPモード時の電圧を生成するために、PMOSトランジスタMb7及びMb8でバイアス電流を生成し、電圧VB2とNMOSトランジスタMb5の電圧Vgs(ゲート−ソース間電圧)により、HPモード時にキャパシタ素子C1に印加される電圧を生成する。また、PMOSトランジスタMsw6がオン状態とされるため、PMOSトランジスタMdrvのゲートには、電圧VINが印加される。すなわち、PMOSトランジスタMdrvのゲートはノードN1に接続される。このため、PMOSトランジスタMdrvはオフ状態とされる。従って、HPモード用レギュレータ33は、LPモードの期間、レギュレータとして動作しない。
また、例えば、HPモード用レギュレータ33がHPモードにある場合、すなわち、信号Smdが“H”レベルであり且つ信号SmdBが“L”レベルである場合、NMOSトランジスタMsw1はオン状態とされ、NMOSトランジスタMsw2並びにPMOSトランジスタMsw3及びMsw6はオフ状態とされる。従って、ノードN11とノードN15とが電気的に接続される。すなわち、ノードN11にキャパシタ素子C1の一方の電極の電圧が印加される。また、PMOSトランジスタMsw6がオフ状態とされるため、PMOSトランジスタMdrvには、ノードN10の電圧が印加される。
モード切り替え回路320は、LPモード時のみ動作し、HPモードになると動作電流が流れない。
なお、図5の例では、ノードN15においてHPモード時の電圧を生成するために、PMOSトランジスタMb7及びMb8でバイアス電流を生成したが、PMOSトランジスタの個数は任意である。
1.1.6 LPモード用レギュレータの構成
次に、LPモード用レギュレータ34の構成の一例について、図6を用いて説明する。図6は、LPモード用レギュレータ34の構成の一例を示す回路図である。
次に、LPモード用レギュレータ34の構成の一例について、図6を用いて説明する。図6は、LPモード用レギュレータ34の構成の一例を示す回路図である。
図6に示すように、LPモード用レギュレータ34は、差動増幅回路315、PMOSトランジスタMLdrv、キャパシタ素子CL1及びCLOUT、抵抗素子RLA及びRLB、並びにターミナルTL1及びTL2を含む。
ターミナルTL1は、差動増幅回路315の一方の入力端子として機能する。ターミナルTL1には、LPモード用レギュレータ34が定電圧制御をするための参照電圧(基準電圧)VREF_LPが入力される。
ターミナルTL2は、LPモード用レギュレータ34の出力端子として機能する。ターミナルTL2から電圧VOUTが出力される。ターミナルTL2は、LPモード用レギュレータ34内においてノードNL9に接続される。
PMOSトランジスタMLdrvは、LPモード用レギュレータ34の出力ドライバとして機能する。LPモード用レギュレータ34の出力電圧VOUTを一定にするために、出力電圧VOUTの変動に応じてPMOSトランジスタMLdrvのゲート電圧VLpgが変動し、PMOSトランジスタMLdrvのオン抵抗が調整される。PMOSトランジスタMLdrvの一端は、電圧VIN(例えば、電圧VCCQ_M)が印加されたノードNL1(以下、「電源電圧配線」とも表記する)に接続され、他端はノードNL9に接続される。PMOSトランジスタMLdrvのゲートは、ノードNL8を介して差動増幅回路315に接続され、電圧VLpgが印加される。
抵抗素子RLA及びRLBは、出力電圧VOUTの分圧回路として機能する。抵抗素子RLAの一端は、ノードNL9に接続され、他端はノードNL6に接続される。抵抗素子RLBの一端は、ノードNL6に接続され、他端は、接地電圧VSSが印加されたノードNL2(以下、「接地電圧配線」とも表記する)に接続される。ノードNL6に印加される電圧をVLDとし、抵抗素子RLAの抵抗値をrLAとし、抵抗素子RLBの抵抗値をrLBとする。すると、出力電圧VOUTと、電圧VLDとの関係は、VLD=VOUT×(rLB/(rLA+rLB))の関係にある。
キャパシタ素子CLOUTは、出力コンデンサとして機能する。キャパシタ素子CLOUTの一方の電極は、ノードNL9に接続され、他方の電極は、ノードNL2に接続される。
キャパシタ素子CL1は、出力電圧VOUTの位相補償のために設けられている。キャパシタ素子CL1の一方の電極はノードNL5に接続され、他方の電極は、ノードNL9に接続される。例えば、キャパシタ素子CL1には、位相補償のため比較的容量の大きな素子が用いられる。
差動増幅回路315は、参照電圧VREFと電圧VLDとの差分に応じた電圧VLpgを出力する。差動増幅回路315は、PMOSトランジスタMLb1及びML1〜ML4、並びにNMOSトランジスタMLb2〜MLb5を含む。
PMOSトランジスタMLb1の一端は、ノードNL1に接続され、他端は、ノードNL3に接続され、ゲートには、電圧VLB1が印加される。電圧VLB1は、PMOSトランジスタMLb1を制御するバイアス電圧である。
PMOSトランジスタML1の一端は、ノードNL3に接続され、他端は、ノードNL4に接続され、ゲートは、ノードNL6が接続される。
PMOSトランジスタML2の一端は、ノードNL3に接続され、他端は、ノードNL5に接続される。PMOSトランジスタML2のゲートは、ターミナルT1に接続され、参照電圧VREF_LPが印加される。
PMOSトランジスタML3の一端は、ノードNL1に接続され、他端及びゲートは、ノードNL7に接続される。
PMOSトランジスタML4の一端は、ノードNL1に接続され、他端は、ノードNL8に接続され、ゲートは、ノードNL7に接続される。すなわち、PMOSトランジスタML3とML4とは、ミラー接続されている。
NMOSトランジスタMLb2の一端は、ノードNL7に接続され、他端は、ノードNL4に接続される。NMOSトランジスタMLb2のゲートには、電圧VLB2が印加される。
NMOSトランジスタMLb3の一端は、ノードNL8に接続され、他端は、ノードNL5に接続される。NMOSトランジスタMLb3のゲートには、電圧VLB2が印加される。電圧VLB2は、NMOSトランジスタMLb2及びMLb3を制御するバイアス電圧である。
NMOSトランジスタMLb4の一端は、ノードNL4に接続され、他端は、ノードNL2に接続される。NMOSトランジスタMLb4のゲートには、電圧VLB3が印加される。
NMOSトランジスタMLb5の一端は、ノードNL5に接続され、他端は、ノードNL2に接続される。NMOSトランジスタMLb5のゲートには、電圧VLB3が印加される。電圧VLB3は、NMOSトランジスタMLb4及びMLb5を制御するバイアス電圧である。
1.2 HPモード用レギュレータの各配線の電圧
次に、HPモード用レギュレータ33の各配線の電圧について、図7を用いて説明する。図7は、HPモード用レギュレータ33の各配線の電圧を示すタイミングチャートである。
次に、HPモード用レギュレータ33の各配線の電圧について、図7を用いて説明する。図7は、HPモード用レギュレータ33の各配線の電圧を示すタイミングチャートである。
図7に示すように、まず、時刻t0において、HPモード用レギュレータ33は、LPモードからHPモードへの切り替えを開始する。時刻t0〜t4の期間が、HP安定化期間に相当する。
より具体的には、時刻t0において、動作モード切り替え信号である信号Smdは、“L”レベルから“H”レベルとされる。すると、差動増幅回路310では、バイアス電流がIAからIA+IBに変化する。これにより、ノードN3及びN4は放電が開始される。ノードN3のポイントPp1において、LPモード時の電圧をVp1_LPとし、HPモード時の電圧をVp1_HPとする。すると、電圧Vp1_LPと電圧Vp1_HPとは、Vp1_LP>Vp1_HPの関係にある。同様に、ノードN4のポイントPp2において、LPモード時の電圧をVp2_LPとし、HPモード時の電圧をVp2_HPとする。すると、電圧Vp2_LPと電圧Vp2_HPとは、Vp2_LP>Vp2_HPの関係にある。より具体的には、時刻t0までの期間、すなわち、LPモードにおいて、ポイントPp1及びPp2には、電圧Vp1_LP及び電圧Vp2_LPがそれぞれ印加されている。そして、時刻t0〜t2の期間、ポイントPp1及びPp2における電圧は徐々に低下し、時刻t2において、ポイントPp1及びPp2における電圧は、電圧Vp1_HP及び電圧Vp2_HPにそれぞれに達する。
ノードN4の電圧低下にともない、PMOSトランジスタM7に流れる電流は大きくなり、ノードN8は充電される。ノードN8のポイントPn1において、LPモード時の電圧をVn1_LPとし、HPモード時の電圧をVn1_HPとする。すると、電圧Vn1_LPと電圧Vn1_HPとは、Vn1_LP<Vn1_HPの関係にある。より具体的には、時刻t0までの期間、ポイントPn1には、電圧Vn1_LPが印加されている。そして、時刻t0〜t3の期間、ノードN8のポイントPn1における電圧は徐々に上昇し、時刻t3において、ポイントPn1における電圧は、電圧Vn1_HPに達する。
キャパシタ素子C1のノードN11に接続された一方の端子において、LPモード時に印加される電圧をVc1_LPとし、HPモード時に印加される電圧をVc1_HPとする。すると、電圧Vc1_LPと電圧Vc1_HPとは、Vc1_LP>Vc1_HPの関係にある。時刻t0までの期間、ノードN11のポイントPAには、電圧Vc1_LPが印加されており、モード切り替え回路320のノードN15のポイントPBには、電圧Vc1_HPが印加されている。また、モード切り替え回路320により、キャパシタ素子C1には電圧Vc1_HPが印加されている。この状況において、時刻t0において、モード切り替え回路320では、NMOSトランジスタMsw1はオン状態とされ、NMOSトランジスタMsw2並びにPMOSトランジスタMsw3及びMsw6はオフ状態とされる。このため、ノードN11とノードN15とが接続される。このとき、ノードN15は、キャパシタ素子C1と接続されているため、チャージシェアによって、ノードN11のポイントPA及びノードN15のポイントPBにおける電圧は、時刻t1までに、ほぼ電圧Vc1_HPに安定する。
ノードN10に接続されたPMOSトランジスタMdrvのゲート電極のポイントPpgにおいて、HPモード時の電圧VpgをVpg_HPとする。すると、電圧VINと電圧Vpg_HPとは、VIN>Vpg_HPの関係にある。
時刻t1において、ノードN15のポイントPBにおける電圧が電圧Vc1_HPに安定する、すなわち、NMOSトランジスタMb4のソース電圧が下がると、ノードN10からノードN11に電流が流れるようになる。これにより、時刻t1〜t4の期間にかけて、ノードN10のポイントPpgにおける電圧、すなわちPMOSトランジスタMdrvのゲート電圧Vpgは、電圧VINから電圧Vpg_HPまで低下する。
1.4 本実施形態に係る効果
本実施形態に係る構成であれば、処理能力を向上できる半導体装置を提供できる。本効果につき詳述する。
本実施形態に係る構成であれば、処理能力を向上できる半導体装置を提供できる。本効果につき詳述する。
例えば、スタンバイ時における消費電力を低減するために、LPモードとHPモードとを有するレギュレータを備えた半導体装置がある。レギュレータは、半導体装置がスタンバイ時にLPモードとされ、スタンバイ状態からアクティブ状態に移行する場合に、HPモードへの切り替えが行われる。半導体装置がアクティブ状態に移行するまでの期間を短縮するためには、レギュレータにおけるLPモードからHPモードへの切り替え時間の短縮が重要である。
このようなレギュレータでは、位相補償が必要となり、そのため、比較的容量の大きいキャパシタ素子が利用される。LPモード時のキャパシタ素子の端子電圧とHPモード時のキャパシタ素子の端子電圧は異なる。このため、動作モードを切り替える期間の長さは、キャパシタ素子の端子電圧を変化させる時間が支配的となる場合が多い。
これに対して、本実施形態に係る構成であれば、HPモード用レギュレータ33は、モード切り替え回路320を含む。モード切り替え回路320は、LPモードの間、キャパシタ素子C1にHPモード時の端子電圧を印加することができる。これにより、LPモードからHPモードに切り替える際に、キャパシタ素子C1の端子電圧の変動を抑制できる。キャパシタ素子の端子電圧の変動に伴う動作モードの切り替えの遅延を抑制し、HPモードの安定化期間を短縮できる。よって、半導体装置の処理能力を向上できる。
更に、本実施形態に係る構成をメモリシステム1に適用した場合、例えば、メモリチップ10が動作しない時は、HPモード用レギュレータ33をLPモードにしておくことでメモリシステム1の消費電流を小さくできる。更に、電源回路30において、LPモードからHPモードへの移行が比較的速くなる(HP安定化期間が比較的短くなる)。このため、メモリシステム1において、LPモードからHPモードへの移行開始からHPモードにおいて動作開始可能となるまでの期間を短縮できる。例えば、メモリコントローラ20は、HPモードに移行した後、比較的短時間のうちにメモリチップ10と通信を開始でき、データ転送性能が向上する。また、メモリコントローラ20及びメモリチップ10は、HPモードに移行した後、比較的短時間のうちにデータ処理を開始でき、データ転送性能/信頼性が向上する。また、HPモードの安定化期間を短縮できるため、スタンバイ状態が比較的短い時間である場合でも、こまめにLPモードに移行することができる。よって、メモリシステム1は、消費電力を低減できる。
更に、メモリシステム1が、複数のメモリチップ10を含む場合がある。複数のメモリチップ10は、メモリコントローラ20とアクセス状態にある(すなわち、アクティブ状態にある)メモリチップ10と、アクセス状態にない(すなわち、スタンバイ状態にある)メモリチップ10とに分けられる。このような場合において、本実施形態に係る構成を適用したメモリシステム1は、各メモリチップ10の動作モードを状態に応じて個別に高速に切り替えることができる。よって、メモリシステム1は、消費電力を低減できる。
2.第2実施形態
次に、第2実施形態について説明する。第2実施形態では、第1実施形態と異なるHPモード用レギュレータ33の構成について6つの例を説明する。以下、第1実施形態と異なる点を中心に説明する。
次に、第2実施形態について説明する。第2実施形態では、第1実施形態と異なるHPモード用レギュレータ33の構成について6つの例を説明する。以下、第1実施形態と異なる点を中心に説明する。
2.1 第1例
まず、第1例について説明する。本例では、ゲート容量の大きいPMOSトランジスタMdrvに対して、モード切り替え回路320を適用した場合について説明する。
まず、第1例について説明する。本例では、ゲート容量の大きいPMOSトランジスタMdrvに対して、モード切り替え回路320を適用した場合について説明する。
2.1.1 HPモード用レギュレータの構成
第1例に係るHPモード用レギュレータ33の構成の一例について、図8を用いて説明する。図8は、HPモード用レギュレータ33の回路図の一例を示している。本例のHPモード用レギュレータ33は、モード切り替え回路320の構成が、第1実施形態と異なる。
第1例に係るHPモード用レギュレータ33の構成の一例について、図8を用いて説明する。図8は、HPモード用レギュレータ33の回路図の一例を示している。本例のHPモード用レギュレータ33は、モード切り替え回路320の構成が、第1実施形態と異なる。
図8に示すように、HPモード用レギュレータ33は、ターミナルT1及びT2、抵抗素子RA及びRB、キャパシタ素子C1及びCOUT、PMOSトランジスタMdrv、差動増幅回路310、並びにモード切り替え回路320を含む。
ターミナルT1及びT2、キャパシタ素子COUT、並びに抵抗素子RA及びRBの接続先は、第1実施形態の図5と同じである。
キャパシタ素子C1の一方の電極はノードN11、すなわち、差動増幅回路310に接続され、他方の電極は、ノードN17に接続される。
PMOSトランジスタMdrvの一端は、ノードN1に接続され、他端はノードN18に接続される。PMOSトランジスタMdrvのゲートは、ノードN13に接続され、電圧Vpgが印加される。
差動増幅回路310の構成は、第1実施形態の図5と同じである。
モード切り替え回路320は、PMOSトランジスタMsw1’、Msw3、Msw4、Mb7、Mb8、及びMsw6、並びにNMOSトランジスタMsw1、Msw2、Mb5、及びMb6を含む。
PMOSトランジスタMsw1’及びNMOSトランジスタMsw1の一端は、ノードN10に接続され、他端は、ノードN13に接続される。PMOSトランジスタMsw1’のゲートには、信号SmdBが入力される。NMOSトランジスタMsw1のゲートには、信号Smdが入力される。PMOSトランジスタMsw1’及びNMOSトランジスタMsw1はCMOSアナログスイッチとして機能する。PMOSトランジスタMsw1’及びNMOSトランジスタMsw1により、LPモード時、PMOSトランジスタMdrvのゲート電極は、差動増幅回路310から切り離される。
PMOSトランジスタMsw3の一端は、ノードN1に接続され、他端は、ノードN12に接続される。ゲートには、信号Smdが入力される。
PMOSトランジスタMb7の一端は、ノードN12に接続され、他端は、ノードN13に接続され、ゲートは、ノードN14に接続される。
PMOSトランジスタMb8の一端は、ノードN13に接続され、他端は、ノードN14に接続される。ゲートには、電圧VB3が印加される。
PMOSトランジスタMsw6の一端は、ノードN1に接続され、他端は、ノードN10に接続される。ゲートには、信号Smdが入力される。
NMOSトランジスタMb5の一端は、ノードN14に接続され、他端は、ノードN15に接続される。ゲートには、電圧VB4が印加される。
NMOSトランジスタMb6の一端は、ノードN15に接続され、他端は、ノードN16に接続される。ゲートには、電圧VB5が印加される。
NMOSトランジスタMsw2の一端は、ノードN16に接続され、他端は、ノードN2に接続される。ゲートには、信号SmdBが入力される。
PMOSトランジスタMsw4の一端は、ノードN18に接続され、他端は、ノードN17に接続され。ゲートには、信号SmdBが入力される。
例えば、HPモード用レギュレータ33がLPモードにある場合、すなわち、信号Smdが“L”レベルであり且つ信号SmdBが“H”レベルである場合、モード切り替え回路320は、ノードN13に、HPモード時の電圧を印加する。すなわち、PMOSトランジスタMdrvのゲートに、HPモード時の電圧Vpg_HPを印加する。また、モード切り替え回路320は、ノードN10に電圧VINを印加する。
また、例えば、HPモード用レギュレータ33がHPモードにある場合、すなわち、信号Smdが“H”レベルであり且つ信号SmdBが“L”レベルである場合、モード切り替え回路320は、差動増幅回路310のノードN10とノードN13とを電気的に接続する。すなわち、ノードN10の電圧がPMOSトランジスタMdrvのゲートに印加される。
2.1.2 HPモード用レギュレータの各配線の電圧
次に、HPモード用レギュレータ33の各配線の電圧について、図9を用いて説明する。図9は、HPモード用レギュレータ33の各配線の電圧を示すタイミングチャートである。
次に、HPモード用レギュレータ33の各配線の電圧について、図9を用いて説明する。図9は、HPモード用レギュレータ33の各配線の電圧を示すタイミングチャートである。
図9に示すように、まず、時刻t0において、HPモード用レギュレータ33は、LPモードからHPモードへの切り替えを開始する。時刻t0〜t3の期間が、HP安定化期間に相当する。
信号Smd、並びにポイントPp1、Pp2、及びPn1における電圧変動は、第1実施形態の図7と同様である。本例では、キャパシタ素子C1の一方の電極がノードN11に接続されている。
時刻t0までの期間、ノードN10のポイントPCには、電圧VINが印加されており、ポイントPpgには、モード切り替え回路320から電圧Vpg_HPが印加されている。そして、時刻t0において、モード切り替え回路320のPMOSトランジスタMsw1’及びNMOSトランジスタMswがオン状態とされると、ノードN10とノードN13とが接続される。このとき、ノードN13は、PMOSトランジスタMdrvと接続されているため、チャージシェアによって、ノードN10のポイントPCにおける電圧は、時刻t1までに、ほぼ電圧Vpg_HPに安定化する。
2.2 第2例
次に、第2例について説明する。本例では、第2実施形態の第1例のHPモード用レギュレータ33にVOUT負荷電流回路を付与した場合について説明する。以下、第2実施形態の第1例と異なる点を中心に説明する。
次に、第2例について説明する。本例では、第2実施形態の第1例のHPモード用レギュレータ33にVOUT負荷電流回路を付与した場合について説明する。以下、第2実施形態の第1例と異なる点を中心に説明する。
2.2.1 HPモード用レギュレータの構成
第2例に係るHPモード用レギュレータ33の構成の一例について、図10を用いて説明する。図10は、HPモード用レギュレータ33の回路図の一例を示している。
第2例に係るHPモード用レギュレータ33の構成の一例について、図10を用いて説明する。図10は、HPモード用レギュレータ33の回路図の一例を示している。
図10に示すように、HPモード用レギュレータ33は、ターミナルT1及びT2、抵抗素子RA及びRB、キャパシタ素子C1及びCOUT、PMOSトランジスタMdrv、差動増幅回路310、モード切り替え回路320、並びにVOUT負荷電流回路330を含む。
ターミナルT1及びT2、抵抗素子RA及びRB、キャパシタ素子C1及びCOUT、PMOSトランジスタMdrv、差動増幅回路310、並びにモード切り替え回路320の接続及び構成は、第2実施形態の第1例の図8と同じである。
例えば、LPモードからHPモードに切り替えた直後に、出力電圧VOUTの負荷電流が不明な場合がある。VOUT負荷電流回路330は、HPモード時に、VOUT負荷電流回路330内に予め設定された一定電流Iroutを流すことができる。これにより、出力電圧VOUTの負荷電流の最低値を設定することができる。
VOUT負荷電流回路330は、ターミナルT2における負荷電流の最低値と負荷電流範囲を設定するために設けられる。VOUT負荷電流回路330は、抵抗素子ROUT及びNMOSトランジスタMsw5を含む。
抵抗素子ROUTの一端は、ノードN17に接続され、他端は、ノードN19に接続される。
NMOSトランジスタMsw5の一端は、ノードN19に接続され、他端は、ノードN2に接続される。NMOSトランジスタMsw5のゲートには、信号Smdが入力される。
VOUT負荷電流回路330のNMOSトランジスタMsw5は、LPモード時にオフ状態とされ、HPモード時にオン状態とされる。このため、抵抗素子ROUTの抵抗値をrOUTとすると、HPモードの期間、ノードN17からノードN2に一定電流Irout(=VOUT/rOUT)が流れる。
2.2.2 HPモード用レギュレータの各配線の電圧及び電流
次に、HPモード用レギュレータ33の各配線の電圧及び電流について、図11を用いて説明する。図11は、HPモード用レギュレータ33の各配線の電圧及び電流を示すタイミングチャートである。
次に、HPモード用レギュレータ33の各配線の電圧及び電流について、図11を用いて説明する。図11は、HPモード用レギュレータ33の各配線の電圧及び電流を示すタイミングチャートである。
図11に示すように、まず、時刻t0において、HPモード用レギュレータ33は、LPモードからHPモードへの切り替えを開始する。時刻t0〜t3の期間が、HP安定化期間に相当する。
信号Smd、並びにポイントPp1、Pp2、Pn1、PC、及びPpgにおける電圧変動は、第2実施形態の第1例の図9と同様である。
時刻t0までの期間、NMOSトランジスタMsw5がオフ状態のため、VOUT負荷電流回路330のノードN19には、電流が流れない。そして、時刻t0において、NMOSトランジスタMsw5がオン状態とされると、VOUT負荷電流回路330のノードN19には、電流Iroutが流れる。
2.3 第3例
次に、第3例について説明する。本例では、第2実施形態の第1例のHPモード用レギュレータ33に位相補償回路340を付与した場合について説明する。以下、第2実施形態の第1例と異なる点を中心に説明する。
次に、第3例について説明する。本例では、第2実施形態の第1例のHPモード用レギュレータ33に位相補償回路340を付与した場合について説明する。以下、第2実施形態の第1例と異なる点を中心に説明する。
2.3.1 HPモード用レギュレータの構成
第3例に係るHPモード用レギュレータ33の構成の一例について、図12を用いて説明する。図12は、HPモード用レギュレータ33の回路図の一例を示している。
第3例に係るHPモード用レギュレータ33の構成の一例について、図12を用いて説明する。図12は、HPモード用レギュレータ33の回路図の一例を示している。
図12に示すように、HPモード用レギュレータ33は、ターミナルT1及びT2、抵抗素子RA及びRB、キャパシタ素子C1及びCOUT、PMOSトランジスタMdrv、差動増幅回路310、モード切り替え回路320、並びに位相補償回路340を含む。
ターミナルT1及びT2、抵抗素子RA及びRB、キャパシタ素子C1及びCOUT、PMOSトランジスタMdrv、差動増幅回路310、並びにモード切り替え回路320の接続及び構成は、第2実施形態の第1例の図8と同じである。
位相補償回路340は、PMOSトランジスタMdrvのゲートに対する位相補償として設けられる。位相補償回路340は、キャパシタ素子C2及び抵抗素子R2を含む。
位相補償回路340は、PMOSトランジスタMdrvの近傍において、ノードN1とノードN13とを接続する。より具体的には、キャパシタ素子C2の一方の電極は、ノードN1に接続され、他方の電極は、抵抗素子R2の一端に接続される。抵抗素子R2の他端は、ノードN13に接続される。
従って、モード切り替え回路320のPMOSトランジスタMsw1’とNMOSトランジスタMsw1とにより構成されるアナログスイッチとPMOSトランジスタMdrvとの間に位相補償回路340が接続されている。
なお、本例におけるHPモード用レギュレータ33の各配線の電圧は、第2実施形態の第1例の図9と同様である。
2.4 第4例
次に、第4例について説明する。本例では、第2実施形態の第3例で説明した位相補償回路340のキャパシタ素子C2の容量がPMOSトランジスタMdrvのゲート容量よりも大きい場合のHPモード用レギュレータ33の構成について説明する。以下、第2実施形態の第3例と異なる点を中心に説明する。
次に、第4例について説明する。本例では、第2実施形態の第3例で説明した位相補償回路340のキャパシタ素子C2の容量がPMOSトランジスタMdrvのゲート容量よりも大きい場合のHPモード用レギュレータ33の構成について説明する。以下、第2実施形態の第3例と異なる点を中心に説明する。
2.4.1 HPモード用レギュレータの構成
第4例に係るHPモード用レギュレータ33の構成の一例について、図13を用いて説明する。図13は、HPモード用レギュレータ33の回路図の一例を示している。
第4例に係るHPモード用レギュレータ33の構成の一例について、図13を用いて説明する。図13は、HPモード用レギュレータ33の回路図の一例を示している。
図13に示すように、HPモード用レギュレータ33は、ターミナルT1及びT2、抵抗素子RA及びRB、キャパシタ素子C1及びCOUT、PMOSトランジスタMdrv、差動増幅回路310、モード切り替え回路320、並びに位相補償回路340を含む。
ターミナルT1及びT2、抵抗素子RA及びRB、キャパシタ素子C1及びCOUT、差動増幅回路310、モード切り替え回路320、並びに位相補償回路340の接続及び構成は、第2実施形態の第3例の図12と同じである。
PMOSトランジスタMdrvの一端は、ノードN1に接続され、他端はノードN18に接続される。PMOSトランジスタMdrvのゲートは、ノードN10に接続され、電圧Vpgが印加される。
本例では、位相補償回路340とPMOSトランジスタMdrvとの間に、モード切り替え回路320のPMOSトランジスタMsw1’とNMOSトランジスタMsw1とにより構成されるアナログスイッチが、配置されている。
2.4.2 HPモード用レギュレータの各配線の電圧
次に、HPモード用レギュレータ33の各配線の電圧について、図14を用いて説明する。図14は、HPモード用レギュレータ33の各配線の電圧を示すタイミングチャートである。
次に、HPモード用レギュレータ33の各配線の電圧について、図14を用いて説明する。図14は、HPモード用レギュレータ33の各配線の電圧を示すタイミングチャートである。
図14に示すように、まず、時刻t0において、HPモード用レギュレータ33は、LPモードからHPモードへの切り替えを開始する。時刻t0〜t3の期間が、HP安定化期間に相当する。
信号Smd、並びにポイントPp1、Pp2、及びPn1における電圧変動は、第1実施形態の第1例の図9と同様である。
時刻t0までの期間、ノードN13のポイントPDには、電圧Vpg_HPが印加されている。そして、時刻t0において、モード切り替え回路320のPMOSトランジスタMsw1’及びNMOSトランジスタMswがオン状態とされると、ノードN10とノードN13とが接続される。このとき、ノードN13は、キャパシタ素子C2に接続されているため、チャージシェアによって、ポイントPpgにおける電圧は、時刻t1までに、ほぼ電圧Vpg_HPに安定化する。
2.5 第5例
次に、第5例について説明する。本例では、第1実施形態のHPモード用レギュレータ33にブースト回路350を付与した場合について説明する。
次に、第5例について説明する。本例では、第1実施形態のHPモード用レギュレータ33にブースト回路350を付与した場合について説明する。
2.5.1 HPモード用レギュレータの構成
第5例に係るHPモード用レギュレータ33の構成の一例について、図15を用いて説明する。図15は、HPモード用レギュレータ33の回路図の一例を示している。
第5例に係るHPモード用レギュレータ33の構成の一例について、図15を用いて説明する。図15は、HPモード用レギュレータ33の回路図の一例を示している。
図15に示すように、HPモード用レギュレータ33は、ターミナルT1及びT2、抵抗素子RA及びRB、キャパシタ素子C1、COUT、及びCB4、PMOSトランジスタMdrv、差動増幅回路310、モード切り替え回路320、並びにブースト回路350を含む。
ターミナルT1及びT2、抵抗素子RA及びRB、キャパシタ素子C1及びCOUT、差動増幅回路310、並びにモード切り替え回路320の接続及び構成は、第1実施形態の図5と同じである。
キャパシタ素子CB4の一方の電極は、ノードN20に接続され、他方の電極は、ノードN2に接続される。キャパシタ素子CB4は、キャパシタ素子CB4への充放電により、ノードN20のポイントPEにおける電圧の変動を、比較的に緩やかにするために設けられる。
ブースト回路350は、HP安定化期間を短縮するために、HPモード用レギュレータ33がLPモードからHPモードに切り替わった直後の比較的短い期間において、差動増幅回路310に流れるバイアス電流IA+IBをブーストする。
ブースト回路350は、電流源360及びNMOSトランジスタM10〜M13を含む。
電流源360の入力端子は、ノードN1に接続され、出力端子は、ノードN20に接続される。
NMOSトランジスタM10の一端及びゲートは、ノードN20に接続され、他端は、ノードN21に接続される。ノードN20は、差動増幅回路310において、NMOSトランジスタMb1及びMb2のゲートに接続される。すなわち、NMOSトランジスタMb1及びMb2のゲートには、ノードN20を介してバイアス電圧VB1が印加される。
NMOSトランジスタM11の一端は、ノードN21に接続され、他端は、ノードN22に接続され、ゲートは、ノードN20に接続される。
NMOSトランジスタM12の一端は、ノードN22に接続され、他端は、ノードN2に接続され、ゲートは、ノードN20に接続される。
NMOSトランジスタM13の一端は、ノードN22に接続され、他端は、ノードN2に接続される。NMOSトランジスタM13のゲートには、信号BSTENBが印加される。信号BSTENBは、バイアス電流IA+IBをブースト制御するための信号である。例えば、信号BSTENBは、HPモードにおいてバイアス電流IA+IBをブーストしている期間、“L”レベルとされ、バイアス電流IA+IBのブーストを終了させる場合に、 “L”レベルから“H”レベルに切り替えられる。
信号BSTENBは、例えば、論理制御回路32から送信される。
2.5.2 HPモード用レギュレータの各配線の電圧及び電流
次に、HPモード用レギュレータ33の各配線の電圧及び電流について、図16を用いて説明する図16は、HPモード用レギュレータ33の各配線の電圧及び電流を示すタイミングチャートである。図16の例では、ブースト回路350により、バイアス電流IA+IBのブーストありの場合を実線で示し、ブーストなしの場合(すなわち、第1実施形態と同じ挙動を示す場合)を一点鎖線で示している。
次に、HPモード用レギュレータ33の各配線の電圧及び電流について、図16を用いて説明する図16は、HPモード用レギュレータ33の各配線の電圧及び電流を示すタイミングチャートである。図16の例では、ブースト回路350により、バイアス電流IA+IBのブーストありの場合を実線で示し、ブーストなしの場合(すなわち、第1実施形態と同じ挙動を示す場合)を一点鎖線で示している。
図16に示すように、まず、時刻t0において、HPモード用レギュレータ33は、LPモードからHPモードへの切り替えを開始する。本例では、時刻t0〜t5の期間が、HP安定化期間に相当する。
例えば、時刻t0までの期間、すなわち、LPモードの期間、信号BSTENBは、“L”レベルとされる。この場合、ブースト回路350は、ブースト状態にある。ノードN20のポイントPEにおいて、ブースト回路350がブースト状態にある場合の電圧VB1をVB1_BSTとし、非ブースト状態(HPモードの通常状態)にある場合の電圧VB1をVB1_HPとする。すると、電圧VB1_BSTと電圧VB1_HPとは、VB1_BST>VB1_HPの関係にある。従って、LPモードの期間、ポイントPEには、電圧VB1_BSTが印加されている。
但し、LPモードの期間、信号Smdは“L”レベルにあるため、差動増幅回路310のNMOSトランジスタMs1は、オフ状態とされる。このため、差動増幅回路310において、バイアス電流IA(ブーストされたバイアス電流IA)が流れる。なお、LPモードの期間、信号BSTENBを“H”レベルとしてもよい。
時刻t0において、信号Smdが“H”レベルとされると、差動増幅回路310のNMOSトランジスタMs1がオン状態とされる。このため、差動増幅回路310において、バイアス電流IA+IBがブーストされる。ブースト状態のバイアス電流IA+IBをI_BSTと表記し、HPモードの通常状態におけるバイアス電流IA+IBをI_HPとする。すると、電流I_BSTと電流I_HPとは、I_BST>I_HPの関係にある。信号Smdが“H”レベルとされると、差動増幅回路310において、バイアス電流I_BSTが流れる。
差動増幅回路310においてバイアス電流I_BSTが流れると、電圧Vpgが安定化するまでの期間が短くなる。すなわち、HP安定化期間が短くなる。
例えば、ポイントPp1及びPp2の電圧は、ブースト無しの場合、時刻t0〜t6の期間に、電圧Vp1_LP及び電圧Vp2_LPから電圧Vp1_HP及び電圧Vp2_HPにそれぞれ変化する。これに対して、ブーストありの場合、ポイントPp1及びPp2の電圧は、時刻t0〜t3の期間に、電圧Vp1_LP及び電圧Vp2_LPから電圧Vp1_HP及び電圧Vp2_HPよりもわずかに低い電圧Vp1_HP’及び電圧Vp2_HP’にそれぞれ変化し、時刻t3からt9までの期間安定している。そして、時刻t9からt10の期間において、ブースト状態から非ブースト状態に移行すると、ポイントPp1及びPp2の電圧Vp1_HP’及び電圧Vp2_HP’は、電圧Vp1_HP及び電圧Vp2_HPにそれぞれ変化する。
例えば、ポイントPn1の電圧は、ブースト無しの場合、時刻t0〜t7の期間に、電圧Vn1_LPから電圧Vn1_HPに変化する。これに対して、ブーストありの場合、ポイントPn1の電圧は、時刻t0〜t4の期間に、電圧Vn1_LPから電圧Vn1_HPよりもわずかに高い電圧Vn1_HP’に変化し、時刻t4からt9までの期間安定している。そして、時刻t9からt10の期間において、ブースト状態から非ブースト状態に移行すると、ポイントPn1の電圧Vn1_HP’は、電圧Vn1_HPに変化する。
例えば、ポイントPA及びPBの電圧は、ブースト無しの場合、チャージシェアした後、時刻t2において、電圧Vc1_HPに安定する。これに対して、ブーストありの場合、ポイントPA及びPBの電圧は、チャージシェアした後、時刻t2において、電圧Vc1_HPよりもわずかに低い電圧Vc1_HP’に安定する。そして、時刻t9からt10の期間において、ブースト状態から非ブースト状態に移行すると、ポイントPA及びPBの電圧Vc1_HP’は、電圧Vc1_HPに変化する。
例えば、ポイントPpgの電圧は、ブースト無しの場合、時刻t1〜t8の期間に、電圧Vpg_LPから電圧Vpg_HPに変化する。これに対して、ブーストありの場合、ポイントPpgの電圧は、時刻t1〜t5の期間に、電圧Vpg_LPから電圧Vpg_HPに変化する。
信号BSTENBは、例えば、ポイントPp1、Pp2、Pn1、PA、PB、及びPpgの電圧が安定した後、時刻t9において、“L”レベルから“H”レベルに切り替えられる。これにより、ブースト回路350では、ブースト状態を終了する。このため、ポイントPEの電圧は、時刻t9〜t10の期間に、電圧VB1_BSTから電圧VB1_HPに変化する。このとき、キャパシタ素子CB4の影響により、ポイントPEの電圧は、比較的緩やかに減少する。同様に、バイアス電流IA+IBも、時刻t9〜t10の期間に、電流I_BSTから電流I_HPに比較的緩やかに減少する。バイアス電流量をなだらかに変化させることで、HPモード用レギュレータ33の各電位が追随できる。このため、HPモード用レギュレータ33は、HPモードの通常動作状態のままバイアス電流IA+IBを切り替えることができる。
2.6 第6例
次に、第6例について説明する。本例では、第2実施形態の第5例で説明したブースト回路350をVOUT負荷電流回路330に適用した場合について説明する。以下、第2実施形態の第2例及び第5例と異なる点を中心に説明する。
次に、第6例について説明する。本例では、第2実施形態の第5例で説明したブースト回路350をVOUT負荷電流回路330に適用した場合について説明する。以下、第2実施形態の第2例及び第5例と異なる点を中心に説明する。
2.6.1 HPモード用レギュレータの構成
第6例に係るHPモード用レギュレータ33の構成の一例について、図17を用いて説明する。図17は、HPモード用レギュレータ33の回路図の一例を示している。
第6例に係るHPモード用レギュレータ33の構成の一例について、図17を用いて説明する。図17は、HPモード用レギュレータ33の回路図の一例を示している。
図17に示すように、HPモード用レギュレータ33は、ターミナルT1及びT2、抵抗素子RA及びRB、キャパシタ素子C1、COUT、及びCB4、PMOSトランジスタMdrv、差動増幅回路310、モード切り替え回路320、VOUT負荷電流回路330、並びにブースト回路350を含む。
ターミナルT1及びT2、抵抗素子RA及びRB、キャパシタ素子C1及びCOUT、PMOSトランジスタMdrv、差動増幅回路310、並びにモード切り替え回路320の接続及び構成は、第2実施形態の第2例の図10と同じである。
本例のキャパシタ素子CB4の一方の電極は、ノードN24に接続され、他方の電極は、ノードN2に接続される。
本例のVOUT負荷電流回路330は、NMOSトランジスタMbb1及びMbb2を含む。
NMOSトランジスタMbb1の一端は、ノードN17に接続され、他端は、ノードN23に接続される。NMOSトランジスタMbb1のゲートには、ブースト回路350で生成されたバイアス電圧VB6が印加される。
NMOSトランジスタMbb2の一端は、ノードN23に接続され、他端は、ノードN2に接続される。NMOSトランジスタMbb2のゲートには、信号Smdが入力される。例えば、信号Smdが“L”レベルの場合、すなわち、LPモードの場合、NMOSトランジスタMbb2はオフ状態とされる。このため、VOUT負荷電流回路330には、出力電流IOUTは流れない。
本例のブースト回路350は、HP安定化期間を短縮するために、HPモード用レギュレータ33がLPモードからHPモードに切り替わった直後の比較的短い期間において、VOUT負荷電流回路330に印加される電圧VB6をブーストする。
ブースト回路350は、電流源360及びNMOSトランジスタMbb3〜Mbb6を含む。NMOSトランジスタMbb3〜Mbb6の構成は、第2実施形態の第5例の図15で説明したブースト回路350のNMOSトランジスタM10〜M13と同様である。
より具体的には、電流源360の入力端子は、ノードN1に接続され、出力端子は、ノードN24に接続される。
NMOSトランジスタMbb3の一端及びゲートは、ノードN24に接続され、他端は、ノードN25に接続される。
NMOSトランジスタMbb4の一端は、ノードN25に接続され、他端は、ノードN26に接続され、ゲートは、ノードN24に接続される。
NMOSトランジスタMbb5の一端は、ノードN26に接続され、他端は、ノードN2に接続され、ゲートは、ノードN24に接続される。
NMOSトランジスタMbb6の一端は、ノードN26に接続され、他端は、ノードN2に接続される。NMOSトランジスタMbb6のゲートには、信号BSTENBが印加される。信号BSTENBは、バイアス電圧VB6をブースト制御するための信号である。例えば、信号BSTENBは、HPモードにおいて、バイアス電圧VB6をブーストしている期間、“L”レベルとされ、出力電流IOUTのブーストを終了させる場合に、“L”レベルから“H”レベルに切り替えられる。
2.6.2 HPモード用レギュレータの各配線の電圧及び電流
次に、HPモード用レギュレータ33の各配線の電圧及び電流について、図18を用いて説明する。図18は、HPモード用レギュレータ33の各配線の電圧及び電流を示すタイミングチャートである。
次に、HPモード用レギュレータ33の各配線の電圧及び電流について、図18を用いて説明する。図18は、HPモード用レギュレータ33の各配線の電圧及び電流を示すタイミングチャートである。
図18に示すように、まず、時刻t0において、HPモード用レギュレータ33は、LPモードからHPモードへの切り替えを開始する。本例では、時刻t0〜t5の期間が、HP安定化期間に相当する。
例えば、時刻t0までの期間、すなわち、LPモードの期間、信号BSTENBは、“L”レベルとされる。この場合、ブースト回路350は、ブースト状態にある。ノードN24のポイントPFにおいて、ブースト回路350がブースト状態にある場合の電圧VB6をVB6_BSTとし、非ブースト状態(HPモードの通常状態)にある場合の電圧VB6をVB6_HPとする。すると、電圧VB6_BSTと電圧VB6_HPとは、VB6_BST>VB6_HPの関係にある。従って、LPモードの期間、ポイントPEには、電圧VB6_BSTが印加されている。
但し、LPモードの期間、信号Smdは“L”レベルにあるため、VOUT負荷電流回路330のNMOSトランジスタMbb2は、オフ状態とされる。このため、VOUT負荷電流回路330において、出力電流IOUTは流れない。なお、LPモードの期間、信号BSTENBを“H”レベルとしてもよい。
ポイントPp1、Pp2、Pn1、PC、及びPpgにおける電圧の変動は、第2実施形態の第2例の図9の時刻t0〜t3と同様である。
より具体的には、ポイントPp1及びPp2の電圧は、時刻t0〜t2の期間に、電圧Vp1_LP及び電圧Vp2_LPから、電圧Vp1_HP及び電圧Vp2_HPにそれぞれ変化する。
ポイントPn1の電圧は、時刻t0〜t3の期間に、電圧Vp1_LP及び電圧Vp2_LPから、電圧Vp1_HP及び電圧Vp2_HPにそれぞれ変化する。
時刻t0までの期間、ノードN10のポイントPCには、VINが印加されており、ポイントPpgには、電圧Vpg_HPが印加されている。そして、時刻t0において、ノードN10とノードN13とが接続される。このとき、ポイントPCの電圧は、PMOSトランジスタMdrvと接続されているノードN13とのチャージシェアによって、時刻t1までに、ほぼ電圧Vpg_HPに安定化する。
信号BSTENBは、例えば、ポイントPp1、Pp2、Pn1、PC、及びPpgの電圧が安定した後、時刻t4において、“L”レベルから“H”レベルに切り替えられる。これにより、ブースト回路350では、ブースト状態を終了する。このため、ポイントPFの電圧は、時刻t4〜t5の期間に、電圧VB6_BSTから電圧VB6_HPに変化する。このとき、キャパシタ素子CB4の影響により、ポイントPFの電圧は、比較的緩やかに減少する。同様に、出力電流IOUTも、時刻t4〜t5の期間に、電流I_BSTから電流I_HPに比較的緩やかに減少する。出力電流IOUTをなだらかに変化させることで、HPモード用レギュレータ33の出力電圧VOUTの変動を抑えることができる。
2.7 本実施形態に係る効果
本実施形態に係る構成であれば、第1実施形態と同様の効果が得られる。
本実施形態に係る構成であれば、第1実施形態と同様の効果が得られる。
本実施形態の第1例に係る構成であれば、HPモード用レギュレータ33は、LPモードの間、PMOSトランジスタMdrvのゲートにHPモード時の電圧Vpg_HPを印加することができる。これにより、PMOSトランジスタMdrvのゲート容量の充放電期間が、HP安定化期間の長さに対し支配的である場合に、PMOSトランジスタMdrvのゲート容量の変動を抑制し、HP安定化期間を短縮できる。
本実施形態の第2例に係る構成であれば、HPモード用レギュレータ33は、VOUT負荷電流回路330を含む。例えば、LPモードからHPモードに切り替えた直後に、出力電圧VOUTの負荷電流が不明な場合がある。これに対し、VOUT負荷電流回路330は、HPモード時に、VOUT負荷電流回路330内に予め設定された一定電流Iroutを流すことができる。これにより、出力電圧VOUTの負荷電流の最低値を設定することができる。
本実施形態の第3例に係る構成であれば、HPモード用レギュレータ33は、出力トランジスタであるPMOSトランジスタMdrvのゲートに接続された位相補償回路340を含む。例えば、モード切り替え回路320を有していないレギュレータの場合、位相補償回路340を設けると、出力トランジスタのゲート容量が大きくなるため、HP安定化期間が、長くなる傾向がある。この時間がHP安定化期間の長さに対し支配的である場合に、本例では、モード切り替え回路320と組み合わせることにより、PMOSトランジスタMdrvのゲート容量の変動に伴いHP安定化期間が長くなるのを抑制できる。
本実施形態の第4例に係る構成であれば、HPモード用レギュレータ33は、LPモードの間、位相補償回路340のキャパシタ素子C2にHPモード時の電圧Vpg_HPを印加することができる。これにより、キャパシタ素子C2の充放電期間が、HP安定化期間の長さに対し支配的である場合に、キャパシタ素子C2の容量変動を抑制し、HP安定化期間を短縮できる。
本実施形態の第5例に係る構成であれば、HPモード用レギュレータ33は、LPモードからHPモードに切り替える際に、差動増幅回路310におけるバイアス電流IA+IBをブーストさせることができる。これにより、各ノードの電圧が安定化するまでの期間を短縮できる。これにより、HP安定化期間を短縮できる。
本実施形態の第6例に係る構成であれば、本実施形態の第2例と同様の効果が得らえる。更に、HPモード用レギュレータ33は、LPモードからHPモードに切り替える際に、出力電流IOUTをブーストさせることができる。これにより、HPモード用レギュレータ33の出力電圧VOUTの変動を抑えることができる。
3.第3実施形態
次に、第3実施形態について説明する。第3実施形態では、1つのレギュレータ回路が、HPモードとLPモードに対応する場合について説明する。以下、第1及び第2実施形態と異なる点を中心に説明する。
次に、第3実施形態について説明する。第3実施形態では、1つのレギュレータ回路が、HPモードとLPモードに対応する場合について説明する。以下、第1及び第2実施形態と異なる点を中心に説明する。
3.1 電源回路30の構成
まず、電源回路30の構成について、図19を用いて説明する。図19は、電源回路30の構成の一例を示すブロック図である。以下、メモリチップ10に含まれる電源回路30について説明するが、メモリコントローラ20に含まれる電源回路30も同様である。
まず、電源回路30の構成について、図19を用いて説明する。図19は、電源回路30の構成の一例を示すブロック図である。以下、メモリチップ10に含まれる電源回路30について説明するが、メモリコントローラ20に含まれる電源回路30も同様である。
図19に示すように、電源回路30は、基準電圧発生回路31、論理制御回路32、HP/LPモード用レギュレータ35を含む。
基準電圧発生回路31には、例えば、電圧VCCQ_M(メモリコントローラ20の場合、電圧VCCQ_C)が供給される。基準電圧発生回路31は、HP/LPモード用レギュレータ35に参照電圧VREFを供給する。
論理制御回路32は、HP/LPモード用レギュレータ35に、HPモードとLPモードとの切り替え信号Smd(SmdB)及び各種制御信号を送信する。
HP/LPモード用レギュレータ35は、HPモード及びLPモードの際に使用されるレギュレータである。HP/LPモード用レギュレータ35は、電圧VOUTを出力する。詳細は後述する。
3.2 HP/LPモード用レギュレータの構成
次に、HP/LPモード用レギュレータ35の構成の一例について、図20を用いて説明する。図20は、HP/LPモード用レギュレータ35の回路図の一例を示している。
次に、HP/LPモード用レギュレータ35の構成の一例について、図20を用いて説明する。図20は、HP/LPモード用レギュレータ35の回路図の一例を示している。
図20に示すように、HP/LPモード用レギュレータ35は、ターミナルT1及びT2、抵抗素子RA及びRB、キャパシタ素子C1及びCOUT、PMOSトランジスタMdrv及びMdrv2、差動増幅回路310、並びにモード切り替え回路320を含む。
ターミナルT1及びT2、抵抗素子RA及びRB、キャパシタ素子C1及びCOUT、PMOSトランジスタMdrv、並びに差動増幅回路310の接続及び構成は、第2実施形態の第1例の図8と同じである。
PMOSトランジスタMdrvは、HPモード用の出力ドライバとして機能する。これに対し、PMOSトランジスタMdrv2は、LPモード用の出力ドライバとして機能する。PMOSトランジスタMdrv2の一端は、ノードN1に接続され、他端はノードN17に接続される。PMOSトランジスタMdrvのゲートは、ノードN10に接続される。
モード切り替え回路320は、第2実施形態の第1例の図8から、PMOSトランジスタMsw6を廃した構成と同じである。より具体的には、モード切り替え回路320は、MOSトランジスタMsw1’、Msw3、Msw4、Mb7、及びMb8、並びにNMOSトランジスタMsw1、Msw2、Mb5、及びMb6を含む。
PMOSトランジスタMsw1’及びNMOSトランジスタMsw1の一端は、ノードN10に接続され、他端は、ノードN13に接続される。PMOSトランジスタMsw1’のゲートには、信号SmdBが入力される。NMOSトランジスタMsw1のゲートには、信号Smdが入力される。PMOSトランジスタMsw1’及びNMOSトランジスタMsw1はCMOSアナログスイッチとして機能する。PMOSトランジスタMsw1’及びNMOSトランジスタMsw1により、LPモード時、PMOSトランジスタMdrvのゲート電極は、差動増幅回路310から切り離される。
PMOSトランジスタMsw3の一端は、ノードN1に接続され、他端は、ノードN12に接続される。ゲートには、信号Smdが入力される。
PMOSトランジスタMb7の一端は、ノードN12に接続され、他端は、ノードN13に接続され、ゲートは、ノードN14に接続される。
PMOSトランジスタMb8の一端は、ノードN13に接続され、他端は、ノードN14に接続される。ゲートには、電圧VB3が印加される。
PMOSトランジスタMsw6の一端は、ノードN1に接続され、他端は、ノードN10に接続される。ゲートには、信号Smdが入力される。
NMOSトランジスタMb5の一端は、ノードN14に接続され、他端は、ノードN15に接続される。ゲートには、電圧VB4が印加される。
NMOSトランジスタMb6の一端は、ノードN15に接続され、他端は、ノードN16に接続される。ゲートには、電圧VB5が印加される。
NMOSトランジスタMsw2の一端は、ノードN16に接続され、他端は、ノードN2に接続される。ゲートには、信号SmdBが入力される。
PMOSトランジスタMsw4の一端は、ノードN18に接続され、他端は、ノードN17に接続され。ゲートには、信号SmdBが入力される。
3.3 HP/LPモード用レギュレータの各配線の電圧
次に、HP/LPモード用レギュレータ35の各配線の電圧について、図21を用いて説明する。図21は、HP/LPモード用レギュレータ35の各配線の電圧を示すタイミングチャートである。
次に、HP/LPモード用レギュレータ35の各配線の電圧について、図21を用いて説明する。図21は、HP/LPモード用レギュレータ35の各配線の電圧を示すタイミングチャートである。
図21に示すように、まず、時刻t0において、HP/LPモード用レギュレータ35は、LPモードからHPモードへの切り替えを開始する。時刻t0〜t3の期間が、HP安定化期間に相当する。
信号Smd、並びにポイントPp1、Pp2、Pn1、及びPpgにおける電圧変動は、第2実施形態の第1例の図9と同様である。
第2実施形態の第1例の図9と異なり、本例では、時刻t0までの期間、ノードN10のポイントPCに、差動増幅回路310から電圧Vpg2_LPが印加されている。例えば、図9の例では、時刻t0まで、ポイントPCに、電圧VINと電位が近い電圧Vpg_LPを印加する。これに対して、本例では、ポイントPCに、電圧Vpg2_LPが印加されている。電圧Vpg2_LPは、LPモード時に、PMOSトランジスタMdrv2のゲート電極のポイントPpg2に印加される電圧である。電圧Vpg2_LPは、PMOSトランジスタMdrv2のゲート−ソース間電圧Vgsで決まる電位となる。よって、例えば、電圧Vpg_LPと電圧Vpg2_LPとは、Vpg_LP>Vpg2_LPの関係にある。
3.4 本実施形態に係る効果
本実施形態に係る構成であれば、第1乃至第2実施形態と同様の効果が得られる。
本実施形態に係る構成であれば、第1乃至第2実施形態と同様の効果が得られる。
更に、本実施形態に係る構成であれば、HP/LPモード用レギュレータ35は、PMOSトランジスタMdrv2を含む。このため、HPモードとLPモードの両方に対応できる。
更に、本実施形態に係る構成であれば、電圧Vpg2_LPは、PMOSトランジスタMdrv2のゲート−ソース間電圧Vgsで決まる電位となる。このため、電圧Vpg2_LPは、電圧Vpg_HPと同じような電位に設計ができる。これにより、電圧Vpg2_LPと電圧Vpg_HPとの電位差は、電圧Vpg_LPと電圧Vpg_HPとの電位差よりも小さくできる。よって、チャージシェアによって安定するまで期間を短くできる。
なお、HP/LPモード用レギュレータ35として、第1実施形態の図5または、第2実施形態の第5例の図15で説明したHPモード用レギュレータ33からPMOSトランジスタMsw6を廃した構成を適用してもよい。
4.第4実施形態
次に、第4実施形態について説明する。第4実施形態では、第1乃至第3実施形態とは異なるメモリシステムの構成について説明する。以下、第1乃至第3実施形態と異なる点を中心に説明する。
次に、第4実施形態について説明する。第4実施形態では、第1乃至第3実施形態とは異なるメモリシステムの構成について説明する。以下、第1乃至第3実施形態と異なる点を中心に説明する。
4.1 メモリシステムの構成
まず、メモリシステムの構成の一例について、図22を用いて説明する。図22は、メモリシステム1の構成の一例を示すブロック図である。
まず、メモリシステムの構成の一例について、図22を用いて説明する。図22は、メモリシステム1の構成の一例を示すブロック図である。
図22に示すように、メモリシステム1は、複数のメモリチップ10、メモリコントローラ20、及び複数のインタフェースチップ(I/Fチップ)40を含み、外部のホストデバイス2に接続される。
メモリチップ10及びメモリコントローラ20は、第1実施形態の図1と同様である。メモリコントローラ20内のメモリインタフェース回路25は、インタフェースチップ40を介して、複数のメモリチップ10と接続される。
インタフェースチップ40は、メモリコントローラ20に内蔵されるメモリインタフェース回路25の機能の一部を兼ねてもよい。インタフェースチップ40が、メモリコントローラ20とメモリチップ10との間に介在することで、メモリコントローラ20が複数のメモリチップ10と接続されることに伴うメモリコントローラ20の負荷を低減できる。インタフェースチップ40は、メモリチップ10及びメモリコントローラ20と同様に、電源回路30を含む。インタフェースチップ40内の電源回路30には、外部より電圧VCCQ_Iが印加される。電圧VCCQ_Iは、電圧VCCQ_Cまたは電圧VCCQ_Mと同じ電圧値であってもよく、異なっていてもよい。また、インタフェースチップ40内の電源回路30は、メモリチップ10またはメモリコントローラ20内の電源回路30と同じ構成でもよく、異なっていてもよい。
4.2 本実施形態に係る効果
本実施形態に係る構成であれば、第1乃至第3実施形態と同様の効果が得られる。
本実施形態に係る構成であれば、第1乃至第3実施形態と同様の効果が得られる。
5.第5実施形態
次に、第5実施形態について説明する。第5実施形態では、第1乃至第4実施形態で説明したメモリシステムを用いた情報端末システムの一例について説明する。情報端末システムには、例えば、モバイルフォン、セルラーフォン、スマートフォン、タブレット、ファブレット、サーバ、コンピュータ、ポータブルコンピュータ、デスクトップコンピュータ、携帯情報端末(PDA)、モニタ、コンピュータモニタ、テレビ、チューナ、ラジオ、衛星ラジオ、音楽プレーヤ、デジタル音楽プレーヤ、ポータブル音楽プレーヤ、デジタルビデオプレーヤ、ビデオプレーヤ、デジタルビデオディスク(DVD)プレーヤ、ポータブルデジタルビデオプレーヤ、及び自動車が含まれる。
次に、第5実施形態について説明する。第5実施形態では、第1乃至第4実施形態で説明したメモリシステムを用いた情報端末システムの一例について説明する。情報端末システムには、例えば、モバイルフォン、セルラーフォン、スマートフォン、タブレット、ファブレット、サーバ、コンピュータ、ポータブルコンピュータ、デスクトップコンピュータ、携帯情報端末(PDA)、モニタ、コンピュータモニタ、テレビ、チューナ、ラジオ、衛星ラジオ、音楽プレーヤ、デジタル音楽プレーヤ、ポータブル音楽プレーヤ、デジタルビデオプレーヤ、ビデオプレーヤ、デジタルビデオディスク(DVD)プレーヤ、ポータブルデジタルビデオプレーヤ、及び自動車が含まれる。
5.1 情報端末システムの構成
情報端末システム1000の構成の一例について、図23を用いて説明する。図23は、情報端末システム1000の構成の一例を示すブロック図である。
情報端末システム1000の構成の一例について、図23を用いて説明する。図23は、情報端末システム1000の構成の一例を示すブロック図である。
図23に示すように、情報端末システム1000は、CPU1100、メモリシステム1、ネットワークインターフェースデバイス1200、入力デバイス1300、出力デバイス1400、ディスプレイコントローラ1500、及びディスプレイ1600を含む。
CPU1100は、情報端末システム1000全体を制御する。CPU1100は、システムバスに接続され、システムバスを介して、アドレス情報、制御情報、及びデータ情報を交換することによって、他のデバイスと通信する。CPU1100は、一時的に記憶されたデータに迅速にアクセスするために、プロセッサ及びキャッシュメモリを含んでいてもよい。
ネットワークインターフェースデバイス1200は、システムバスに接続される。ネットワークインターフェースデバイス1200は、ネットワークとのデータの交換を可能にするように構成された任意のデバイスであってもよい。ネットワークは、例えば、有線ネットワークまたはワイヤレスネットワーク、プライベートネットワークまたは公衆ネットワーク、ローカルエリアネットワーク(LAN)、ワイヤレスローカルエリアネットワーク(WLAN)、ワイドエリアネットワーク(WAN)、BLUETOOTHTMであってもよい。ネットワークインターフェースデバイス1200は、必要に応じて、任意のタイプの通信プロトコルをサポートするように構成することができる。
入力デバイス1300は、システムバスに接続される。入力デバイス1300は、データを入力するためのキーボード、マウス、入力キー、スイッチ、音声プロセッサ等を含んでいてもよい。
出力デバイス1400は、システムバスに接続される。出力デバイスは、データを出力するためのプリンタ、スピーカー、オーディオ、ビデオ、他の視覚インジケータを含んでいてもよい。
ディスプレイコントローラ1500は、システムバスに接続される。ディスプレイコントローラ1500は、例えば、CPU1100から受信した表示情報を、ディスプレイ1600に適したフォーマットに変換して、ディスプレイ1600に送信する。
ディスプレイ1600は、ディスプレイコントローラ1500から受信した表示情報を表示する。ディスプレイ1600は、例えば、陰極線管(CRT)、液晶ディスプレイ(LVD)、プラズマディスプレイなどを含む任意のタイプのディスプレイであってもよい。
5.2 本実施形態に係る効果
本実施形態に係る構成であれば、第1乃至第4実施形態と同様の効果が得られる。
本実施形態に係る構成であれば、第1乃至第4実施形態と同様の効果が得られる。
更に、本実施形態に係る構成であれば、情報端末システムの動作モードの切り替えを高速に実施できる。更には、情報端末システムの消費電力を低減できる。
6.変形例等
上記実施形態に係る半導体装置は、第1及び第2動作モードを有するレギュレータ(33)を備え、レギュレータは、一端が電源電圧配線(ノードN1)に接続され、他端が出力端子(T2)に接続された第1トランジスタ(Mdrv)と、一端が第1トランジスタ及び出力端子に接続された第1抵抗素子(RA)と、一端が第1抵抗素子の他端に接続され、他端が接地電圧配線(ノードN2)に接続された第2抵抗素子(RB)と、第1トランジスタのゲートに接続され、参照電圧(VREF_HP)と第1及び第2抵抗素子により分圧された出力電圧(VOUT)との差分に応じた第1電圧(Vpg)を第1トランジスタのゲートに印加し、第1動作モード(LPモード)における第1バイアス電流(IA)が第2動作モード(HPモード)における第2バイアス電流(IA+IB)よりも小さい第1回路(310)と、一方の電極が出力端子に接続された第1キャパシタ素子(C1)と、第1キャパシタ素子の他方の電極に接続され、第1動作モード時に、第1回路と第1キャパシタ素子とを電気的に非接続とし且つ第1キャパシタ素子に第2電圧(Vc1_HP)を印加し、第2動作モード時に、第1回路と第1キャパシタ素子とを電気的に接続するように構成された第2回路(320)とを含む。
上記実施形態に係る半導体装置は、第1及び第2動作モードを有するレギュレータ(33)を備え、レギュレータは、一端が電源電圧配線(ノードN1)に接続され、他端が出力端子(T2)に接続された第1トランジスタ(Mdrv)と、一端が第1トランジスタ及び出力端子に接続された第1抵抗素子(RA)と、一端が第1抵抗素子の他端に接続され、他端が接地電圧配線(ノードN2)に接続された第2抵抗素子(RB)と、第1トランジスタのゲートに接続され、参照電圧(VREF_HP)と第1及び第2抵抗素子により分圧された出力電圧(VOUT)との差分に応じた第1電圧(Vpg)を第1トランジスタのゲートに印加し、第1動作モード(LPモード)における第1バイアス電流(IA)が第2動作モード(HPモード)における第2バイアス電流(IA+IB)よりも小さい第1回路(310)と、一方の電極が出力端子に接続された第1キャパシタ素子(C1)と、第1キャパシタ素子の他方の電極に接続され、第1動作モード時に、第1回路と第1キャパシタ素子とを電気的に非接続とし且つ第1キャパシタ素子に第2電圧(Vc1_HP)を印加し、第2動作モード時に、第1回路と第1キャパシタ素子とを電気的に接続するように構成された第2回路(320)とを含む。
上記実施形態により、処理能力を向上できる半導体装置を提供する。
なお、実施形態は上記で説明した形態に限られず、種々の変形が可能である。例えば、第1乃至第5実施形態は、可能な限り組み合わせることができる。例えば、第2実施形態の第3例の図12に、第2実施形態の第2例の図10で説明したVOUT負荷電流回路330を適用してもよく、第2実施形態の第5例の図15で説明したブースト回路350を適用してもよい。
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
1…メモリシステム、2…ホストデバイス、10…メモリチップ、11…メモリセルアレイ、12…ロウドライバ、13…ロウデコーダ、14…センスアンプ、15…電圧発生回路、16…シーケンサ、20…メモリコントローラ、21…ホストインタフェース回路、22…RAM、23…CPU、24…バッファメモリ、25…メモリインタフェース回路、26…ECC回路、30…電源回路、31…基準電圧発生回路、32…論理制御回路、33…HPモード用レギュレータ、34…LPモード用レギュレータ、35…HP/LPモード用レギュレータ、40…インタフェースチップ、310、315…差動増幅回路、320…モード切り替え回路、330…VOUT負荷電流回路、340…位相補償回路、350…ブースト回路、360…電流源、1000…情報端末システム、1100…CPU、1200…ネットワークインターフェースデバイス、1300…入力デバイス、1400…出力デバイス、1500…ディスプレイコントローラ、1600…ディスプレイ、BLK…ブロック、C1、C2、CB4、CL1…キャパシタ素子、CH0、CH1…チャネル、M1、M2、M5、M6、M10〜M13、MLb2〜MLb5、Mb1〜Mb6、Mbb1〜Mbb6、Ms1、Msw1、Msw2、Msw5…NMOSトランジスタ、M3、M4、M7、M8、ML1〜ML4、MLb1、Mb7、Mb8、Mdrv、Mdrv2、Msw1’、Msw3、Msw4、Msw6…PMOSトランジスタ、MC0〜MC7…メモリセルトランジスタ、N1〜N26、NL1〜NL9…ノード、R2…抵抗素子、SGD0〜SGD3…選択ゲート線、ST1、ST2…選択トランジスタ、SU0〜SU3…ストリングユニット、T1、T2、TL1、TL2…ターミナル、WL0〜WL7…ワード線。
Claims (15)
- 第1及び第2動作モードを有するレギュレータを備え、
前記レギュレータは、
一端が電源電圧配線に接続され、他端が出力端子に接続された第1トランジスタと、
一端が前記第1トランジスタ及び前記出力端子に接続された第1抵抗素子と、
一端が前記第1抵抗素子の他端に接続され、他端が接地電圧配線に接続された第2抵抗素子と、
前記第1トランジスタのゲートに接続され、参照電圧と前記第1及び第2抵抗素子により分圧された出力電圧との差分に応じた第1電圧を前記第1トランジスタの前記ゲートに印加し、前記第1動作モードにおける第1バイアス電流が前記第2動作モードにおける第2バイアス電流よりも小さい第1回路と、
一方の電極が前記出力端子に接続された第1キャパシタ素子と、
前記第1キャパシタ素子の他方の電極に接続され、前記第1動作モード時に、前記第1回路と前記第1キャパシタ素子とを電気的に非接続とし且つ前記第1キャパシタ素子に第2電圧を印加し、前記第2動作モード時に、前記第1回路と前記第1キャパシタ素子とを電気的に接続するように構成された第2回路と
を含む、
半導体装置。 - 前記第2電圧は、前記第2動作モード時に前記第1キャパシタ素子に印加される第3電圧に基づく、
請求項1に記載の半導体装置。 - 前記第1回路は、ソースが前記接地電圧配線に接続され、前記第2動作モード時に、ドレインが前記第2回路を介して前記第1キャパシタ素子の他方の電極に接続される第2トランジスタを含み、
前記第2電圧は、前記第2トランジスタが動作可能となるドレイン電圧以上である、
請求項1に記載の半導体装置。 - 前記第2回路は、前記第1動作モード時に、前記電源電圧配線と前記第1トランジスタの前記ゲートとを電気的に接続する、
請求項1乃至3のいずれか一項に記載の半導体装置。 - 前記レギュレータは、前記第1動作モードから前記第2動作モードへの切り替え期間に、前記第1回路において、前記第2バイアス電流よりも大きい第3バイアス電流を流すように構成された第5回路を更に含む、
請求項1乃至4のいずれか一項に記載の半導体装置。 - 第1及び第2動作モードを有するレギュレータを備え、
前記レギュレータは、
一端が電源電圧配線に接続された第1トランジスタと、
一端が出力端子に接続された第1抵抗素子と、
一端が前記第1抵抗素子の他端に接続され、他端が接地電圧配線に接続された第2抵抗素子と、
参照電圧と前記第1及び第2抵抗素子により分圧された出力電圧との差分に応じた第1電圧を出力し、前記第1動作モードにおける第1バイアス電流が前記第2動作モードにおける第2バイアス電流よりも小さい第1回路と、
一方の電極が前記第1回路に接続され、他方の電極が前記出力端子に接続された第1キャパシタ素子と、
前記第1動作モード時に、前記第1回路と前記第1トランジスタのゲートとを電気的に非接続とし、前記第1トランジスタの他端と前記出力端子とを電気的に非接続とし、且つ前記第1トランジスタの前記ゲートに第2電圧を印加し、前記第2動作モード時に、前記第1回路と前記第1トランジスタの前記ゲートとを電気的に接続し且つ前記第1トランジスタの前記他端と前記出力端子とを電気的に接続するように構成された第2回路と
を含む、
半導体装置。 - 前記第2電圧は、前記第2動作モード時に前記第1トランジスタの前記ゲートに印加される前記第1電圧と同じである、
請求項6に記載の半導体装置。 - 前記レギュレータは、一端が前記出力端子に接続された第3抵抗素子を含み、前記第1動作モード時に前記第3抵抗素子の他端と前記接地電圧配線とを電気的に非接続とし、前記第2動作モード時に前記第3抵抗素子の前記他端と前記接地電圧配線とを電気的に接続するように構成された第3回路を更に含む、
請求項6または7に記載の半導体装置。 - 前記レギュレータは、一方の電極が前記電源電圧配線に接続された第2キャパシタ素子と、一端が前記第2キャパシタ素子の他方の電極に接続され、他端が前記第1トランジスタの前記ゲートに接続された第4抵抗素子とを含む第4回路を更に含む、
請求項6または7に記載の半導体装置。 - 前記レギュレータは、
一端が前記出力端子に接続された第3トランジスタを含み、前記第1動作モードに前記第3トランジスタの他端と前記接地電圧配線とを電気的に非接続とし、前記第2動作モード時に前記第3トランジスタの前記他端と前記接地電圧配線とを電気的に接続するように構成された第5回路と、
前記第1動作モードから前記第2動作モードへの切り替え期間に、前記第3トランジスタのゲートに第3電圧を印加し、前記切り換え期間後に、前記第3トランジスタの前記ゲートに前記第3電圧よりも低い第4電圧を印加するように構成された第6回路と
を更に含む、
請求項6または7に記載の半導体装置。 - 第1及び第2動作モードを有するレギュレータを備え、
前記レギュレータは、
一端が電源電圧配線に接続された第1トランジスタと、
一端が出力端子に接続された第1抵抗素子と、
一端が前記第1抵抗素子の他端に接続され、他端が接地電圧配線に接続された第2抵抗素子と、
前記第1トランジスタのゲートに接続され、参照電圧と前記第1及び第2抵抗素子により分圧された出力電圧との差分に応じた第1電圧を前記第1トランジスタの前記ゲートに印加し、前記第1動作モードにおける第1バイアス電流が前記第2動作モードにおける第2バイアス電流よりも小さい第1回路と、
一方の電極が前記第1回路に接続され、他方の電極が前記出力端子に接続された第1キャパシタ素子と、
一方の電極が前記電源電圧配線に接続された第2キャパシタ素子と、一端が、前記第2キャパシタ素子の他方の電極に接続された第4抵抗素子とを含む第2回路と、
前記第1動作モード時に、前記第2回路と前記第1トランジスタの前記ゲートとを電気的に非接続とし、且つ前記第1トランジスタの他端と前記出力端子とを電気的に非接続とし、前記第2動作モード時に、前記第2回路と前記第1トランジスタの前記ゲートを電気的に接続し且つ前記第1トランジスタの前記他端と前記出力端子とを電気的に接続するように構成された第3回路と
を含む、
半導体装置。 - 前記第3回路は、前記第1動作モード時に、前記電源電圧配線と前記第1トランジスタの前記ゲートとを電気的に接続する、
請求項11に記載の半導体装置。 - 第1及び第2動作モードを有するレギュレータを備え、
前記レギュレータは、
一端が電源電圧配線に接続された第1トランジスタと、
一端が前記電源電圧配線に接続され、他端が出力端子に接続された第4トランジスタと、
一端が前記出力端子に接続された第1抵抗素子と、
一端が前記第1抵抗素子の他端に接続され、他端が接地電圧配線に接続された第2抵抗素子と、
参照電圧と前記第1及び第2抵抗素子により分圧された出力電圧との差分に応じた第1電圧を前記第4トランジスタのゲートに印加し、前記第1動作モードにおける第1バイアス電流が前記第2動作モードにおける第2バイアス電流よりも小さい第1回路と、
一方の電極が前記第1回路に接続され、他方の電極が前記出力端子に接続された第1キャパシタ素子と、
前記第1動作モード時に、前記第1回路と前記第1トランジスタのゲートとを電気的に非接続とし、前記第1トランジスタの他端と前記出力端子とを電気的に非接続とし、且つ前記第1トランジスタの前記ゲートに第2電圧を印加し、前記第2動作モード時に、前記第1回路と前記第1トランジスタの前記ゲートとを電気的に接続し且つ前記第1トランジスタの前記他端と前記出力端子とを電気的に接続するように構成された第2回路と
を含む、
半導体装置。 - 各々が第1及び第2動作モードを有するレギュレータを含む複数のメモリチップと、
前記レギュレータを含み、前記複数のメモリチップに接続され、前記複数のメモリチップを制御するメモリコントローラと
を備え、
前記レギュレータは、
一端が電源電圧配線に接続された第1トランジスタと、
一端が出力端子に接続された第1抵抗素子と、
一端が前記第1抵抗素子の他端に接続され、他端が接地電圧配線に接続された第2抵抗素子と、
参照電圧と前記第1及び第2抵抗素子により分圧された出力電圧との差分に応じた第1電圧を出力し、前記第1動作モードにおける第1バイアス電流が前記第2動作モードにおける第2バイアス電流よりも小さい第1回路と、
一方の電極が前記第1回路に接続され、他方の電極が前記出力端子に接続された第1キャパシタ素子と、
前記第1動作モード時に、前記第1回路と前記第1トランジスタのゲートとを電気的に非接続とし、前記第1トランジスタの他端と前記出力端子とを電気的に非接続とし、且つ前記第1トランジスタの前記ゲートに第2電圧を印加し、前記第2動作モード時に、前記第1回路と前記第1トランジスタの前記ゲートとを電気的に接続し且つ前記第1トランジスタの前記他端と前記出力端子とを電気的に接続するように構成された第2回路と
を含む、
メモリシステム。 - 前記メモリコントローラは、前記複数のメモリチップのいずれかを選択した場合、選択されたメモリチップの動作モードを前記第1動作モードから前記第2動作モードに切り替える、
請求項14に記載のメモリシステム。
Priority Applications (7)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2020042001A JP2021144411A (ja) | 2020-03-11 | 2020-03-11 | 半導体装置及びメモリシステム |
TW109122970A TWI736351B (zh) | 2020-03-11 | 2020-07-08 | 半導體裝置及記憶體系統 |
TW110125451A TWI837490B (zh) | 2020-03-11 | 2020-07-08 | 半導體裝置及記憶體系統 |
CN202010757360.1A CN113393872B (zh) | 2020-03-11 | 2020-07-31 | 半导体装置以及存储器系统 |
US17/010,198 US11302400B2 (en) | 2020-03-11 | 2020-09-02 | Semiconductor device and memory system |
US17/699,982 US11615852B2 (en) | 2020-03-11 | 2022-03-21 | Semiconductor device and memory system |
US18/173,499 US11955185B2 (en) | 2020-03-11 | 2023-02-23 | Semiconductor device and memory system |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2020042001A JP2021144411A (ja) | 2020-03-11 | 2020-03-11 | 半導体装置及びメモリシステム |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2021144411A true JP2021144411A (ja) | 2021-09-24 |
Family
ID=77616371
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2020042001A Pending JP2021144411A (ja) | 2020-03-11 | 2020-03-11 | 半導体装置及びメモリシステム |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (3) | US11302400B2 (ja) |
JP (1) | JP2021144411A (ja) |
CN (1) | CN113393872B (ja) |
TW (1) | TWI736351B (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2021144411A (ja) * | 2020-03-11 | 2021-09-24 | キオクシア株式会社 | 半導体装置及びメモリシステム |
Family Cites Families (31)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6703813B1 (en) * | 2002-10-24 | 2004-03-09 | National Semiconductor Corporation | Low drop-out voltage regulator |
JP2005115659A (ja) * | 2003-10-08 | 2005-04-28 | Seiko Instruments Inc | ボルテージ・レギュレータ |
JP4402465B2 (ja) * | 2004-01-05 | 2010-01-20 | 株式会社リコー | 電源回路 |
JP2007128454A (ja) * | 2005-11-07 | 2007-05-24 | Sanyo Electric Co Ltd | レギュレータ回路 |
US7602161B2 (en) * | 2006-05-05 | 2009-10-13 | Standard Microsystems Corporation | Voltage regulator with inherent voltage clamping |
JP4990028B2 (ja) * | 2007-05-23 | 2012-08-01 | ラピスセミコンダクタ株式会社 | 半導体集積回路装置 |
JP2009141218A (ja) * | 2007-12-07 | 2009-06-25 | Toshiba Corp | 半導体装置 |
US8225123B2 (en) | 2010-05-26 | 2012-07-17 | Freescale Semiconductor, Inc. | Method and system for integrated circuit power supply management |
EP2520998A1 (en) * | 2011-05-03 | 2012-11-07 | Dialog Semiconductor GmbH | Flexible load current dependent feedback compensation for linear regulators utilizing ultra-low bypass capacitances |
JP5715525B2 (ja) * | 2011-08-05 | 2015-05-07 | セイコーインスツル株式会社 | ボルテージレギュレータ |
US20130119954A1 (en) * | 2011-11-16 | 2013-05-16 | Iwatt Inc. | Adaptive transient load switching for a low-dropout regulator |
FR2988184B1 (fr) * | 2012-03-15 | 2014-03-07 | St Microelectronics Rousset | Regulateur a faible chute de tension a stabilite amelioree. |
FR2988869A1 (fr) * | 2012-04-03 | 2013-10-04 | St Microelectronics Rousset | Regulateur a faible chute de tension a etage de sortie ameliore |
JP5756434B2 (ja) | 2012-06-26 | 2015-07-29 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | レギュレータ回路およびレギュレータ回路の制御方法 |
JP5997620B2 (ja) * | 2013-01-28 | 2016-09-28 | 株式会社東芝 | レギュレータ |
JP2014164702A (ja) * | 2013-02-27 | 2014-09-08 | Seiko Instruments Inc | ボルテージレギュレータ |
US9146569B2 (en) * | 2013-03-13 | 2015-09-29 | Macronix International Co., Ltd. | Low drop out regulator and current trimming device |
US8981750B1 (en) | 2013-08-21 | 2015-03-17 | Sandisk Technologies Inc. | Active regulator wake-up time improvement by capacitive regulation |
JP6316632B2 (ja) * | 2014-03-25 | 2018-04-25 | エイブリック株式会社 | ボルテージレギュレータ |
JP6366433B2 (ja) * | 2014-09-03 | 2018-08-01 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 半導体装置 |
JP6530226B2 (ja) | 2015-04-20 | 2019-06-12 | ラピスセミコンダクタ株式会社 | 電圧レギュレータ、半導体装置、及び電圧レギュレータの電圧生成方法 |
JP2017126259A (ja) * | 2016-01-15 | 2017-07-20 | 株式会社東芝 | 電源装置 |
JP6638423B2 (ja) * | 2016-01-27 | 2020-01-29 | ミツミ電機株式会社 | レギュレータ用半導体集積回路 |
CN106155162B (zh) * | 2016-08-09 | 2017-06-30 | 电子科技大学 | 一种低压差线性稳压器 |
JP6251355B2 (ja) * | 2016-11-10 | 2017-12-20 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 差動出力回路 |
JP2019117679A (ja) * | 2017-12-27 | 2019-07-18 | 東芝メモリ株式会社 | 半導体記憶装置 |
CN110058631B (zh) * | 2018-01-18 | 2022-07-29 | 恩智浦美国有限公司 | 具有前馈电路的电压调节器 |
EP3514653B1 (en) * | 2018-01-19 | 2022-06-08 | Socionext Inc. | Signal-generation circuitry |
JP6818710B2 (ja) * | 2018-03-19 | 2021-01-20 | 株式会社東芝 | 定電圧回路 |
JP7292108B2 (ja) * | 2019-05-27 | 2023-06-16 | エイブリック株式会社 | ボルテージレギュレータ |
JP2021144411A (ja) * | 2020-03-11 | 2021-09-24 | キオクシア株式会社 | 半導体装置及びメモリシステム |
-
2020
- 2020-03-11 JP JP2020042001A patent/JP2021144411A/ja active Pending
- 2020-07-08 TW TW109122970A patent/TWI736351B/zh active
- 2020-07-31 CN CN202010757360.1A patent/CN113393872B/zh active Active
- 2020-09-02 US US17/010,198 patent/US11302400B2/en active Active
-
2022
- 2022-03-21 US US17/699,982 patent/US11615852B2/en active Active
-
2023
- 2023-02-23 US US18/173,499 patent/US11955185B2/en active Active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US11955185B2 (en) | 2024-04-09 |
US20220208281A1 (en) | 2022-06-30 |
US20210287753A1 (en) | 2021-09-16 |
CN113393872B (zh) | 2023-09-05 |
US11615852B2 (en) | 2023-03-28 |
US11302400B2 (en) | 2022-04-12 |
US20230207025A1 (en) | 2023-06-29 |
TWI736351B (zh) | 2021-08-11 |
CN113393872A (zh) | 2021-09-14 |
TW202135070A (zh) | 2021-09-16 |
TW202201414A (zh) | 2022-01-01 |
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