JP2020150698A - ステッピングモータの駆動回路およびその駆動方法、それを用いた電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】高トルクモードと高効率モードを適切に切りかえ可能な駆動回路を提供する。【解決手段】逆起電力検出回路２３０は、ステッピングモータ１０２のコイルに生ずる逆起電力ＶＢＥＭＦを検出する。回転数検出回路２３２は、ステッピングモータ１０２の回転数を示す回転数検出信号を生成する。判定回路２９０は、回転数検出信号が、連続する複数サイクルにわたり安定であるときにアサートされる判定信号ＭＯＤＥを生成する。電流値設定回路２１０は、コイル電流の目標値を示す電流設定値ＩＲＥＦを生成する。電流値設定回路２１０は、判定信号ＭＯＤＥがネゲートの間、電流設定値ＩＲＥＦを所定値とし、判定信号ＭＯＤＥがアサートの間、電流設定値ＩＲＥＦを、逆起電力ＶＢＥＭＦにもとづいて調節する。定電流チョッパ回路２５０は、コイル電流の検出値が電流設定値にもとづく目標量に近づくようにパルス変調されるパルス変調信号ＳＰＷＭを生成する。【選択図】図４

Description

本発明は、ステッピングモータの駆動技術に関する。

ステッピングモータは、電子機器、産業機械、ロボットにおいて広く採用される。ステッピングモータは、ホストコントローラが生成する入力クロックに同期して回転する同期モータであり、起動、停止、位置決めに優れた制御性を持っている。さらにステッピングモータは、オープンループでの位置制御が可能であり、またデジタル信号処理に適するという特性を有する。

図１は、従来のステッピングモータとその駆動回路を備えるモータシステムのブロック図である。ホストコントローラ２は、駆動回路４に対して、入力クロックＣＬＫを供給する。駆動回路４は、入力クロックＣＬＫと同期して、励磁位置を変化させる。

図２は、励磁位置を説明する図である。励磁位置は、ステッピングモータ６の２個のコイルＬ１，Ｌ２に流れるコイル電流（駆動電流）Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２の組み合わせとして把握される。図２には、８個の励磁位置１〜８が示されている。１相励磁では、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２に交互に電流が流れ、励磁位置２，４，６，８を遷移する。２相励磁では、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２の両方に電流が流れ、励磁位置１，３，５，７を遷移する。１−２相励磁は、１相励磁と２相励磁の組み合わせであり、励磁位置１〜８を遷移する。マイクロステップ駆動では、さらに励磁位置が細かく制御される。

図３は、ステッピングモータの駆動シーケンスを説明する図である。始動時に、入力クロックＣＬＫの周波数ｆ_ＩＮは時間とともに上昇し、ステッピングモータが加速する。そして、周波数ｆ_ＩＮがある目標値に到達すると、一定に保たれ、ステッピングモータが定速回転する。その後、ステッピングモータを停止させる際には、入力クロックＣＬＫの周波数を低下させ、ステッピングモータを減速させる。図３の制御を台形波駆動とも称する。

通常状態において、ステッピングモータのロータは、入力クロック数に比例したステップ角ずつ同期して回転する。ところが、急な負荷変動や速度変化が生ずると同期が失われる。これを脱調という。ひとたび脱調すると、その後、ステッピングモータを正常に駆動するために特別な処理が必要となるため、脱調を防止することが望まれる。

そこで、脱調の可能性が高い加速時および減速時においては、速度変化に対して脱調が起こらない程度に十分大きい出力トルクが得られるように、駆動電流の目標値Ｉ_ＲＥＦを、固定的な値Ｉ_ＦＵＬＬに設定する（高トルクモード）。

回転数が安定し、脱調の可能性が低い状況では、駆動電流の目標値Ｉ_ＲＥＦを減少させて、効率を改善させる（高効率モード）。特許文献５には、脱調を防止しつつ、出力トルク（すなわち電流量）をフィードバックにより最適化することにより、消費電力を低減して効率を改善する技術が提案されている。具体的には逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦにもとづいて負荷角φを推定し、負荷角φが目標値φ_ＲＥＦに近づくように駆動電流（コイル電流）Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２の目標値Ｉ_ＲＥＦがフィードバック制御される。逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦは式（１）で表される。
Ｖ_ＢＥＭＦ＝Ｋ_Ｅ×ω×ｃｏｓφ …（１）
ωはステッピングモータの角速度（以下、回転数あるいは周波数という）であり、Ｋ_Ｅは逆起電力定数である。

特開平９−１０３０９６号公報 特開２００４−１２０９５７号公報 特開２０００−１８４７８９号公報 特開２００４−１８０３５４号公報 特許第６２５８００４号公報

本発明者らは、図３の制御について検討した結果、以下の課題を認識するに至った。図３の制御では、入力クロックＣＬＫの周波数が一定に維持される期間、高効率モードが固定的に選択される。しかしながら、高効率モードを選択中に、負荷変動が生じたり、回転数変動が発生するした場合に、トルク不足となって脱調する場合がある。これはフィードバックループの応答速度の制約により、負荷角φを維持しうる目標電流Ｉ_ＲＥＦに到達するまでの遅延が無視できないことによる。

本発明は係る状況においてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、高トルクモードと高効率モードを適切に切りかえ可能な駆動回路の提供にある。

本発明のある態様は、ステッピングモータの駆動回路に関する。駆動回路は、ステッピングモータのコイルに生ずる逆起電力を検出する逆起電力検出回路と、ステッピングモータの回転数を示す回転数検出信号を生成する回転数検出回路と、回転数検出信号が、連続する複数サイクルにわたり安定であるときにアサートされる判定信号を生成する判定回路と、コイルに流れるコイル電流の目標値を示す電流設定値を生成する電流値設定回路であって、判定信号がネゲートの間、電流設定値を所定値とし、判定信号がアサートの間、電流設定値を、逆起電力にもとづいて調節する電流値設定回路と、コイル電流の検出値が電流設定値にもとづく目標量に近づくようにパルス変調されるパルス変調信号を生成する定電流チョッパ回路と、パルス変調信号に応じて、コイルに接続されるブリッジ回路を制御するロジック回路と、を備える。

この態様によると、ステッピングモータの回転数を監視し、回転数が安定していることを条件として、高効率モードを選択し、回転数が不安定である場合には高トルクモードに切り替えることにより、脱調を抑制しつつ、効率を改善できる。

判定回路は、連続する複数サイクルの回転数検出信号を保持するメモリと、メモリに保持される複数の回転数検出信号の隣接するすべてのペアの誤差が第１しきい値より小さく、かつ最初の回転数検出信号と最後の回転数検出信号の誤差が第２しきい値より小さいときに、判定信号をアサートしてもよい。

回転数検出信号は、駆動回路に入力される入力クロックまたはそれにもとづく内部信号の周期であってもよい。

電流値設定回路は、逆起電力にもとづいて負荷角を推定する負荷角推定部と、推定された負荷角が所定の目標角に近づくように、電流設定値を生成するフィードバック制御器と、を含んでもよい。

定電流チョッパ回路は、コイル電流の検出値を、電流設定値にもとづくしきい値と比較するコンパレータと、所定の周波数で発振するオシレータと、コンパレータの出力に応じてオフレベルに遷移し、オシレータの出力に応じてオンレベルに遷移するパルス変調信号を出力するフリップフロップと、を含んでもよい。

駆動回路は、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。回路を１つのチップ上に集積化することにより、回路面積を削減することができるとともに、回路素子の特性を均一に保つことができる。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば高トルクモードと高効率モードを適切に切りかえることができる。

従来のステッピングモータとその駆動回路を備えるモータシステムのブロック図である。 励磁位置を説明する図である。 ステッピングモータの駆動シーケンスを説明する図である。 実施の形態に係る駆動回路を備えるモータシステムのブロック図である。 判定回路の構成例を示す回路図である。 判定回路の具体的な構成例を示す回路図である。 判定ロジックの構成例を示す図である。 図４の駆動回路の動作波形図である。 入力クロックＣＬＫの周波数ｆ_ＩＮが変動したときの動作波形図である。 駆動回路の構成例を示す回路図である。 電流値設定回路の別の構成例を示す図である。 図１２（ａ）〜（ｃ）は、駆動回路を備える電子機器の例を示す斜視図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

本明細書において参照する波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化され、あるいは誇張もしくは強調されている。

（実施の形態）
図４は、実施の形態に係る駆動回路２００を備えるモータシステム１００のブロック図である。駆動回路２００は、ステッピングモータ１０２およびホストコントローラ２とともにモータシステム１００を構成する。ステッピングモータ１０２は、ＰＭ（Permanent Magnet）型、ＶＲ型（Variable Reluctance）型、ＨＢ（Hybrid）型のいずれであってもよい。

駆動回路２００の入力ピンＩＮには、ホストコントローラ２から入力クロックＣＬＫが入力される。また駆動回路２００の方向指示ピンＤＩＲには、時計回り（ＣＷ）、反時計回り（ＣＣＷ）を指示する方向指示信号ＤＩＲが入力される。

駆動回路２００は、入力クロックＣＬＫが入力されるたびに、方向指示信号ＤＩＲに応じた方向に、ステッピングモータ１０２のロータを所定角、回転させる。

駆動回路２００は、ブリッジ回路２０２＿１，２０２＿２、電流値設定回路２１０、逆起電力検出回路２３０、回転数検出回路２３２、定電流チョッパ回路２５０＿１，２５０＿２、ロジック回路２７０、判定回路２９０を備え、ひとつの半導体基板上に一体集積化される。

本実施の形態において、ステッピングモータ１０２は２相モータであり、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２を含む。駆動回路２００の駆動方式は特に限定されず、１相励磁、２相励磁、１−２相励磁、あるいはマイクロステップ駆動（Ｗ１−２相駆動、２Ｗ１−２相駆動など）のいずれであってもよい。

第１チャンネルＣＨ１のブリッジ回路２０２＿１は、第１コイルＬ１と接続される。第２チャンネルＣＨ２のブリッジ回路２０２＿２は、第２コイルＬ２と接続される。

ブリッジ回路２０２＿１、２０２＿２はそれぞれ、４つのトランジスタＭ１〜Ｍ４を含むＨブリッジ回路である。ブリッジ回路２０２＿１のトランジスタＭ１〜Ｍ４は、ロジック回路２７０からの制御信号ＣＮＴ１にもとづいてスイッチングされ、それにより、第１コイルＬ１の電圧（第１コイル電圧ともいう）Ｖ_ＯＵＴ１がスイッチングされる。

ブリッジ回路２０２＿２は、ブリッジ回路２０２＿１と同様に構成され、そのトランジスタＭ１〜Ｍ４は、ロジック回路２７０からの制御信号ＣＮＴ２にもとづいてスイッチングされ、それにより、第２コイルＬ２の電圧（第２コイル電圧ともいう）Ｖ_ＯＵＴ２がスイッチングされる。

電流値設定回路２１０は、電流設定値Ｉ_ＲＥＦを生成する。ステッピングモータ１０２の始動直後は、電流設定値Ｉ_ＲＥＦはある所定値（フルトルク設定値という）Ｉ_ＦＵＬＬに固定される。所定値Ｉ_ＦＵＬＬは、電流設定値Ｉ_ＲＥＦが取り得る範囲の最大値としてもよく、この場合、ステッピングモータ１０２はフルトルクで駆動される。この状態を高トルクモードと称する。

ステッピングモータ１０２が安定的に回転しはじめると、言い換えると脱調のおそれが低下すると、高効率モードに遷移する。電流値設定回路２１０は高効率モードにおいて、電流設定値Ｉ_ＲＥＦを、フィードバック制御により調整し、これにより消費電力を削減する。

逆起電力検出回路２３０は、ステッピングモータ１０２のコイルＬ１（Ｌ２）に生ずる逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}（Ｖ_{ＢＥＭＦ２}）を検出する。逆起電力の検出方法は特に限定されず、公知技術を用いればよい。一般的には逆起電力は、ある検出窓（検出区間）を設定し、コイルの両端をハイインピーダンスとし、そのときのコイルの電圧をサンプリングすることにより得ることができる。たとえば１相励磁や１−２相励磁では、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}（Ｖ_{ＢＥＭＦ２}）を、監視対象のコイルの一端（ブリッジ回路の出力）がハイインピーダンスとなる励磁位置（図２の２，４，６，８）ごとに、すなわち所定の励磁位置ごとに測定することができる。

回転数検出回路２３２は、ステッピングモータ１０２の回転数ωを取得し、回転数ωを示す検出信号を生成する。たとえば回転数検出回路２３２は、回転数ωの逆数に比例する周期Ｔ（＝２π／ω）を測定し、周期Ｔを検出信号として出力してもよい。脱調が生じていない状況では、入力クロックＣＬＫの周波数（周期）は、ステッピングモータ１０２の回転数（周期）と比例する。したがって回転数検出回路２３２は、入力クロックＣＬＫ、またはそれにもとづいて生成される内部信号の周期を測定し、検出信号としてもよい。

定電流チョッパ回路２５０＿１は、第１コイルＬ１の通電中に、第１コイルＬ１に流れるコイル電流Ｉ_Ｌ１の検出値Ｉ_ＮＦ１が電流設定値Ｉ_ＲＥＦにもとづく目標量に近づくようにパルス変調されるパルス変調信号Ｓ_ＰＷＭ１を生成する。定電流チョッパ回路２５０＿２は、第２コイルＬ２に通電中に、第２コイルＬ２に流れるコイル電流Ｉ_Ｌ２の検出値Ｉ_ＮＦ２が電流設定値Ｉ_ＲＥＦに近づくようにパルス変調されるパルス変調信号Ｓ_ＰＷＭ２を生成する。

ブリッジ回路２０２＿１，２０２＿２はそれぞれ、電流検出抵抗Ｒ_ＮＦを含み、電流検出抵抗Ｒ_ＮＦの電圧降下が、コイル電流Ｉ_Ｌの検出値となる。なお、電流検出抵抗Ｒ_ＮＦの位置は限定されず、電源側に設けてもよいし、ブリッジ回路の２つの出力の間に、コイルと直列に設けてもよい。

ロジック回路２７０は、パルス変調信号Ｓ_ＰＷＭ１に応じて、第１コイルＬ１に接続されるブリッジ回路２０２＿１を制御する。またロジック回路２７０は、パルス変調信号Ｓ_ＰＷＭ２に応じて、第２コイルＬ２に接続されるブリッジ回路２０２＿２を制御する。

ロジック回路２７０は、入力クロックＣＬＫが入力される度に、励磁位置を変化させ、電流を供給するコイル（もしくはコイルのペア）を切り替える。励磁位置は、第１コイルＬ１のコイル電流と第２コイルＬ２それぞれのコイル電流の大きさと向きの組み合わせとして把握される。励磁位置は、入力クロックＣＬＫのポジエッジのみに応じて遷移してもよいし、ネガエッジのみに応じて遷移してもよいし、それらの両方に応じて遷移してもよい。

電流値設定回路２１０は、（i）コイル電流の振幅を規定する電流設定値Ｉ_ＲＥＦをフルトルクに相当する大きな値に固定する高トルクモードと、（ii）電流設定値Ｉ_ＲＥＦをフィードバック制御により調整する高効率モードとが切り替え可能に構成される。電流値設定回路２１０のモードは、判定回路２９０が生成する判定信号ＭＯＤＥに応じて選択される。高効率モードでは、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}にもとづいて、電流設定値Ｉ_ＲＥＦが生成される。

判定回路２９０は、回転数検出回路２３２が生成する回転数検出信号が、連続する複数サイクルにわたり安定であるときに判定信号ＭＯＤＥをアサート（ハイ）し、不安定であるときに判定信号ＭＯＤＥをネゲート（たとえばロー）する。

図５は、判定回路２９０の構成例を示す回路図である。判定回路２９０は、メモリ２９２、第１判定部２９４、第２判定部２９６、ＡＮＤゲート２９８を含む。

メモリ２９２は、ＦＩＦＯ（First In First Out）メモリであり、連続する複数（この例では４個）の回転数検出信号Ｔを保持する。

第１判定部２９４は、メモリ２９２に保持される複数の回転数検出信号Ｔ_１〜Ｔ_４にもとづいて、回転数が安定しているか否かを判定し、安定であるとき、マスク信号ＣＯＮＳＴ＿ＣＬＫ＿ＭＡＳＫをアサート（ハイ）する。

第２判定部２９６は、回転数検出信号Ｔをしきい値Ｔ_ＴＨと比較し、Ｔ＜Ｔ_ＴＨのとき、言い換えれば、回転数ωがあるしきい値ω_ＴＨより高いときに、マスク信号ＭＩＮ＿ＣＬＫ＿ＭＡＳＫをアサート（ハイ）する。

ＡＮＤゲート２９８は、２つのマスク信号ＣＯＮＳＴ＿ＣＬＫ＿ＭＡＳＫとＭＩＮ＿ＣＬＫ＿ＭＡＳＫの論理積をとり、判定信号ＭＯＤＥを出力する。この判定信号ＭＯＤＥは、ステッピングモータ１０２の回転数が安定しており、かつ回転数があるしきい値より高いときにアサートされる。

図６は、判定回路２９０の具体的な構成例を示す回路図である。第１判定部２９４は、判定ロジック２９５＿１〜２９５＿４，ＡＮＤゲートＡ１，Ａ２を含む。

第１判定部２９４は、メモリ２９２に保持される複数の回転数検出信号Ｔ_１〜Ｔ_４の隣接するすべてのペアの誤差が第１しきい値より小さいとき、中間判定信号Ｓ１をアサート（ハイ）する。ｉ番目の判定ロジック２９５＿ｉ（ｉ＝１〜３）は、ｉ番目の回転数検出信号Ｔ_ｉと（ｉ＋１）番目の回転数検出信号Ｔ_ｉ＋１の差分が、第１しきい値より大きいか小さいかを判定する。ＡＮＤゲートＡ１は、複数の判定ロジック２９５＿１〜２９５＿３の出力の論理積をとり、中間判定信号Ｓ１を出力する。

判定ロジック２９５＿４は、判定ロジック２９５＿１〜２９５＿３と同様に構成される。判定ロジック２９５＿４は、最初の回転数検出信号Ｔ_１と最後の回転数検出信号Ｔ_４の誤差が第２しきい値より小さいときに、中間判定信号Ｓ２をアサートする。

たとえば、判定ロジック２９５＿ｉ（ｉ＝１〜４）は、２つの入力の誤差が６．２５％より小さいときに、その出力をハイ（１）としてもよい。

ＡＮＤゲートＡ２は、２つの中間判定信号Ｓ１とＳ２の論理積をとり、マスク信号ＣＯＮＳＴ＿ＣＬＫ＿ＭＡＳＫを出力する。マスク信号ＣＯＮＳＴ＿ＣＬＫ＿ＭＡＳＫは、入力クロックＣＬＫの周波数が安定しているときにアサート（ハイ）となる。

第２判定部２９６は比較器２９７を含み、回転数検出信号Ｔをしきい値Ｔ_ＴＨと比較し、Ｔ＜Ｔ_ＴＨのとき、言い換えれば、回転数ωがあるしきい値ω_ＴＨより高いときに、マスク信号ＭＩＮ＿ＣＬＫ＿ＭＡＳＫをアサート（ハイ）する。

図７は、判定ロジック２９５＿ｉの構成例を示す図である。判定ロジック２９５は、減算器２９５Ａ、係数回路２９５Ｂ、絶対値回路２９５Ｃ、比較器２９５Ｄを含む。減算器２９５Ａは、２つの入力Ｔ_ｉとＴ_ｉ＋１の差分、すなわち周期の変動量を生成する。係数回路２９５Ｂは、一方の入力Ｔ_ｉに許容誤差率に対応する係数を乗算する。上述のように、許容誤差率が６．２５％（＝１／１６）の場合、係数回路２９５Ｂは、入力Ｔ_ｉを４ビットシフトするビットシフタで構成でき、これにより回路を簡素化できる。

絶対値回路２９５Ｃは、減算器２９５Ａの出力（すなわち周期の変動量）の絶対値をとる。比較器２９５Ｄは、絶対値回路２９５Ｃの出力を、係数回路２９５Ｂの出力である許容誤差と比較し、大小関係を示す信号を出力する。

以上が駆動回路２００の構成である。続いて、その動作を説明する。図８は、図４の駆動回路２００の動作波形図である。時刻ｔ_０に、入力クロックＣＬＫが入力され、その周波数は時間とともに増大していく。このとき、電流指令値Ｉ_ＲＥＦは、高トルク設定値Ｉ_ＦＵＬＬに固定される。

そして時刻ｔ_１に入力クロックＣＬＫの周波数ｆ_ＩＮ、言い換えればステッピングモータ１０２の回転数がしきい値を超えると、マスク信号ＭＩＮ＿ＣＬＫ＿ＭＡＳＫがアサートされる。

時刻ｔ_２以降、入力クロックＣＬＫの周波数が一定となる。そして、時刻ｔ_２から４サイクル後の時刻ｔ_３に、マスク信号ＣＯＮＳＴ＿ＣＬＫ＿ＭＡＳＫがアサートされ、判定信号ＭＯＤＥがハイとなる。

判定信号ＭＯＤＥがハイとなると、高効率モードに移行する。高効率モードでは電流指令値Ｉ_ＲＥＦは、逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦにもとづいて最適化される。

時刻ｔ_４に、入力クロックＣＬＫの周波数ｆ_ＩＮが低下しはじめる。それから４サイクル後の時刻ｔ_５に、マスク信号ＣＯＮＳＴ＿ＣＬＫ＿ＭＡＳＫがネゲートされ、判定信号ＭＯＤＥがローとなる。判定信号ＭＯＤＥがローになると、高トルクモードに移行し、電流指令値Ｉ_ＲＥＦは高トルク設定値Ｉ_ＦＵＬＬに固定される。時刻ｔ_６に回転数がしきい値を下回ると、マスク信号ＭＩＮ＿ＣＬＫ＿ＭＡＳＫがネゲートされる。

図９は、入力クロックＣＬＫの周波数ｆ_ＩＮが変動したときの動作波形図である。時刻ｔ_１０に入力クロックＣＬＫの周波数ｆ_ＩＮが一定となる。時刻ｔ_１１に、入力クロックＣＬＫの周波数ｆ_ＩＮが低下し始めると、その４サイクル後の時刻ｔ_１２にマスク信号ＣＯＮＳＴ＿ＣＬＫ＿ＭＡＳＫはネゲートされ、判定信号ＭＯＤＥがローとなる。これにより高トルクモードに移行し、ステッピングモータ１０２がフルトルクで駆動される。これにより、入力クロックＣＬＫの周波数ｆ_ＩＮに追従して、ステッピングモータ１０２の回転数を低下させることができる。

時刻ｔ_１３に入力クロックＣＬＫの周波数が一定となる。時刻ｔ１４に、マスク信号ＣＯＮＳＴ＿ＣＬＫ＿ＭＡＳＫが再びアサートされると、判定信号ＭＯＤＥがハイとなる。これにより、高効率モードに戻る。

以上が駆動回路２００の動作である。この駆動回路２００によれば、ステッピングモータ１０２の回転数を指示する入力クロックを監視し、回転数が安定していることを条件として、高効率モードを選択することにより効率を改善できる。回転数が不安定である場合には高トルクモードに切り替えることにより、脱調を抑制して、入力クロックの周波数変動、すなわち回転数指令の変動に追従することができる。

逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦは回転数に比例するため、回転数が低い状況では、逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦが小さく、正確に測定することができない。そこで、マスク信号ＭＩＮ＿ＣＬＫ＿ＭＡＳＫを生成し、それがネゲートされる間は、逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦの参照が不要な高トルクモードを利用することとした。これにより、入力クロックＣＬＫの周波数が低い状態で一定となっている場合に、ステッピングモータ１０２を正確に駆動することができる。

図１０は、駆動回路２００の構成例を示す回路図である。図１０には、第１コイルＬ１に関連する部分のみが示される。

ロジック回路２７０は、入力クロックＣＬＫと同期して励磁位置を変化させる。ロジック回路２７０において、いくつかの中間信号が生成される。それらのうち、タイミング信号ＰＨＡＳＥ＿Ａ、ＰＨＡＳＥ＿Ｂは、出力ＯＵＴ１Ａがハイインピーダンスとなる期間あるいはタイミング、出力ＯＵＴ１Ｂがハイインピーダンスとなる期間あるいはタイミングを示す信号として利用できる。

逆起電力検出回路２３０は、タイミング信号ＰＨＡＳＥ＿Ａ，ＰＨＡＳＥ＿Ｂに応答して、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}を測定する。

回転数検出回路２３２は、カウンタ２３４を含む。カウンタ２３４は、タイミング信号ＰＨＡＳＥ＿Ａ、ＰＨＡＳＥ＿Ｂの少なくとも一方の周期Ｔを測定する。タイミング信号ＰＨＡＳＥ＿Ａ，ＰＨＡＳＥ＿Ｂの周期Ｔは、ステッピングモータ１０２の回転数に反比例する回転数検出信号である。

判定回路２９０は、回転数検出信号を監視し、入力クロックＣＬＫの周波数が一定であり、かつしきい値より大きいときに、判定信号ＭＯＤＥをハイとし、そうでないときに判定信号ＭＯＤＥをローとする。判定信号ＭＯＤＥは、電流値設定回路２１０に供給される。電流値設定回路２１０は、判定信号ＭＯＤＥがローのとき、高トルクモードとなり、判定信号ＭＯＤＥがハイのとき、高効率モードとなる。

電流値設定回路２１０は、フィードバックコントローラ２２０、フィードフォワードコントローラ２４０、マルチプレクサ２１２を含む。フィードフォワードコントローラ２４０は、始動開始直後の高トルクモードにおいて使用される固定的な電流設定値Ｉｘ（＝Ｉ_ＦＵＬＬ）を出力する。

フィードバックコントローラ２２０は、高効率モードにおいてアクティブとなり、逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦにもとづいてフィードバック制御される電流設定値Ｉｙを出力する。

マルチプレクサ２１６は、判定信号ＭＯＤＥに応じて、２つの信号Ｉｘ，Ｉｙの一方を選択し、電流設定値Ｉ_ｒｅｆとして出力する。

フィードバックコントローラ２２０は、負荷角推定部２２２、減算器２２４、ＰＩ制御器２２６を含む。

負荷角推定部２２２は、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}にもとづいて負荷角φを推定する。負荷角φは、第１コイルＬ１に流れる駆動電流で定まる電流ベクトル（つまり位置指令）と、ロータ（可動子）の位置の差に相当する。上述のように、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}は、以下の式で与えられる。
Ｖ_{ＢＥＭＦ１}＝Ｋ_Ｅ・ω・ｃｏｓφ
Ｋ_Ｅは逆起電力定数、ωは回転数である。したがって、逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦを測定することで、負荷角φと相関を有する検出値を生成することができる。たとえば、ｃｏｓφを検出値としてもよく、この場合、検出値は式（４）で表される。
ｃｏｓφ＝Ｖ_{ＢＥＭＦ１}・ω^−１／Ｋ_Ｅ
＝Ｖ_{ＢＥＭＦ１}・（Ｔ／２π）・Ｋ_Ｅ ^−１ …（４）

フィードバックコントローラ２２０は、推定された負荷角φが所定の目標角φ_ＲＥＦに近づくように、電流設定値Ｉｙを生成する。具体的には減算器２２４は、負荷角φにもとづく検出値ｃｏｓφとその目標値ｃｏｓ（φ_ＲＥＦ）の誤差ＥＲＲを生成する。ＰＩ（比例・積分）制御器２２６は、誤差ＥＲＲがゼロとなるようにＰＩ制御演算を行い、電流設定値Ｉｙを生成する。ＰＩ制御器に代えて、Ｐ（比例）制御演算を行うＰ制御器、ＰＩＤ（比例・積分・微分）制御演算を行うＰＩＤ制御器を用いてもよい。あるいはフィードバックコントローラ２２０の処理は、誤差増幅器を用いたアナログ回路でも実現可能である。

定電流チョッパ回路２５０＿１は、Ｄ／Ａコンバータ２５２、ＰＷＭコンパレータ２５４、オシレータ２５６、フリップフロップ２５８を含む。Ｄ／Ａコンバータ２５２は、電流設定値Ｉ_ＲＥＦをアナログ電圧Ｖ_ＲＥＦに変換する。ＰＷＭコンパレータ２５４は、フィードバック信号Ｉ_ＮＦ１を基準電圧Ｖ_ＲＥＦと比較し、Ｉ_ＮＦ１＞Ｖ_ＲＥＦとなると、オフ信号Ｓ_ＯＦＦをアサート（ハイ）する。オシレータ２５６は、チョッピング周波数を規定する周期的なオン信号Ｓ_ＯＮを生成する。フリップフロップ２５８は、オン信号Ｓ_ＯＮに応じてオンレベル（たとえばハイ）に遷移し、オフ信号Ｓ_ＯＦＦに応じてオフレベル（たとえばロー）に遷移するＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭ１を出力する。

図１１は、電流値設定回路２１０の別の構成例を示す図である。フィードバックコントローラ２２０は、高効率モードにおいてアクティブとなり、負荷角φが目標値φ_ＲＥＦに近づくように値が調節される電流補正値ΔＩを生成する。電流補正値ΔＩは、高トルクモードおよびパラメータ測定モードにおいてゼロである。

フィードフォワードコントローラ２４０は、高効率モードにおいて、所定の高効率設定値Ｉ_ＬＯＷを出力する。Ｉ_ＦＵＬＬ＞Ｉ_ＬＯＷの関係が成り立っていてもよい。電流値設定回路２１０は、図１０のマルチプレクサ２１２に代えて加算器２１４を含み、加算器２１４は、フィードフォワードコントローラ２４０が生成する高効率設定値Ｉ_ＬＯＷに、電流補正値ΔＩを加算する。これにより負荷角φが目標値φ_ＲＥＦに近づくように、電流設定値Ｉ_ＲＥＦ＝Ｉ_ＬＯＷ＋ΔＩが調節される。

最後に、駆動回路２００の用途を説明する。駆動回路２００は、さまざまな電子機器に利用される。図１２（ａ）〜（ｃ）は、駆動回路２００を備える電子機器の例を示す斜視図である。

図１２（ａ）の電子機器は、光ディスク装置５００である。光ディスク装置５００は、光ディスク５０２と、ピックアップ５０４、を備える。ピックアップ５０４は、光ディスク５０２にデータを書き込み、読み出すために設けられる。ピックアップ５０４は、光ディスク５０２の記録面上を、光ディスクの半径方向に可動となっている（トラッキング）。また、ピックアップ５０４と光ディスクの距離も可変となっている（フォーカシング）。ピックアップ５０４は、図示しないステッピングモータにより位置決めされる。駆動回路２００は、ステッピングモータを制御する。この構成によれば、脱調を防止しながら高効率で、ピックアップ５０４を高精度に位置決めできる。

図１２（ｂ）の電子機器は、デジタルスチルカメラやデジタルビデオカメラ、携帯電話端末など、撮像機能付きデバイス６００である。デバイス６００は、撮像素子６０２、オートフォーカス用レンズ６０４を備える。ステッピングモータ１０２は、オートフォーカス用レンズ６０４の位置決めを行う。駆動回路２００はステッピングモータ１０２を駆動するこの構成によれば、脱調を防止しながら高効率で、オートフォーカス用レンズ６０４を高精度に位置決めできる。オートフォーカス用レンズの他、手ぶれ補正用のレンズの駆動に駆動回路２００を用いてもよい。あるいは駆動回路２００は、絞り制御に用いてもよい。

図１２（ｃ）の電子機器は、プリンタ７００である。プリンタ７００は、ヘッド７０２、ガイドレール７０４を備える。ヘッド７０２は、ガイドレール７０４に沿って位置決め可能に支持されている。ステッピングモータ１０２は、ヘッド７０２の位置を制御する。駆動回路２００は、ステッピングモータ１０２を制御する。この構成によれば、脱調を防止しながら高効率で、ヘッド７０２を高精度に位置決めできる。ヘッド駆動用のほか、用紙送り機構用のモータの駆動に、駆動回路２００を用いてもよい。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

（変形例１）
ロジック回路２７０は、負荷角φが目標角φ_ＲＥＦに近づくように、電流設定値Ｉ_ＲＥＦを調節することに代えて、あるいはそれと組み合わせて、ブリッジ回路２０２に供給される電源電圧Ｖ_ＤＤを調節してもよい。電源電圧Ｖ_ＤＤを変化させることにより、ステッピングモータ１０２のコイルＬ１、Ｌ２に供給される電力を変化させることができる。

（変形例２）
実施の形態では、ブリッジ回路２０２がフルブリッジ回路（Ｈブリッジ）で構成される場合を説明したが、それには限定されず、ハーフブリッジ回路で構成されてもよい。またブリッジ回路２０２は、駆動回路２００とは別チップであってもよいし、ディスクリート部品であってもよい。

（変形例３）
高効率モードにおける電流設定値Ｉ_ＲＥＦ（Ｉｙ）の生成方法は、実施の形態で説明したものに限定されない。たとえば逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}の目標値Ｖ_{ＢＥＭＦ（ＲＥＦ）}を定めておき、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}が目標値Ｖ_{ＢＥＭＦ（ＲＥＦ）}に近づくように、フィードバックループを構成してもよい。

（変形例４）
実施の形態では２つのコイルに流れる電流Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２は、励磁位置に応じてオン、オフされるが、その電流量は、励磁位置によらずに一定であった。この場合、励磁位置によってトルクが変動することとなる。この制御に変えて、励磁位置にかかわらずトルクが一定となるように電流Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２を修正してもよい。たとえば１−２相励磁では、励磁位置２，４，６，８における電流Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２の量を、励磁位置１，３，５，７における電流の量の√２倍としてもよい。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。

Ｌ１ 第１コイル
Ｌ２ 第２コイル
２ ホストコントローラ
１００ モータシステム
１０２ ステッピングモータ
２００ 駆動回路
２０２ ブリッジ回路
２１０ 電流値設定回路
Ｒ_ＮＦ 検出抵抗
２１２ マルチプレクサ
２１４ 加算器
２２０ フィードバックコントローラ
２２２ 負荷角推定部
２２４ 減算器
２２６ 制御器
２３０ 逆起電力検出回路
２３２ 回転数検出回路
２３４ カウンタ
２４０ フィードフォワードコントローラ
２５０ 定電流チョッパ回路
２５２ Ｄ／Ａコンバータ
２５４ ＰＷＭコンパレータ
２５６ オシレータ
２５８ フリップフロップ
２７０ ロジック回路
２９０ 判定回路
２９２ メモリ
２９４ 第１判定部
２９５ 判定ロジック
２９６ 第２判定部
２９７ 比較器
２９８ ＡＮＤゲート

Claims (9)

1. ステッピングモータの駆動回路であって、
   前記ステッピングモータのコイルに生ずる逆起電力を検出する逆起電力検出回路と、
   前記ステッピングモータの回転数を示す回転数検出信号を生成する回転数検出回路と、
   前記回転数検出信号が、連続する複数サイクルにわたり安定であるときにアサートされる判定信号を生成する判定回路と、
   前記コイルに流れるコイル電流の目標値を示す電流設定値を生成する電流値設定回路であって、前記判定信号がネゲートの間、前記電流設定値を所定値とし、前記判定信号がアサートの間、前記電流設定値を、前記逆起電力にもとづいて調節する電流値設定回路と、
   前記コイル電流の検出値が前記電流設定値にもとづく目標量に近づくようにパルス変調されるパルス変調信号を生成する定電流チョッパ回路と、
   前記パルス変調信号に応じて、前記コイルに接続されるブリッジ回路を制御するロジック回路と、
   を備えることを特徴とする駆動回路。
2. 前記判定回路は、
   連続する複数サイクルの前記回転数検出信号を保持するメモリと、
   前記メモリに保持される複数の回転数検出信号の隣接するすべてのペアの誤差が第１しきい値より小さく、かつ最初の回転数検出信号と最後の回転数検出信号の誤差が第２しきい値より小さいときに、前記判定信号をアサートすることを特徴とする請求項１に記載の駆動回路。
3. 前記判定回路は、前記回転数検出信号が複数サイクルにわたり安定であり、かつ前記回転数が所定のしきい値より高いときに、前記判定信号をアサートすることを特徴とする請求項１または２に記載の駆動回路。
4. 前記回転数検出信号は、前記駆動回路に入力される入力クロックまたはそれにもとづく内部信号の周期であることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の駆動回路。
5. 前記電流値設定回路は、
   前記逆起電力にもとづいて負荷角を推定する負荷角推定部と、
   推定された前記負荷角が所定の目標角に近づくように、前記電流設定値を生成するフィードバック制御器と、
   を含むことを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の駆動回路。
6. 前記定電流チョッパ回路は、
   前記コイル電流の検出値を、前記電流設定値にもとづくしきい値と比較するコンパレータと、
   所定の周波数で発振するオシレータと、
   前記コンパレータの出力に応じてオフレベルに遷移し、前記オシレータの出力に応じてオンレベルに遷移する前記パルス変調信号を出力するフリップフロップと、
   を含むことを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の駆動回路。
7. ひとつの半導体基板に一体集積化されたことを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の駆動回路。
8. ステッピングモータと、
   前記ステッピングモータを駆動する請求項１から７のいずれかに記載の駆動回路と、
   を備えることを特徴とする電子機器。
9. ステッピングモータの駆動方法であって、
   前記ステッピングモータのコイルに生ずる逆起電力を検出するステップと、
   前記ステッピングモータの回転数を示す回転数検出信号を生成するステップと、
   前記回転数検出信号が連続する複数サイクルにわたり安定であるときにアサートされる判定信号を生成するステップと、
   前記判定信号がネゲートの間、電流設定値を所定値とし、前記判定信号がアサートの間、前記逆起電力にもとづいて前記電流設定値を調節するステップと、
   前記コイルに流れるコイル電流の検出値が前記電流設定値にもとづく目標量に近づくようにパルス変調されるパルス変調信号を生成するステップと、
   前記パルス変調信号に応じて、前記コイルに接続されるブリッジ回路を制御するステップと、
   を備えることを特徴とする駆動方法。

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