JP2019221099A - スイッチング電源装置及び半導体装置 - Google Patents

Abstract

【課題】良好な過電圧保護を実現する。【解決手段】スイッチング電源装置は、スイッチング動作により入力電圧（Ｖｉｎ）から出力電圧（Ｖｏｕｔ）が生成するスイッチ出力部（１０）と、出力電圧に応じた帰還電圧（Ｖｆｂ）に基づきスイッチ出力部を制御する制御部（１１〜１７）と、を備え、帰還電圧に基づき軽負荷状態と判断されるときにスイッチング動作を停止させるスイッチング停止制御を実行可能である。但し、スイッチング動作を停止させているときに過電圧状態が検出された場合には、スイッチング動作を再開させる。【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング電源装置及び半導体装置に関する。

入力電圧が加わる端子と出力電圧が加わる端子との間に設けられた出力トランジスタを有し、出力電圧に応じた帰還電圧及び所定の基準電圧に基づいて出力トランジスタをスイッチングさせるスイッチング電源装置が一般的に知られており、スイッチング制御において、電流モード制御方式が採用されることも多い（下記特許文献１参照）。

スイッチング電源装置において、出力電圧を過電圧から保護することは重要であり、多くのスイッチング電源装置には何らかの過電圧保護機能が搭載されている。

特開２０１２−１１４９８７号公報

しかしながら、スイッチング電源装置にて生じ得る故障の種類によっては、出力電圧を過電圧から保護することが困難なこともあり（詳細は後述）、過電圧保護機能に関しては改善の余地がある。

本発明は、良好な過電圧保護の実現に寄与するスイッチング電源装置及び半導体装置を提供することを目的とする。

本発明に係る第１のスイッチング電源装置は、スイッチング動作により入力電圧から出力電圧を生成するためのスイッチ出力部と、前記出力電圧に応じた帰還電圧に基づき前記スイッチ出力部を制御する制御部と、前記帰還電圧又は前記帰還電圧に基づいて生成された信号の電圧に基づき停止制御信号を出力可能なスリープ判定部と、少なくとも前記帰還電圧に基づき前記出力電圧が過電圧状態にあるか否かを検出して前記出力電圧が前記過電圧状態にあるとき過電圧検出信号を出力する過電圧検出部と、を備えたスイッチング電源装置であって、前記制御部は、前記停止制御信号の受信に応答して前記スイッチング動作を停止させるスイッチング停止制御を実行可能であり、前記スイッチング停止制御を実行している状態において前記過電圧検出信号を受信したときには前記スイッチング動作を再開させることを特徴とする。

具体的には例えば、前記第１のスイッチング電源装置において、前記スイッチ出力部と前記出力電圧が加わる端子との間にコイルが介在し、前記制御部は、前記スイッチング停止制御を実行している状態において前記過電圧検出信号を受信したとき、前記コイルから前記スイッチ出力部へ向かう逆電流を許容する態様で前記スイッチング動作を再開させると良い。

より具体的には例えば、前記第１のスイッチング電源装置において、前記スイッチ出力部は、前記帰還電圧に基づく前記スイッチング動作により交互にオン、オフされる、互いに直列に接続された出力トランジスタ及び同期整流トランジスタを有し、前記制御部は、前記帰還電圧と所定の基準電圧との差分に応じた誤差信号を誤差信号ラインに出力するエラーアンプと、前記出力トランジスタ及び前記同期整流トランジスタ間の接続ノードと前記出力電圧が加わる端子との間に直列に介在する前記コイルの電流を検出して該検出電流に応じた電流検出信号を出力するコイル電流検出部と、を有し、前記誤差信号ラインにおける信号と前記電流検出信号に基づいて前記スイッチ出力部に対する駆動信号を生成することにより前記スイッチング動作を実現すると良い。

更に具体的には例えば、前記第１のスイッチング電源装置において、前記誤差信号ラインにおける信号の可変範囲を制限することで、前記スイッチング動作の実行中における前記コイルの電流の可変範囲を制限するクランプ回路が更に設けられていても良く、前記コイルの電流の可変範囲における下限値は第１下限値及び第２下限値の何れかに設定され、前記コイルの電流値が前記第１下限値以上であるときには、前記接続ノードから前記コイルに向けて電流が流れる一方で、前記コイルの電流値が前記第２下限値であるときには、前記コイルから前記接続ノードに向かう前記逆電流が流れ、前記制御部は、前記過電圧検出信号の受信前には前記下限値が前記第１下限値となるように、且つ、前記過電圧検出信号を受信すると前記下限値が前記第２下限値となるように、前記クランプ回路を制御しても良い。

この際例えば、前記過電圧検出信号が出力されているとき、前記エラーアンプの出力に依らず前記誤差信号ラインの信号電圧を強制的に前記第２下限値に対応する電圧に設定する強制回路が、前記第１のスイッチング電源装置に更に設けられていても良い。

そして例えば、前記第１のスイッチング電源装置において、前記制御部は、前記スイッチング停止制御の実行中に前記過電圧検出信号を受信したことに応答して前記スイッチング動作を再開した後、前記過電圧状態の解消が検出されたとき、前記スリープ判定部の出力に依らず前記スイッチング動作を所定時間継続実行し且つ前記所定時間の経過を待ってから前記下限値が前記第２下限値から前記第１下限値に戻るよう前記クランプ回路を制御しても良い。

また例えば、前記第１のスイッチング電源装置において、前記スリープ判定部は、前記帰還電圧と所定のスリープ判定電圧との比較結果に基づき、前記停止制御信号を出力すると良い。

また例えば、前記第１のスイッチング電源装置において、前記過電圧検出信号が出力されているとき、前記エラーアンプの出力に依らず前記誤差信号ラインの信号電圧を強制的に所定電圧とする強制回路が更に設けられていても良く、前記誤差信号ラインの信号電圧が前記所定電圧とされている状態での前記スイッチング動作において、前記コイルから前記接続ノードに向かう前記逆電流が流れるよう、前記所定電圧が定められても良い。

また例えば、前記第１のスイッチング電源装置において、前記スリープ判定部は、前記誤差信号ラインの信号電圧と所定のスリープ判定電圧との比較結果に基づき、前記停止制御信号を出力すると良い。

本発明に係る第２のスイッチング電源装置は、スイッチング動作により入力電圧から出力電圧を生成するためのスイッチ出力部と、前記出力電圧の分圧による帰還電圧を受けるべき第１入力端子と、前記出力電圧を受けるべき第２入力端子と、前記第１入力端子の電圧に基づき前記スイッチ出力部を制御する制御部と、少なくとも前記第２入力端子の電圧に基づき前記出力電圧が過電圧状態にあるか否かを検出して前記出力電圧が前記過電圧状態にあるとき過電圧検出信号を出力する過電圧検出部と、を備えたスイッチング電源装置であって、前記スイッチ出力部と前記出力電圧が加わる端子との間にコイルが介在し、前記制御部は、前記過電圧検出信号の受信前では前記コイルから前記スイッチ出力部へ向かう逆電流を制限する態様で前記スイッチング動作を行う一方、前記過電圧検出信号を受信すると前記逆電流を発生させる態様で前記スイッチング動作を行うことを特徴とする。

具体的には例えば、前記第２のスイッチング電源装置において、前記スイッチ出力部は、前記第１入力端子の電圧に基づく前記スイッチング動作により交互にオン、オフされる、互いに直列に接続された出力トランジスタ及び同期整流トランジスタを有し、前記制御部は、前記第１入力端子の電圧と所定の基準電圧との差分に応じた誤差信号を誤差信号ラインに出力するエラーアンプと、前記出力トランジスタ及び前記同期整流トランジスタ間の接続ノードと、前記出力電圧が加わる端子との間に直列に介在する前記コイルの電流を検出して該検出電流に応じた電流検出信号を出力するコイル電流検出部と、を有し、前記誤差信号ラインにおける信号と前記電流検出信号に基づいて前記スイッチ出力部に対する駆動信号を生成することにより前記スイッチング動作を実現すると良い。

より具体的には例えば、前記第２のスイッチング電源装置において、前記誤差信号ラインにおける信号の可変範囲を制限することで、前記スイッチング動作の実行中における前記コイルの電流の可変範囲を制限するクランプ回路が更に設けられていて良く、前記コイルの電流の可変範囲における下限値は第１下限値及び第２下限値の何れかに設定され、前記コイルの電流値が前記第１下限値以上であるときには、前記接続ノードから前記コイルに向けて電流が流れる一方で、前記コイルの電流値が前記第２下限値であるときには、前記コイルから前記接続ノードに向かう前記逆電流が流れ、前記過電圧検出信号が出力されているとき、前記エラーアンプの出力に依らず前記誤差信号ラインの信号電圧を強制的に前記第２下限値に対応する電圧に設定する強制回路が、当該スイッチング電源装置に更に設けられると良い。

この際例えば、前記第２のスイッチング電源装置において、前記制御部は、前記過電圧検出信号の受信前には前記下限値が前記第１下限値となるように、且つ、前記過電圧検出信号を受信すると前記下限値を前記第２下限値となるように、前記クランプ回路を制御しても良い。

或いは例えば、前記第２のスイッチング電源装置において、前記過電圧検出信号が出力されているとき、前記エラーアンプの出力に依らず前記誤差信号ラインの信号電圧を強制的に所定電圧とする強制回路が更に設けられていて良く、前記誤差信号ラインの信号電圧が前記所定電圧とされている状態での前記スイッチング動作において、前記コイルから前記接続ノードに向かう前記逆電流が流れるよう、前記所定電圧が定められても良い。

本発明に係る半導体装置は、前記第１又は第２のスイッチング電源装置を形成する半導体装置であって、集積回路を用いて形成されたことを特徴とする。

本発明によれば、良好な過電圧保護の実現に寄与するスイッチング電源装置及び半導体装置を提供することが可能となる。

本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置の全体構成図である。 本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源ＩＣの外観図である。 本発明の第１実施形態に係り、クランプ回路の通常クランプ状態、拡張クランプ状態における電圧及び電流の可変範囲を示す図である。 図１のスイッチング電源装置との対比に供される参考スイッチング電源装置の全体構成図である。 本発明の第１実施形態に係る軽負荷制御の説明図である。 本発明の第１実施形態に係り、スイッチング電源ＩＣ内で生成される制御信号と、スイッチング制御の実行有無等との関係を示す図である。 本発明の第１実施形態に属する実施例ＥＸ１＿２に係り、特定の故障が発生したときの信号波形及びスイッチング制御の実行有無等を示す図である。 本発明の第１実施形態に属する実施例ＥＸ１＿２に係り、特定の故障が発生したときの信号波形を示す図である。 本発明の第１実施形態に属する実施例ＥＸ１＿２に係り、スイッチング電源装置の変形全体構成図である。 本発明の第１実施形態に属する実施例ＥＸ１＿３に係り、特定の故障が発生したときの信号波形を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置の全体構成図である。 本発明の第３実施形態に係るカーナビゲーション装置の外観図及び概略構成ブロック図である。

以下、本発明の実施形態の例を、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。尚、本明細書では、記述の簡略化上、情報、信号、物理量又は部材等を参照する記号又は符号を記すことによって、該記号又は符号に対応する情報、信号、物理量又は部材等の名称を省略又は略記することがある。例えば、後述の“１００”によって参照されるスイッチング電源ＩＣは、スイッチング電源ＩＣ１００と表記されることもあるし、電源ＩＣ１００又はＩＣ１００と略記されることもあり得るが、それらは全て同じものを指す。

まず、以下の記述に用いられる幾つかの用語について説明を設ける。
グランドとは、０Ｖ（ゼロボルト）の基準電位を有する導電部を指す又は基準電位そのものを指す。各実施形態において、特に基準を設けずに示される電圧は、グランドから見た電位を表す。
ラインは配線と同義である。
各実施形態において、レベルとは電位のレベルを指し、任意の信号又は電圧についてハイレベルはローレベルよりも高い電位を有する。
ＦＥＴとして構成された任意のトランジスタについて、オン状態とは、当該トランジスタのドレイン及びソース間が導通状態となっていることを指し、オフ状態とは、当該トランジスタのドレイン及びソース間が非導通状態（遮断状態）となっていることを指す。オン状態、オフ状態を、単に、オン、オフと表現することもある。

＜＜第１実施形態＞＞
本発明の第１実施形態を説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置１の全体構成図である。図１のスイッチング電源装置１は、スイッチング電源ＩＣ１００と、スイッチング電源ＩＣ１００に対して外付け接続される複数のディスクリート部品と、を備え、当該複数のディスクリート部品には、コンデンサＣ１、コイルＬ１並びに抵抗Ｒ１及びＲ２が含まれる。スイッチング電源装置１は、所望の入力電圧Ｖｉｎから所望の出力電圧Ｖｏｕｔを生成する降圧型のスイッチング電源装置として構成されている。出力電圧Ｖｏｕｔは出力端子ＯＵＴに接続された負荷ＬＤに供給される。入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔは正の直流電圧であり、出力電圧Ｖｏｕｔは入力電圧Ｖｉｎよりも低い。スイッチング電源装置１の出力端子ＯＵＴに出力電圧Ｖｏｕｔが現れる。入力電圧Ｖｉｎは例えば１２Ｖである。抵抗Ｒ１及びＲ２の抵抗値を調整することで１２Ｖ未満の所望の正の電圧値（例えば３．３Ｖや５Ｖ）にて出力電圧Ｖｏｕｔを安定化させることができる。また、出力端子ＯＵＴを介して負荷ＬＤに流れる電流を出力電流Ｉｏｕｔと称する。

スイッチング電源ＩＣ１００は、図２に示すような、半導体集積回路を、樹脂にて構成された筐体（パッケージ）内に封入することで形成された電子部品である。ＩＣ１００の筐体に複数の外部端子が露出して設けられており、その複数の外部端子には、図１に示される入力端子ＩＮ、スイッチ端子ＳＷ、帰還端子ＦＢ、出力監視端子ＯＳ及びグランド端子ＧＮＤが含まれる。これら以外の端子も、上記複数の外部端子に含まれうる。尚、図２に示されるＩＣ１００の外部端子の数及びＩＣ１００の外観は例示に過ぎない。

まず、スイッチング電源ＩＣ１００の外部構成について説明する。ＩＣ１００の外部より入力電圧Ｖｉｎが入力端子ＩＮに供給される。スイッチ端子ＳＷと出力端子ＯＵＴとの間にコイルＬ１が直列に介在している。即ち、コイルＬ１の一端はスイッチ端子ＳＷに接続され、コイルＬ１の他端は出力端子ＯＵＴに接続される。また、出力端子ＯＵＴはコンデンサＣ１を介してグランドに接続される。更に、出力端子ＯＵＴは抵抗Ｒ１の一端に接続され、抵抗Ｒ１の他端は抵抗Ｒ２を介してグランドに接続される。抵抗Ｒ１及びＲ２間の接続ノードが帰還端子ＦＢに接続される。また、出力監視端子ＯＳには出力電圧Ｖｏｕｔが加えられ、グランド端子ＧＮＤはグランドに接続される。

次に、スイッチング電源ＩＣ１００の内部構成について説明する。スイッチング電源ＩＣ１００は、符号１０〜２４によって参照される各部位を備える。

スイッチ出力部１０は、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field effect transistor)として構成されたトランジスタ１０Ｈ及び１０Ｌを備える。トランジスタ１０Ｈ及び１０Ｌは、入力端子ＩＮとグランド端子ＧＮＤ（換言すればグランド）との間に直列接続された一対のスイッチング素子であり、それらがスイッチング駆動されることで入力電圧Ｖｉｎがスイッチングされてスイッチ端子ＳＷに矩形波状のスイッチ電圧Ｖｓｗが現れる。トランジスタ１０Ｈがハイサイド側に設けられ、トランジスタ１０Ｌがローサイド側に設けられる。具体的には、トランジスタ１０Ｈのドレインは入力端子ＩＮに接続され、トランジスタ１０Ｈのソース及びトランジスタ１０Ｌのドレインはスイッチ端子ＳＷに共通接続される。トランジスタ１０Ｌのソースはグランドに直接接続されうるが、ここでは、トランジスタ１０Ｌのソースはセンス抵抗１３ａを介してグランドに接続されているものとする。

トランジスタ１０Ｈは出力トランジスタとして機能し、トランジスタ１０Ｌは同期整流トランジスタとして機能する。インダクタＬ１及びコンデンサＣ１は、スイッチ端子ＳＷに現れる矩形波状のスイッチ電圧Ｖｓｗを整流及び平滑化して出力電圧Ｖｏｕｔを生成する整流平滑回路を構成する。抵抗Ｒ１及びＲ２は出力電圧Ｖｏｕｔを分圧する分圧回路を構成する。抵抗Ｒ１及びＲ２間の接続ノードが帰還端子ＦＢに接続されることで、その接続ノードに現れる分圧された電圧が帰還電圧Ｖｆｂとして帰還端子ＦＢに入力される。

トランジスタ１０Ｈ、１０Ｌのゲートには、駆動信号として夫々ゲート信号Ｇ１、Ｇ２が供給され、トランジスタ１０Ｈ及び１０Ｌはゲート信号Ｇ１及びＧ２に応じてオン、オフされる。基本的には、トランジスタ１０Ｈ及び１０Ｌが交互にオン、オフされるが、トランジスタ１０Ｈ及び１０Ｌが共にオフ状態に維持されることもある（詳細は後述）。

エラーアンプ１１は、電流出力型のトランスコンダクタンスアンプである。エラーアンプ１１の反転入力端子には帰還端子ＦＢに加わる電圧（即ち帰還電圧Ｖｆｂ）が供給され、エラーアンプ１１の非反転入力端子には所定の基準電圧Ｖｒｅｆ１が供給される。基準電圧Ｖｒｅｆ１及び後述の基準電圧Ｖｒｅｆ２〜Ｖｒｅｆ４は、互いに異なる正の電圧値を有する直流電圧であり、スイッチング電源装置１内の図示されない基準電圧生成回路にて生成される。エラーアンプ１１は、帰還電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆ１との差分に応じた誤差電流信号Ｉａを自身の出力端子から出力する。誤差電流信号Ｉａによる電荷は誤差信号ラインＬＮ１に対して入出力される。具体的にはエラーアンプ１１は、帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも低いときには誤差信号ラインＬＮ１の電位が上がるようエラーアンプ１１から誤差信号ラインＬＮ１に向けて誤差電流信号Ｉａによる電流を出力し、帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも高いときには誤差信号ラインＬＮ１の電位が下がるよう誤差信号ラインＬＮ１からエラーアンプ１１に向けて誤差電流信号Ｉａによる電流を引き込む。上記差分の絶対値が増大するにつれて、誤差電流信号Ｉａによる電流の大きさも増大する。

位相補償部１２は、誤差信号ラインＬＮ１とグランドとの間に設けられ、誤差電流信号Ｉａの入力を受けて誤差電圧信号Ｖｃｍｐを生成する。誤差電圧信号Ｖｃｍｐは誤差信号ラインＬＮ１の電位を表す。位相補償部１２は抵抗１２ａ及びコンデンサ１２ｂの直列回路を含み、具体的には抵抗１２ａの一端がラインＬＮ１に接続され、抵抗１２ａの他端がコンデンサ１２ｂを介してグランドに接続される。抵抗１２の抵抗値及びコンデンサ１２ｂの静電容量値を適切に設定することにより誤差電圧信号Ｖｃｍｐの位相を補償して出力帰還ループの発振を防ぐことができる。尚、誤差信号ラインＬＮ１に接続され、誤差電圧信号Ｖｃｍｐに影響を与えるクランプ回路１８及び逆電流強制回路２３については後述される。

電流検出部１３は、コイルＬ１に流れるコイル電流ＩＬを所定のタイミングでサンプリングし、サンプリングしたコイル電流ＩＬの値を示す電流検出信号Ｉｓｎｓを出力する。ここでは、電流検出信号Ｉｓｎｓは電圧信号であって、コイル電流ＩＬの極性が正であるとき電流検出信号Ｉｓｎｓは正の電圧値を有し、且つ、コイル電流ＩＬの極性が負であるとき電流検出信号Ｉｓｎｓは負の電圧値を有するものとする。スイッチ端子ＳＷから出力端子ＯＵＴに向かう向きのコイル電流ＩＬの極性は正であり、出力端子ＯＵＴからスイッチ端子ＳＷに向かう向きのコイル電流ＩＬの極性は負であるとする。電流検出信号Ｉｓｎｓの電圧の絶対値は、コイル電流ＩＬの絶対値に比例し、コイル電流ＩＬの絶対値が増大するにつれて増大する。図１のスイッチング電源装置１において、電流検出部１３は、トランジスタ１０Ｌのソースとグランドとの間に設けられたセンス抵抗１３ａを有し、トランジスタ１０Ｌがオンとされている区間においてセンス抵抗１３ａの電圧降下をサンプリングすることで電流検出信号Ｉｓｎｓを生成している。

差動アンプ１４の非反転入力端子には誤差信号ラインＬＮ１に加わる誤差電圧信号Ｖｃｍｐが供給され、差動アンプ１４の反転入力端子には電流検出信号Ｉｓｎｓが供給される。差動アンプ１４は、誤差電圧信号Ｖｃｍｐと電流検出信号Ｉｓｎｓとの差分に応じた電流信号Ｉｂを自身の出力端子から出力する。差動アンプ１４も電流出力型のトランスコンダクタンスアンプとして構成されている。電流信号Ｉｂによる電荷はラインＬＮ２に対して入出力される。具体的には差動アンプ１４は、誤差電圧信号Ｖｃｍｐの電圧が電流検出信号Ｉｓｎｓの電圧よりも高いときにはラインＬＮ２の電位が上がるよう差動アンプ１４からラインＬＮ２に向けて電流信号Ｉｂによる電流を出力し、誤差電圧信号Ｖｃｍｐの電圧が電流検出信号Ｉｓｎｓの電圧よりも低いときにはラインＬＮ２の電位が下がるようラインＬＮ２から差動アンプ１４に向けて電流信号Ｉｂによる電流を引き込む。信号Ｖｃｍｐ及びＩｓｎｓ間の差分の絶対値が増大するにつれて、電流信号Ｉｂによる電流の大きさも増大する。

位相補償部１５は、ラインＬＮ２とグランドとの間に設けられ、電流信号Ｉｂの入力を受けて電圧信号Ｖｃを生成する。電圧信号ＶｃはラインＬＮ２の電位を表す。位相補償部１５は抵抗１５ａ及びコンデンサ１５ｂの直列回路を含み、具体的には抵抗１５ａの一端がラインＬＮ２に接続され、抵抗１５ａの他端がコンデンサ１５ｂを介してグランドに接続される。抵抗１５の抵抗値及びコンデンサ１５ｂの静電容量値を適切に設定することにより電圧信号Ｖｃの位相を補償して出力帰還ループの発振を防ぐことができる。

ＰＷＭコンパレータ１６の非反転入力端子には電圧信号Ｖｃが供給され、ＰＷＭコンパレータ１６の反転入力端子には、所定のスイッチング周期にて周期的に信号値が変化するランプ信号が供給される。ランプ信号は、ＩＣ１００に設けられた図示されないランプ信号生成回路により生成される周期信号であり、例えば三角波又はのこぎり波の形状を持つ。ＰＷＭコンパレータ１６は、電圧信号Ｖｃをランプ信号と比較して比較結果を示すパルス幅変調信号Ｓｐｗｍを出力する。パルス幅変調信号Ｓｐｗｍは、電圧信号Ｖｃがランプ信号よりも高い区間においてハイレベルとなり、電圧信号Ｖｃがランプ信号よりも低い区間においてローレベルとなる。スイッチ出力部１０のオンデューティ（即ち、上記スイッチング周期を占める、トランジスタ１０Ｈがオン状態となる区間の割合）は、電圧信号Ｖｃが高いほど大きくなる。

ロジック回路１７は、パルス幅変調信号Ｓｐｗｍに基づいてトランジスタ１０Ｈ及び１０Ｌに対しスイッチング動作を行うことができる。尚、スイッチング動作の主体はトランジスタ１０Ｈ及び１０Ｌであると考えても良い（即ち、トランジスタ１０Ｈ及び１０Ｌがロジック回路１７からの信号に基づいてスイッチング動作を行うと考えても良い）。スイッチング動作では、信号Ｓｐｗｍに基づきトランジスタ１０Ｈ及び１０Ｌが交互にオン、オフされる。エラーアンプ１１は、帰還電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆ１とが等しくなるように誤差電流信号Ｉａを生成するため、スイッチング動作の実行を通じ、出力電圧Ｖｏｕｔが、基準電圧Ｖｒｅｆ１と抵抗Ｒ１及びＲ２による分圧比とに応じた所定の目標電圧Ｖｔｇにて安定化される。

より具体的にはスイッチング動作において、信号Ｓｐｗｍがハイレベルである区間では、ハイレベルのゲート信号Ｇ１、ローレベルのゲート信号Ｇ２が、夫々、トランジスタ１０Ｈ、１０Ｌのゲートに供給され、信号Ｓｐｗｍがローレベルである区間では、ローレベルのゲート信号Ｇ１、ハイレベルのゲート信号Ｇ２が、夫々、トランジスタ１０Ｈ、１０Ｌのゲートに供給される。トランジスタ１０Ｈはハイレベル、ローレベルのゲート信号Ｇ１が供給されているとき、夫々、オン状態、オフ状態となる。同様に、トランジスタ１０Ｌはハイレベル、ローレベルのゲート信号Ｇ２が供給されているとき、夫々、オン状態、オフ状態となる。但し、貫通電流の発生を確実に防止するべく、トランジスタ１０Ｈがオン状態とされる区間とトランジスタ１０Ｌがオン状態とされる区間との間に、トランジスタ１０Ｈ及び１０Ｌが共にオフ状態されるデッドタイムが挿入されて良い。

入力電圧Ｖｉｎの値及び出力電圧Ｖｏｕｔに対する目標電圧Ｖｔｇの値は任意であるが（但しＶｉｎ＞Ｖｔｇ）、例えば、電圧Ｖｉｎは１２Ｖ又は２４Ｖであり、Ｖｔｇは３．３Ｖ又は５Ｖである。

上述の如く、スイッチング電源装置１では、出力電圧Ｖｏｕｔとコイル電流ＩＬの双方に基づき出力帰還制御を行う電流モード制御方式が採用されている。コイル電流ＩＬに応じた電流検出信号Ｉｓｎｓが差動アンプ１４に帰還入力されており、差動アンプ１４の作用により、誤差電圧信号Ｖｃｍｐが上昇するとコイル電流ＩＬが増大し、誤差電圧信号Ｖｃｍｐが低下するとコイル電流ＩＬが減少する。このように、コイル電流ＩＬの大きさを誤差電圧信号Ｖｃｍｐに応じて制御することができ、よって、誤差電圧信号Ｖｃｍｐに制限をかけることを通じてコイル電流ＩＬを間接的に制限することが可能となる。

クランプ回路１８は、誤差電圧信号Ｖｃｍｐに上下限を設けることでコイル電流ＩＬに上下限を設ける回路である。即ち、クランプ回路１８は、誤差電圧信号Ｖｃｍｐの可変範囲に制限を設けることでコイル電流ＩＬの可変範囲を制限する（詳細には、スイッチング動作の実行中におけるコイル電流ＩＬの可変範囲を制限する）。図３（ａ）及び（ｂ）に示す如く、クランプ回路１８の状態は、ロジック回路１７の制御の下、誤差電圧信号Ｖｃｍｐの可変範囲を所定の通常可変範囲とする通常クランプ状態、及び、誤差電圧信号Ｖｃｍｐの可変範囲を所定の拡張可変範囲とする拡張クランプ状態の何れかとされる。

図３（ａ）に示す如く、通常可変範囲は、所定の下限電圧値Ｖｍｉｎ１以上且つ所定の上限電圧値Ｖｍａｘ以下の電圧範囲である。故に、通常クランプ状態において、クランプ回路１８は、誤差信号ラインＬＮ１における誤差電圧信号Ｖｃｍｐの電圧値が下限電圧値Ｖｍｉｎ１を下回らないように且つ上限電圧値Ｖｍａｘを上回らないように誤差電圧信号Ｖｃｍｐに制限を加える。誤差電圧信号Ｖｃｍｐの電圧値が下限電圧値Ｖｍｉｎ１と等しいとき、差動アンプ１４を含む出力帰還ループは電流検出信号Ｉｓｎｓの電圧値を当該下限電圧値Ｖｍｉｎ１に一致させるように電流信号Ｉｂを生成する。同様に、誤差電圧信号Ｖｃｍｐの電圧値が上限電圧値Ｖｍａｘと等しいとき、差動アンプ１４を含む出力帰還ループは電流検出信号Ｉｓｎｓの電圧値を当該上限電圧値Ｖｍａｘに一致させるように電流信号Ｉｂを生成する。故に、電流検出信号Ｉｓｎｓの電圧値が、下限電圧値Ｖｍｉｎ１、上限電圧値Ｖｍａｘと一致しているときのコイル電流ＩＬの値を、夫々、“Ｉｍｉｎ１”、“Ｉｍａｘ”で表すと、通常クランプ状態において、コイル電流ＩＬの可変範囲は、電流下限値Ｉｍｉｎ１以上且つ電流上限値Ｉｍａｘ以下に制限されることになる。

図３（ｂ）に示す如く、拡張可変範囲は、所定の下限電圧値Ｖｍｉｎ２以上且つ所定の上限電圧値Ｖｍａｘ以下の電圧範囲である。故に、拡張クランプ状態において、クランプ回路１８は、誤差信号ラインＬＮ１における誤差電圧信号Ｖｃｍｐの電圧値が下限電圧値Ｖｍｉｎ２を下回らないように且つ上限電圧値Ｖｍａｘを上回らないように誤差電圧信号Ｖｃｍｐに制限を加える。誤差電圧信号Ｖｃｍｐの電圧値が下限電圧値Ｖｍｉｎ２と等しいとき、差動アンプ１４を含む出力帰還ループは電流検出信号Ｉｓｎｓの電圧値を当該下限電圧値Ｖｍｉｎ２に一致させるように電流信号Ｉｂを生成する。同様に、誤差電圧信号Ｖｃｍｐの電圧値が上限電圧値Ｖｍａｘと等しいとき、差動アンプ１４を含む出力帰還ループは電流検出信号Ｉｓｎｓの電圧値を当該上限電圧値Ｖｍａｘに一致させるように電流信号Ｉｂを生成する。故に、電流検出信号Ｉｓｎｓの電圧値が、下限電圧値Ｖｍｉｎ２、上限電圧値Ｖｍａｘと一致しているときのコイル電流ＩＬの値を、夫々、“Ｉｍｉｎ２”、“Ｉｍａｘ”で表すと、拡張クランプ状態において、コイル電流ＩＬの可変範囲は、電流下限値Ｉｍｉｎ２以上且つ電流上限値Ｉｍａｘ以下に制限されることになる。

誤差電圧信号Ｖｃｍｐ及びコイル電流ＩＬの夫々の可変範囲について、上限値（上限電圧値、上限電流値）及び下限値（下限電圧値、下限電流値）は、極性も考慮した値であり、任意の正の値は任意の負の値よりも大きく、負の値において、その絶対値が大きくなるほど、値は小さくなると解釈される。“Ｖｍｉｎ２＜０＜Ｖｍｉｎ１＜Ｖｍａｘ”且つ“Ｉｍｉｎ２＜０＜Ｉｍｉｎ１＜Ｉｍａｘ”が成立する。故に例えば、“Ｖｃｍｐ≧Ｖｍｉｎ１”となることで“ＩＬ≧Ｉｍｉｎ１”が成立しているときには正のコイル電流ＩＬが流れ、“０＞Ｖｃｍｐ≧Ｖｍｉｎ２”となることで“０＞ＩＬ≧Ｉｍｉｎ２”が成立しているときには負のコイル電流ＩＬが流れる。例えば、電流値Ｉｍｉｎ２、Ｉｍｉｎ１、Ｉｍａｘは、夫々、−３Ａ（アンペア）、０．４Ａ、３Ａである。

誤差電圧信号Ｖｃｍｐの上限設定を通じてコイル電流ＩＬに上限を設けることは、スイッチ出力部１０及びコイルＬ１に過電流が流れることを抑止するための過電流保護として機能する。一方、スイッチング電源装置１は、コイルＬ１に正の電流を流すことを通じて、出力電圧Ｖｏｕｔを正の目標電圧Ｖｔｇにて安定化させ且つ出力端子ＯＵＴに繋がる負荷ＬＤに電力を供給するものであるから、本来、コイルＬ１に負の電流（即ち、出力端子ＯＵＴからスイッチ端子ＳＷに向かう電流であり、以下、逆電流と称することもある）を流すべきではない。通常クランプ状態では、コイル電流ＩＬの下限を正の値“Ｉｍｉｎ１”に設定することで、逆電流の発生を抑止している（逆電流保護を働かせている）。一般的には、逆電流保護を常に働かせ続けることで十分とも言えるが、スイッチング電源装置１では、或る条件下で意図的に拡張クランプ状態を利用して逆電流を発生させる。これの意義については後述の説明から明らかとなる。

軽負荷検出コンパレータ１９は、軽負荷状態を検出するための比較器であって、自身の非反転入力端子に入力される帰還電圧Ｖｆｂと自身の反転入力端子に入力される基準電圧Ｖｒｅｆ２とを比較して、その比較結果を示す制御信号ＳＬＰを出力する。この比較においてはヒステリシスが設定されている。ここでは、帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも低く制御信号ＳＬＰがローレベルである状態を起点として、コンパレータ１９は、帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも高くなるとハイレベルの制御信号ＳＬＰを出力し、その後、帰還電圧Ｖｆｂが電圧（Ｖｒｅｆ２−ΔＨＹＳ２）よりも低くなると制御信号ＳＬＰのレベルをハイレベルからローレベルに切り替えるものとする。電圧（Ｖｒｅｆ２−ΔＨＹＳ２）は基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも正のヒステリシス電圧ΔＨＹＳ２だけ低い電圧である。

過電圧検出コンパレータ２０及び２１は、共に、過電圧状態（出力電圧Ｖｏｕｔが過剰に高くなっている状態）を検出するための比較器であり、過電圧検出コンパレータ２０及び２１並びにＯＲ回路２２により、過電圧検出回路が形成されている。

過電圧検出コンパレータ２０は、自身の非反転入力端子に入力される帰還電圧Ｖｆｂと自身の反転入力端子に入力される基準電圧Ｖｒｅｆ３とを比較し、その比較結果を示す信号Ｓｉｇ２０を出力する。この比較においてはヒステリシスが設定されている。ここでは、帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆ３よりも低く信号Ｓｉｇ２０がローレベルである状態を起点として、コンパレータ２０は、帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆ３よりも高くなるとハイレベルの信号Ｓｉｇ２０を出力し、その後、帰還電圧Ｖｆｂが電圧（Ｖｒｅｆ３−ΔＨＹＳ３）よりも低くなると信号Ｓｉｇ２０のレベルをハイレベルからローレベルに切り替えるものとする。電圧（Ｖｒｅｆ３−ΔＨＹＳ３）は基準電圧Ｖｒｅｆ３よりも正のヒステリシス電圧ΔＨＹＳ３だけ低い電圧である。

過電圧検出コンパレータ２１は、自身の非反転入力端子に入力される出力電圧Ｖｏｕｔと自身の反転入力端子に入力される基準電圧Ｖｒｅｆ４とを比較し、その比較結果を示す信号Ｓｉｇ２１を出力する。この比較においてはヒステリシスが設定されている。ここでは、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ４よりも低く信号Ｓｉｇ２１がローレベルである状態を起点として、コンパレータ２１は、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ４よりも高くなるとハイレベルの信号Ｓｉｇ２１を出力し、その後、出力電圧Ｖｏｕｔが電圧（Ｖｒｅｆ４−ΔＨＹＳ４）よりも低くなると信号Ｓｉｇ２１のレベルをハイレベルからローレベルに切り替えるものとする。電圧（Ｖｒｅｆ４−ΔＨＹＳ４）は基準電圧Ｖｒｅｆ４よりも正のヒステリシス電圧ΔＨＹＳ４だけ低い電圧である。

ＯＲ回路２２は、信号Ｓｉｇ２０及びＳｉｇ２１の論理和信号を制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴとして出力する。即ち、ＯＲ回路２２は、信号Ｓｉｇ２０及びＳｉｇ２１の内、少なくとも一方がハイレベルであるときにハイレベルの制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴを出力し、信号Ｓｉｇ２０及びＳｉｇ２１の双方がローレベルであるときに限りローレベルの制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴを出力する。ハイレベルの信号Ｓｉｇ２０、ハイレベルの信号Ｓｉｇ２１及びハイレベルの制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴは、何れも、出力電圧Ｖｏｕｔが過剰に高くなっている過電圧状態の発生を示す信号と言え、コンパレータ２０及び２１並びにＯＲ回路２２から成る過電圧検出回路は、帰還電圧Ｖｆｂ又は出力電圧Ｖｏｕｔに基づき出力電圧Ｖｏｕｔが過電圧状態にあるか否かを検出して出力電圧Ｖｏｕｔが過電圧状態にあるときに、その旨を示す過電圧検出信号を出力する、と言える。ハイレベルの信号Ｓｉｇ２０、ハイレベルの信号Ｓｉｇ２１及びハイレベルの制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴは何れも、過電圧検出信号に属すると考えて良い。ローレベルの信号Ｓｉｇ２０、ローレベルの信号Ｓｉｇ２１及びローレベルの制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴは、出力電圧Ｖｏｕｔが過電圧状態に無いことを示す信号と言える。制御信号ＳＬＰ及びＯＶＰ＿ＤＥＴはロジック回路１７に入力される。制御信号ＳＬＰ及びＯＶＰ＿ＤＥＴに応じたロジック回路１７の動作の詳細については後述される。

帰還電圧Ｖｆｂが単調に上昇する過程において、まず帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも高くなり、その後に帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆ３より高くなるよう、基準電圧Ｖｒｅｆ３は基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも高い電圧に設定されている。また、基準電圧Ｖｒｅｆ４は基準電圧Ｖｒｅｆ３よりも更に高く且つ上記目標電圧Ｖｔｇよりも高い。ヒステリシス電圧ΔＨＹＳ２〜ΔＨＹＳ４は互いに異なっていても良いが、ここでは互いに等しいものとする。

逆電流強制回路２３は、誤差信号ラインＬＮ１に接続され、制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがハイレベルであるときに作動して誤差信号ラインＬＮ１における誤差電圧信号Ｖｃｍｐの電圧値を、エラーアンプ１１から出力される誤差電流信号Ｉａに依らず、クランプ回路１８が定める下限電圧値まで低下させる。ここにおける下限電圧値は、クランプ回路１８が通常クランプ状態であればＶｍｉｎ１であり、クランプ回路１８が拡張クランプ状態であればＶｍｉｎ２である。

具体的には例えば、逆電流強制回路２３は、誤差信号ラインＬＮ１と電圧値Ｖｍｉｎ２より低い電圧が加わる電源端２４との間に挿入された、定電流回路２３ａ及びＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ２３ｂの直列回路から成り、ＭＯＳＦＥＴ２３ｂのゲートに制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴを与えておく。制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがハイレベルであるとき、定電流回路２３ａは、誤差信号ラインＬＮ１から電源端２４に向けてＭＯＳＦＥＴ２３ｂを介し定電流を流すように動作し、これにより、信号Ｖｃｍｐがクランプ回路１８により定められる下限電圧値まで速やかに低下する。これが実現されるよう、定電流回路２３ａが誤差信号ラインＬＮ１から引き込む電流の大きさは、エラーアンプ１１が誤差信号ラインＬＮ１に向けて吐きだすことができる電流の最大値よりも十分に大きく設定される。制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがローレベルであるとき、逆電流強制回路２３は非作動となる。逆電流強制回路２３が非作動であるとき、誤差信号ラインＬＮ１及び電源端２４間の電路が遮断され、定電流回路２３ａは誤差信号ラインＬＮ１に対して電流を入出力しない。

第１実施形態は、以下の実施例ＥＸ１＿１〜ＥＸ１＿３を含む。第１実施形態における上述した事項を、便宜上、基本実施例と称する。基本実施例にて述べた事項は、特に記述無き限り且つ矛盾無き限り、以下の実施例ＥＸ１＿１〜ＥＸ１＿３に適用され、各実施例において、基本実施例で述べた事項と矛盾する事項については各実施例での記載が優先される。また矛盾無き限り、実施例ＥＸ１＿１〜ＥＸ１＿３の内、任意の実施例に記載した事項を、他の任意の実施例に適用することもできる（即ち複数の実施例の内の任意の２以上の実施例を組み合わせることも可能である）。

―――実施例ＥＸ１＿１―――
実施例ＥＸ１＿１を説明する。実施例ＥＸ１＿１では、制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがローレベルに維持されていることを前提とし、スイッチング電源装置１で実現される軽負荷制御について説明する。制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがローレベルに維持されているときには、クランプ回路１８が通常クランプ状態（図３（ａ）参照）とされている。

尚、制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがローレベルに維持される前提の下では、スイッチング電源装置１は、図４の参考スイッチング電源装置１’と同じものと言える。参考スイッチング電源装置１’は、スイッチング電源ＩＣ１００としてスイッチング電源ＩＣ１００’を備える。ＩＣ１００’はＩＣ１００からコンパレータ２０及び２１、ＯＲ回路２２並びに逆電流強制回路２３を削除したものに相当し、ＩＣ１００’におけるクランプ回路１８は常に通常クランプ状態（図３（ａ）参照）である。

軽負荷制御は、軽負荷時に（即ち負荷ＬＤの消費電力が相応に小さいときに）実行される制御であって、誤差電圧信号Ｖｃｍｐの下限設定を通じてコイル電流ＩＬの最小電流がゼロを下回らないように制限するコイル電流制限制御と、その制限の結果として出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｔｇよりも高い所定電圧（図５のＶｔｈ_Ｈに相当）にまで上昇したときにスイッチング動作を停止させるスリープ制御（スイッチング停止制御）と、から成る。

図５は、軽負荷制御の動作に関わる波形図である。スイッチング動作が実行されているとき、コイル電流ＩＬはスイッチング周期にて変動する。図５に示される各波形（特にコイル電流ＩＬの波形）は模式的なものであり、実際の波形とは異なり得る。また、出力電圧Ｖｏｕｔが所定電圧Ｖｔｈ_Ｈと一致するときに帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆ２と一致し、且つ、出力電圧Ｖｏｕｔが所定電圧Ｖｔｈ_Ｌと一致するときに帰還電圧Ｖｆｂが電圧（Ｖｒｅｆ２−ΔＨＹＳ２）と一致するものとする。

制御信号ＳＬＰがローレベルであってスイッチング動作が実行されている状態を起点として、負荷ＬＤの消費電力が相当に低い電力に向けて小さくなっていく状況（即ち負荷ＬＤが軽くなっていく状況）を想定する。この場合、出力帰還制御を通じてエラーアンプ１１は誤差電圧信号Ｖｃｍｐを低下させてゆき、これに伴ってコイル電流ＩＬも低下してゆく。そして、誤差電圧信号Ｖｃｍｐの電圧値が下限電流値Ｉｍｉｎ１に対応する下限電圧値Ｖｍｉｎ１まで低下すると、更なる誤差電圧信号Ｖｃｍｐの低下が制限されるため、コイル電流ＩＬが下限電流値Ｉｍｉｎ１の近辺に維持されることになる。つまり、コイル電流ＩＬ（詳細には例えばスイッチング周期におけるコイル電流ＩＬの平均値）の低下は、逆電流の発生を抑止すべく、ゼロよりも大きい下限電流値Ｉｍｉｎ１までに制限される。

コイル電流ＩＬが下限電流値Ｉｍｉｎ１まで低下しても、スイッチ出力部１０から出力端子ＯＵＴに向かう電力が負荷ＬＤの消費電力よりも高い場合、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｔｇを超えて上昇してゆき、出力電圧Ｖｏｕｔが所定電圧Ｖｔｈ_Ｈに達すると制御信号ＳＬＰがローレベルからハイレベルに切り替わる。ロジック回路１７は、制御信号ＳＬＰがハイレベルであるときにはスイッチング動作を停止させるスリープ制御（スイッチング停止制御）を行う。スイッチング動作の停止とは、ＰＷＭコンパレータ１６の出力に依らずトランジスタ１０Ｈ及び１０Ｌの双方をオフ状態に維持することを指す。

スイッチング動作の停止を通じて出力電圧Ｖｏｕｔが低下してき、出力電圧Ｖｏｕｔが所定電圧Ｖｔｈ_Ｈよりも低い所定電圧Ｖｔｈ_Ｌまで低下すると、制御信号ＳＬＰがハイレベルからローレベルに切り替わる。ロジック回路１７は、制御信号ＳＬＰのハイレベルからローレベルへの切り替えを受けてスイッチング動作を再開させる。

以後、軽負荷状態（即ち、スイッチング動作においてコイル電流ＩＬが下限電流値Ｉｍｉｎ１まで低下していても出力電圧Ｖｏｕｔが上昇していくような状態）が維持されている間は、スイッチング動作の停止及び再開が繰り返されて出力電圧Ｖｏｕｔが概ね電圧Ｖｔｈ_Ｈ及びＶｔｈ_Ｌ間を往復することになる。ハイレベルの制御信号ＳＬＰはスイッチング電源装置１の状態が軽負荷状態であることを示す信号として機能する。このような軽負荷制御により、軽負荷時にスイッチング動作が間欠的に実行されることになりスイッチングロスの低減を通じて効率の向上が図られる。

但し、図４のスイッチング電源装置１’において何らかの故障が発生している場合、故障の種類によっては出力電圧Ｖｏｕｔが異常に上昇してゆくこともありえる。そのような故障が発生しているときに、出力電圧Ｖｏｕｔの異常な上昇を止めることができなければ、負荷ＬＤを正常に動作させることができなくなる又は負荷ＬＤにダメージを与えるおそれがある。図４のスイッチング電源装置１’において、出力電圧Ｖｏｕｔに異常な上昇をもたらしうる故障を、便宜上、特定故障と称する。特定故障としては、天絡、出力トランジスタ１０Ｈのリーク、出力電圧Ｖｏｕｔに応じた電圧を伝達すべき電路のオープン故障等が考えられる。

特定故障が発生しているときにおいて、出力電圧Ｖｏｕｔの異常な上昇を抑止すべく、スイッチング電源装置１では、制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴを以下のように利用する。

図６は、制御信号ＳＬＰ及びＯＶＰ＿ＤＥＴのレベルと、スイッチング制御の実行有無等との関係を示している。故障が無いのであれば、負荷ＬＤの重さに依存して制御信号ＳＬＰがローレベルで維持される又は図５に示す如くローレベル及びハイレベル間で遷移する。

制御信号ＳＬＰ及びＯＶＰ＿ＤＥＴが共にローレベルであるとき、ロジック回路１７は、スイッチング動作を実行し且つクランプ回路１８を通常クランプ状態とする第１制御を行う。この際、誤差電圧信号Ｖｃｍｐはエラーアンプ１１の出力により制御されることとなる。

制御信号ＳＬＰがハイレベル且つ制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがローレベルであるとき、ロジック回路１７は、スイッチング動作を停止させる第２制御（スリープ制御）を行う。このとき、クランプ回路１８の状態はコイル電流ＩＬや出力電圧Ｖｏｕｔに何ら影響を与えないので、通常クランプ状態及び拡張クランプ状態のどちらであっても良い。また、この際、誤差電圧信号Ｖｃｍｐはエラーアンプ１１の出力により制御されることとなる。但し、第２制御によりスイッチング動作が停止しているので、誤差電圧信号Ｖｃｍｐはコイル電流ＩＬや出力電圧Ｖｏｕｔに何ら影響を与えない。

天絡や出力トランジスタ１０Ｈのリークの発生時において制御信号ＳＬＰ及びＯＶＰ＿ＤＥＴが共にハイレベルとなりうる。制御信号ＳＬＰ及びＯＶＰ＿ＤＥＴが共にハイレベルであるとき、ロジック回路１７は、スイッチング動作を実行し且つクランプ回路１８を拡張クランプ状態とする第３制御を行う。この際、制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがハイレベルであることから逆電流強制回路２３が作動し、エラーアンプ１１から出力される誤差電流信号Ｉａに依らず誤差電圧信号Ｖｃｍｐの電圧値が強制的にＶｍｉｎ２とされる。即ち、第３制御ではコイル電流ＩＬが負の電流になることを許容する態様でスイッチング動作が行われるので（典型的には例えば、コイル電流ＩＬの値がＩｍｉｎ２と一致するようにスイッチング動作が行われるので）、過電圧状態を解消又は回避することが可能となる（詳細な動作例は後述の実施例ＥＸ１＿２で示される）。

出力電圧Ｖｏｕｔに応じた電圧を伝達すべき電路が断線しているときなどにおいて（より具体的には例えば抵抗Ｒ１がオープン破壊されていて帰還電圧Ｖｆｂが出力電圧Ｖｏｕｔに依存せず０Ｖとなっているとき）、制御信号ＳＬＰがローレベル且つ制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがハイレベルとなりうる。制御信号ＳＬＰがローレベル且つ制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがハイレベルであるとき、ロジック回路１７は、スイッチング動作を実行し且つクランプ回路１８を拡張クランプ状態とする第４制御を行う。この際、制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがハイレベルであることから逆電流強制回路２３が作動し、エラーアンプ１１から出力される誤差電流信号Ｉａに依らず誤差電圧信号Ｖｃｍｐの電圧値が強制的にＶｍｉｎ２とされる。即ち、第４制御では、第３制御と同様に、コイル電流ＩＬが負の電流になることを許容する態様でスイッチング動作が行われるので（典型的には例えば、コイル電流ＩＬの値がＩｍｉｎ２と一致するようにスイッチング動作が行われるので）、過電圧状態を解消又は回避することが可能となる（詳細な動作例は後述の実施例ＥＸ１＿３で示される）。

但し、例外処理として、制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがハイレベルからローレベルに切り替わった後（即ち過電圧状態の解消が検出された後）、所定時間ｔ_ＨＬＤが経過するまでは、ロジック回路１７は、制御信号ＳＬＰのレベルがハイレベルであるかローレベルであるかに依らずスイッチング動作を継続実行し且つクランプ回路１８を拡張クランプ状態に維持する（例外処理の作用・効果については後述の実施例ＥＸ１＿２で示される）。制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがハイレベルよりローレベルに切り替わってから所定時間ｔ_ＨＬＤが経過すると、原則通り、制御信号ＳＬＰ及び制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴに基づき上記の第１〜第４制御が行われる。

―――実施例ＥＸ１＿２―――
実施例ＥＸ１＿２を説明する。実施例ＥＸ１＿２では、特に、特定故障として、天絡又は出力トランジスタ１０Ｈのリークが発生する状況を想定する。天絡とは、入力端子ＩＮが出力トランジスタ１０Ｈを介することなくスイッチ端子ＳＷ又は出力端子ＯＵＴに短絡している状況の他、入力端子ＩＮがスイッチ端子ＳＷ又は出力端子ＯＵＴに対し出力トランジスタ１０Ｈを介することなく或る程度の抵抗値（例えば数１０Ω〜数キロΩ）を有する抵抗成分を介して接続されている状況を含む。出力トランジスタ１０Ｈのリークとは、出力トランジスタ１０Ｈがオフ状態であるのにも関わらず、入力端子ＩＮからスイッチ端子ＳＷに向けて出力トランジスタ１０Ｈを介して無視できない電流が流れる故障を指す。尚、実施例ＥＸ１＿２では信号Ｓｉｇ２１が常にローレベルであることを想定する。従って、実施例ＥＸ１＿２に示す技術を実現するにあたっては、コンパレータ２１は不要であると考えても良い。

図７に、制御信号ＳＬＰ及びＯＶＰ＿ＤＥＴの波形例を、スイッチング動作の実行有無などと共に示す。時間の進行につれて、タイミングＴ_Ａ１、Ｔ_Ａ２、Ｔ_Ａ３、Ｔ_Ａ４が、この順番で訪れる。タイミングＴ_Ａ１より前において、特定故障を含む一切の故障は発生しておらず、制御信号ＳＬＰ及びＯＶＰ＿ＤＥＴが共にローレベルとなっていて、スイッチング動作は継続実行され且つクランプ回路１８は通常クランプ状態とされている。但し、負荷ＬＤが軽いこと又は天絡等の故障に起因し、タイミングＴ_Ａ１にて制御信号ＳＬＰ及びＯＶＰ＿ＤＥＴの内、制御信号ＳＬＰのみがローレベルからハイレベルに切り替わる。そうすると、ロジック回路１７はスイッチング動作を停止させる。

スイッチング動作の停止を含む軽負荷制御により、通常は出力電圧Ｖｏｕｔが低下して過電圧状態には至らないのであるが、図７の例では、天絡等の影響により、タイミングＴ_Ａ２において制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがローレベルからハイレベルに切り替わる。そうすると、ロジック回路１７はタイミングＴ_Ａ２時点から（又はタイミングＴ_Ａ２の後、遅滞なく）クランプ回路１８を拡張クランプ状態としつつスイッチング動作を再開する。この際、信号Ｖｃｍｐの値が強制的にＶｍｉｎ２とされることから負のコイル電流ＩＬが流れるようスイッチング動作が行われることになり、出力電圧Ｖｏｕｔの低下が見込める。図７の例では、タイミングＴ_Ａ３にて制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがハイレベルからローレベルに切り替わり、その後、所定時間ｔ_ＨＬＤの経過を経てタイミングＴ_Ａ４に至る。この場合、タイミングＴ_Ａ２及びＴ_Ａ４間では、制御信号ＳＬＰのレベルに依らずスイッチング動作が継続実行され且つクランプ回路１８が拡張クランプ状態に維持されることになる。逆電流強制回路２３は制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがハイレベルである区間（図７ではタイミングＴ_Ａ２及びＴ_Ａ３間）においてのみ作動する。タイミングＴ_Ａ４の後、制御信号ＳＬＰ及び制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴに基づく上記の第１〜第４制御が行われるが、図７の例では、タイミングＴ_Ａ１以降において軽負荷状態の継続により制御信号ＳＬＰがハイレベルに維持されていることからタイミングＴ_Ａ４にてスイッチング動作が停止される。

図８に、図７のタイミングＴ_Ａ１よりも後の区間における幾つかの信号波形を示す。尚、図８に示される各波形（特にコイル電流ＩＬ及びスイッチン電圧Ｖｓｗの波形）は模式的なものであり、実際の波形とは異なり得る。

タイミングＴ_Ａ１よりも後において、スイッチング動作の停止を含む軽負荷制御により、通常は出力電圧Ｖｏｕｔが低下して過電圧状態には至らないのであるが、図８の例では、天絡等の影響により出力電圧Ｖｏｕｔが上昇してゆき、タイミングＴ_Ａ２において帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆ３に達する。そうすると、信号Ｓｉｇ２０がローレベルからハイレベルへの切り替わることで制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがローレベルからハイレベルに切り替わる。尚、タイミングＴ_Ａ１よりも後であって且つタイミングＴ_Ａ２に至る前では、ハイレベルの制御信号ＳＬＰに基づく軽負荷制御によりスイッチング動作が停止されており、また帰還電圧Ｖｆｂが相応に高いことからエラーアンプ１１により信号Ｖｃｍｐがクランプ回路１８にて定められる通常可変範囲の下限（Ｖｍｉｎ１）にまで低下せしめられている。タイミングＴ_Ａ１及びＴ_Ａ２間では、スイッチング動作が停止されているのであるからコイル電流ＩＬはゼロである。

タイミングＴ_Ａ２にて制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがローレベルからハイレベルに切り替わると、ロジック回路１７はクランプ回路１８を拡張クランプ状態としつつスイッチング動作を再開する。この際、ハイレベルの制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴを受けて逆電流強制回路２３が作動することにより信号Ｖｃｍｐの値が強制的にＶｍｉｎ２とされる。そうすると、タイミングＴ_Ａ２からのスイッチング動作により、コイルＬ１に負の電流が流れて出力電圧Ｖｏｕｔ及び帰還電圧Ｖｆｂが低下してゆく（但し、タイミングＴ_Ａ２直後において短時間だけ出力電圧Ｖｏｕｔ及び帰還電圧Ｖｆｂが過渡的に上昇することもあり得る）。

図８の例では、タイミングＴ_Ａ２の直後において信号Ｖｃｍｐの値がＶｍｉｎ２とされることによりオンデューティが十分に低い状態でスイッチング動作が再開され、コイル電流ＩＬが下限電圧値Ｖｍｉｎ２に対応する下限電流値Ｉｍｉｎ２に向けて低下してゆく過渡応答を経て、コイル電流ＩＬが概ね下限電流値Ｉｍｉｎ２にて安定化し、その後、タイミングＴ_Ａ３にて帰還電圧Ｖｆｂが電圧（Ｖｒｅｆ３−ΔＨＹＳ３）未満まで低下している。

そうすると、タイミングＴ_Ａ３にて信号Ｓｉｇ２０がハイレベルからローレベルへの切り替わることで制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがハイレベルからローレベルに切り替わり、その後、所定時間ｔ_ＨＬＤの経過を経てタイミングＴ_Ａ４に至る。タイミングＴ_Ａ２及びＴ_Ａ４間では制御信号ＳＬＰのレベルに依らずスイッチング動作が継続実行され且つクランプ回路１８が拡張クランプ状態に維持される。また、制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがローレベルとなるタイミングＴ_Ａ３及びＴ_Ａ４間では逆電流強制回路２３が作動しないので、出力電圧Ｖｏｕｔを所望の目標電圧Ｖｔｇにて安定化させようとする出力帰還制御（出力電圧Ｖｏｕｔに応じて信号Ｖｃｍｐが決まる出力帰還制御）が機能する。このためコイル電流ＩＬは下限電流値Ｉｍｉｎ２を起点にして上昇する。

図８の例では、天絡又は出力トランジスタ１０Ｈのリークにより入力端子ＩＮからコンデンサＣ１に流れ込む電流と、コンデンサＣ１から負荷ＬＤに流れる電流とが概ね等しいことが想定されており、故に、タイミングＴ_Ａ３直後の過渡応答を経て、少なくともタイミングＴ_Ａ４の直前ではコイル電流ＩＬがゼロ近辺で安定化している（コイル電流ＩＬがゼロ近辺となることで出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｔｇに落ち着くことになるため）。

タイミングＴ_Ａ４の後、制御信号ＳＬＰ及び制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴに基づく上記の第１〜第４制御が行われるが、図８の例では（図８に対応する図７も参照）、タイミングＴ_Ａ１以降において軽負荷状態の継続により制御信号ＳＬＰがハイレベルで維持されることが想定されており、故にタイミングＴ_Ａ４にてスイッチング動作が停止される。図８の例とは異なるが、タイミングＴ_Ａ４において制御信号ＳＬＰがローレベルとなっているならば、タイミングＴ_Ａ４以後もスイッチング動作は継続実行される。

本実施例の如く、過電圧状態の検出時に信号Ｖｃｍｐを強制的に負のコイル電流ＩＬに対応するＶｍｉｎにまで低下させつつスイッチング動作を再開させることにより（軽負荷制御によるスイッチング動作の停止制御からＰＷＭ制御に切り替えることにより）、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させて過電圧状態を解消することが可能となる。

但し、負のコイル電流ＩＬを流す際に、コイル電流ＩＬの絶対値を大きくし過ぎると、コイルＬ１又はトランジスタ１０Ｌが劣化するおそれがあるため、コンデンサＣ１から引き込む電流の大きさを適切に制限すべきである。この点に関し、スイッチング電源装置１では、負のコイル電流ＩＬを流すための電圧信号Ｖｃｍｐが適切に設定されているため（上記劣化が生じないようにＶｍｉｎ２が定められているため）、上記のような劣化を抑制することができる。

また、タイミングＴ_Ａ３にてスイッチング動作を停止させたならばコイル電流ＩＬの絶対値が大きな状態でスイッチング動作が停止されることになる。このとき、大きな絶対値を有するコイル電流ＩＬは、出力トランジスタ１０Ｈのソース−ドレイン間に並列形成された寄生ダイオードを通じて入力端子ＩＮに流れこむこととなるが、そのような大電流を寄生ダイオードに流すことはトランジスタ１０Ｈにダメージを与え、トランジスタ１０Ｈの劣化に繋がる。また、寄生ダイオードを介した大電流の流れは、ＩＣ１００内におけるトランジスタ１０Ｈ周辺の回路動作にも不都合な影響を与え得る（不都合な寄生動作が発生し得る）。上述の如く、制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがハイレベルからローレベルに切り替わってから所定時間ｔ_ＨＬＤが経過した後に軽負荷制御に切り替えるようにすることで、トランジスタの劣化や寄生動作を防ぐことができる。

また、実施例ＥＸ１＿２にて想定される特定故障（出力トランジスタ１０Ｈのリーク等）の対応に際しては、逆電流強制回路２３は必須では無い。出力トランジスタ１０Ｈのリーク等の発生時には、逆電流強制回路２３が無かったとしても、帰還電圧Ｖｆｂの上昇を受けてエラーアンプ１１が誤差信号ラインＬＮ１の信号Ｖｃｍｐの電圧をクランプ回路１８により定められる下限電圧値まで低下させることができるからであり、これによって図８に示す保護動作と同等の保護動作が実現されるからである。

故に、図９に示す如く、逆電流強制回路２３の作動、非作動を、制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴではなく信号Ｓｉｇ２１によって制御するようにしても良い。即ち具体的には例えば、ＭＯＳＦＥＴ２３ｂのゲートに対し制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴの代わりに信号Ｓｉｇ２１を与える変形を施しても良い。この変形が適用されたスイッチング電源装置１及びスイッチング電源ＩＣ１００を、特に、夫々、符号“１ａ”、“１００ａ”によって参照する。スイッチング電源ＩＣ１００ａにおいて、信号Ｓｉｇ２１がハイレベルであるときには定電流回路２３ａが誤差信号ラインＬＮ１から電源端２４に向けてＭＯＳＦＥＴ２３ｂを介し定電流を流すように動作し、これによって信号Ｖｃｍｐがクランプ回路１８により定められる下限電圧値まで速やかに低下する一方、信号Ｓｉｇ２１がローレベルであるときには逆電流強制回路２３は非作動となる。つまり、スイッチング電源ＩＣ１００ａにおける逆電流強制回路２３は、制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴではなく信号Ｓｉｇ２１がハイレベルであるときに作動して誤差信号ラインＬＮ１における誤差電圧信号Ｖｃｍｐの電圧値を、エラーアンプ１１から出力される誤差電流信号Ｉａに依らず、クランプ回路１８が定める下限電圧値まで低下させるよう動作する。

逆電流強制回路２３は、後述の実施例ＥＸ１＿３にて想定される故障の発生時に必要となる。図１のスイッチング電源ＩＣ１００では、後述の実施例ＥＸ１＿３にて想定される故障の発生可能性をも考慮して、制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴを逆電流強制回路２３に供給しており、これによってシステム全体の簡略化を図っている。

―――実施例ＥＸ１＿３―――
実施例ＥＸ１＿３を説明する。実施例ＥＸ１＿３では、特に、特定故障として、出力電圧Ｖｏｕｔに応じた電圧を伝達すべき電路のオープン故障に注目する。このような故障があった場合、故障箇所や故障の態様によるが、出力電圧Ｖｏｕｔが異常に上昇してしまうことがありえる。そこで、図１のスイッチング電源装置１では、コンパレータ２０とは別に出力電圧Ｖｏｕｔを直接監視するためのコンパレータ２１を設け、コンパレータ２０及び２１の双方にて過電圧の有無を検出するようにしている。

図１０を参照して、上記オープン故障の発生時におけるスイッチング電源装置１の動作について説明する。時間の進行につれて、タイミングＴ_Ｂ１、Ｔ_Ｂ２、Ｔ_Ｂ３、Ｔ_Ｂ４が、この順番で訪れる。タイミングＴ_Ｂ１より前において、特定故障を含む一切の故障は発生しておらず、制御信号ＳＬＰ及びＯＶＰ＿ＤＥＴが共にローレベルとなっていて、スイッチング動作は継続実行され且つクランプ回路１８は通常クランプ状態とされているものとする。また、タイミングＴ_Ｂ１以前、タイミングＴ_Ｂ１〜Ｔ_Ｂ４間、及び、タイミングＴ_Ｂ４以降において、制御信号ＳＬＰはローレベルに維持されているものとし、故にスイッチング動作は常時実行されるものとする。

タイミングＴ_Ｂ１において、抵抗Ｒ１がオープン破壊される／パターンから外れる等の故障が発生し、以後、帰還端子ＦＢにおける電圧が０Ｖに維持されることを想定する。エラーアンプ１１の反転入力端子並びにコンパレータ１９及び２０の各非反転入力端子は帰還端子ＦＢに接続されており、エラーアンプ１１並びにコンパレータ１９及び２０は、帰還端子ＦＢの電圧が出力電圧Ｖｏｕｔに応じた帰還電圧Ｖｆｂと一致するとみなして、信号Ｉａ、ＳＬＰ及びＳｉｇ２０を生成及び出力する。タイミングＴ_Ｂ１以降において、帰還端子ＦＢには出力電圧Ｖｏｕｔに基づかない０Ｖの電圧が加わることになるため、コンパレータ１９及び２０の出力信号（ＳＬＰ、Ｓｉｇ２０）はローレベルに維持される。

帰還端子ＦＢにおける電圧が０Ｖとなると、エラーアンプ１１の機能により誤差電圧信号Ｖｃｍｐが上昇してゆくが、信号Ｖｃｍｐの電圧上昇は上限電圧値Ｖｍａｘまでに制限される。これに連動して、コイル電流ＩＬも増大してゆくがコイル電流ＩＬの増大は上限電流値Ｉｍａｘまでに制限される。

出力電圧Ｖｏｕｔに基づかない制御を通じてコイル電流ＩＬが増大することで出力電圧Ｖｏｕｔは上昇してゆき、タイミングＴ_Ｂ２において出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ４に達する。すると、信号Ｓｉｇ２１がローレベルからハイレベルへの切り替わることで制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがローレベルからハイレベルに切り替わる。

タイミングＴ_Ｂ２にて制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがローレベルからハイレベルに切り替わると、ロジック回路１７はクランプ回路１８を拡張クランプ状態とする。また、ハイレベルの制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴを受けて逆電流強制回路２３が作動することにより信号Ｖｃｍｐの値が強制的に下限電圧値Ｖｍｉｎ２とされる。そうすると、タイミングＴ_Ｂ２からのスイッチング動作によりコイルＬ１に負の電流が流れて出力電圧Ｖｏｕｔが低下してゆく（但し、タイミングＴ_Ｂ２直後において短時間だけ出力電圧Ｖｏｕｔが過渡的に上昇することもあり得る）。

図１０の例では、タイミングＴ_Ｂ２の直後において信号Ｖｃｍｐの値がＶｍｉｎ２とされることによりオンデューティが十分に低い状態でスイッチング動作が行われ、コイル電流ＩＬが下限電圧値Ｖｍｉｎ２に対応する下限電流値Ｉｍｉｎ２に向けて低下してゆく過渡応答を経て、コイル電流ＩＬが概ね下限電流値Ｉｍｉｎ２にて安定化し、その後、タイミングＴ_Ｂ３にて出力電圧Ｖｏｕｔが電圧（Ｖｒｅｆ４−ΔＨＹＳ４）未満まで低下している。

そうすると、タイミングＴ_Ｂ３にて信号Ｓｉｇ２１がハイレベルからローレベルへの切り替わることで制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがハイレベルからローレベルに切り替わる。制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがローレベルとなることで逆電流強制回路２３が非作動となるので、信号Ｖｃｍｐの値は再び速やかに上限電圧値Ｖｍａｘまで上昇し、これに連動してコイル電流ＩＬも上限電流値Ｉｍａｘへと増大する。コイル電流ＩＬが増大することで再び出力電圧Ｖｏｕｔは上昇してゆき、タイミングＴ_Ｂ４において出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ４に達する。以後は、タイミングＴ_Ｂ１〜Ｔ_Ｂ４間と同様の動作が繰り返されることになる。

このように、スイッチング電源装置１では、出力電圧Ｖｏｕｔに応じた電圧を伝達すべき電路が断線した場合などにおいても、出力電圧Ｖｏｕｔが異常に上昇することを抑止することができる。尚、図１０にて具体化された実施例ＥＸ１＿３の技術を実現することだけを考えた場合、コンパレータ２０は有益に機能しないので、コンパレータ２０は不要であると考えても良い。

また、実施例ＥＸ１＿３においては、タイミングＴ_Ｂ３にてクランプ回路１８の状態を、即時、拡張クランプ状態から通常クランプ状態に戻しても構わない。実施例ＥＸ１＿２と異なり、大きな負のコイル電流ＩＬが流れている状態でスイッチング動作が停止されるといった事象を考慮する必要がないためである。但し、実施例ＥＸ１＿２の動作を実現可能とした上で、タイミングＴ_Ｂ３にてクランプ回路１８の状態を通常クランプ状態に戻すようにする場合には、信号Ｓｉｇ２０と信号Ｓｉｇ２１を個別にロジック回路１７に入力し、コンパレータ２０及び２１の内、どちらで過電圧状態が検出されたのかをロジック回路１７に区別して認識させる必要がある。実際には、タイミングＴ_Ｂ３にてクランプ回路１８の状態を通常クランプ状態に戻す必要性も無いため、実施例ＥＸ１＿２と同様の制御を行って、タイミングＴ_Ｂ３から所定時間ｔ_ＨＬＤが経過した後にクランプ回路１８の状態を拡張クランプ状態から通常クランプ状態に戻せば足る。

＜＜第２実施形態＞＞
本発明の第２実施形態を説明する。第２実施形態は第１実施形態を基礎とする実施形態であり、第２実施形態において特に述べない事項に関しては、矛盾の無い限り、第１実施形態の記載が第２実施形態にも適用される。第２実施形態において、第１及び第２実施形態間で矛盾する事項については第２実施形態の記載が優先される。

図１１は、本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置１Ａの全体構成図である。図１１のスイッチング電源装置１Ａは、スイッチング電源ＩＣ１００Ａと、スイッチング電源ＩＣ１００Ａに対して外付け接続される複数のディスクリート部品と、を備え、当該複数のディスクリート部品には、コンデンサＣ１、コイルＬ１並びに抵抗Ｒ１及びＲ２が含まれる。

図１のＩＣ１００からクランプ回路１８を削除し且つＩＣ１００における軽負荷検出コンパレータ１９及び逆電流強制回路２３を軽負荷検出コンパレータ１１９及び逆電流強制回路１２３に置換することでＩＣ１００Ａが形成される。当該削除及び置換を除き、ＩＣ１００ＡとＩＣ１００は同じものであり、ＩＣ１００ＡとコンデンサＣ１、コイルＬ１並びに抵抗Ｒ１及びＲ２との接続関係は、ＩＣ１００とコンデンサＣ１、コイルＬ１並びに抵抗Ｒ１及びＲ２との接続関係と同じである。但し、ＩＣ１００Ａでは、クランプ回路１８が存在しないので、当然ながらロジック回路１７によるクランプ回路１８の制御は無い。尚、第１実施形態中の記載を第２実施形態に適用する場合、第１実施形態の記載における符号“１”、“１００”、“１９”、“２３”は、夫々、“１Ａ”、“１００Ａ”、“１１９”、“１２３”に読み替えられる。

以下、スイッチング電源装置１及び１Ａ間の相違点に注目して、スイッチング電源装置１Ａの構成を説明する。

コンパレータ１１９は、図１のコンパレータ１９と同様に、軽負荷状態を検出するための比較器であるが、コンパレータ１１９では反転入力端子が誤差信号ラインＬＮ１に接続される。従って、コンパレータ１１９は、自身の反転入力端子に入力される誤差電圧信号Ｖｃｍｐの電圧と自身の非反転入力端子に入力される基準電圧Ｖｒｅｆ２とを比較し、その比較結果を示す制御信号ＳＬＰを出力する。この比較においてはヒステリシスが設定されている。ここでは、信号Ｖｃｍｐの電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも高く制御信号ＳＬＰがローレベルである状態を起点として、コンパレータ１１９は、信号Ｖｃｍｐの電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも低くなるとハイレベルの制御信号ＳＬＰを出力し、その後、信号Ｖｃｍｐの電圧が電圧（Ｖｒｅｆ２＋ΔＨＹＳ２）よりも高くなると制御信号ＳＬＰのレベルをハイレベルからローレベルに切り替えるものとする。コンパレータ１１９からの制御信号ＳＬＰはロジック回路１７に入力される。制御信号ＳＬＰに応じたロジック回路１７の動作はＩＣ１００及び１００Ａ間で同じである。

逆電流強制回路１２３は、誤差信号ラインＬＮ１に接続され、制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがハイレベルであるときに作動して誤差信号ラインＬＮ１における誤差電圧信号Ｖｃｍｐの電圧値を、エラーアンプ１１から出力される誤差電流信号Ｉａに依らず、強制的に電圧値Ｖｍｉｎ２に設定する。電圧値Ｖｍｉｎ２の意義は第１実施形態で示した通りである。故に、信号Ｖｃｍｐの値が電圧値Ｖｍｉｎ２とされている状態でスイッチング動作が行われるとコイル電流ＩＬの値が電流値Ｉｍｉｎ２となるように制御される。

具体的には例えば、逆電流強制回路１２３は、電圧値Ｖｍｉｎ２を有する電圧を低インピーダンスで出力するアンプ１２３ａと、アンプ１２３ａの出力端子とラインＬＮ１との間に直列挿入されたスイッチ１２３ｂと、から成り、スイッチ１２３ｂのオン、オフが制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴにより制御される。即ち、制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがハイレベルであるとき、スイッチ１２３ｂがオンとなってアンプ１２３ａの出力端子がラインＬＮ１に接続されて、信号Ｖｃｍｐの値が電圧値Ｖｍｉｎ２と一致するようになる。制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがローレベルであるときには、アンプ１２３ａの出力端子とラインＬＮ１とが非接続となり、信号Ｖｃｍｐの値はエラーアンプ１１の出力信号（即ち誤差電流信号Ｉａ）により決定されることになる。

このように、スイッチング電源装置１Ａでは、誤差電圧信号Ｖｃｍｐに基づいて軽負荷状態を検出する構成を採用している。この場合、誤差信号ラインＬＮ１に対しクランプ回路が設けられないため、過電圧保護の動作時にはスイッチ１２３ｂを通じて信号Ｖｃｍｐの電圧を適正値（Ｖｍｉｎ２）にバイアスしている。第２実施形態の如く構成した場合でも、上述の特定故障の発生時に、第１実施形態と同様の作用が得られる。

また、過電圧状態が検出されていない状況（即ち制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴがローレベルである状況）において、負のコイル電流ＩＬを流すスイッチング動作が行われることがないように、コンパレータ１１９に対する基準電圧Ｖｒｅｆ２が設定されている。即ち、制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴ及びＳＬＰがローレベルであってスイッチング動作が実行されているときに負荷ＬＤが軽いことに応答して信号Ｖｃｍｐが低下してくるとコイル電流ＩＬを低下させる出力帰還制御が働くが、コイル電流ＩＬがゼロを下回る前に信号Ｖｃｍｐの電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２より低くなって制御信号ＳＬＰがハイレベルとなり、スイッチング動作が停止される。

＜＜第３実施形態＞＞
本発明の第３実施形態を説明する。第３実施形態では、第１又は第２実施形態と組み合わせて実施可能な技術、又は、第１及び第２実施形態に適用可能な変形技術を説明する。第３実施形態は、互いに組み合わせ可能な以下の実施例ＥＸ３＿１〜ＥＸ３＿６を含む。

―――実施例ＥＸ３＿１―――
実施例ＥＸ３＿１を説明する。図１２（ａ）は、実施例ＥＸ３＿１に係るカーナビゲーション装置３００の外観図であり、図１２（ｂ）は、カーナビゲーション装置３００の概略構成ブロック図である。カーナビゲーション装置３００は、スイッチング電源装置３０１と、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０２と、機能ブロック３０３と、を備える。スイッチング電源装置３０１として上述のスイッチング電源装置１又は１Ａが用いられる。スイッチング電源装置３０１の入力電圧Ｖｉｎは、カーナビゲーション装置３００が搭載される車両に設置されたバッテリから供給されて良い。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０２は、スイッチング電源装置３０１の出力電圧Ｖｏｕｔを所望の電圧値を有する１以上の直流電圧に変換し、得られた直流電圧を機能ブロック３０３に供給する。機能ブロック３０３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０２から供給される直流電圧に基づいて動作する。機能ブロック３０３は、カーナビゲーション装置３００の各機能を実現する複数の構成要素を含み、表示装置、スピーカ、マイクロプロセッサ等を含む。尚、スイッチング電源装置３０１の出力電圧が、直接、機能ブロック３０３に供給されることもあり得る。

カーナビゲーション装置３００においては、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０２と機能ブロック３０３とが、スイッチング電源装置３０１の負荷ＬＤであると考えることができる。勿論、スイッチング電源装置１又は１Ａは、カーナビゲーション装置に限らず、任意の負荷ＬＤを内包する任意の機器に搭載されて良い。

―――実施例ＥＸ３＿２―――
実施例ＥＸ３＿２を説明する。図１及び図１１の構成では、トランジスタ１０Ｌに流れる電流を検出することを通じてコイル電流ＩＬを検出しているが、電流検出部１３は、トランジスタ１０Ｈに流れる電流を検出することを通じて又はコイルＬ１に流れる電流を直接検出することを通じて電流検出信号Ｉｓｎｓを生成するようにしても良い。

―――実施例ＥＸ３＿３―――
実施例ＥＸ３＿３を説明する。図１の軽負荷検出コンパレータ１９又は図１１の軽負荷検出コンパレータ１１９は、帰還電圧Ｖｆｂに基づき又は帰還電圧Ｖｆｂに基づいて生成された信号の電圧（誤差電圧信号Ｖｃｍｐの電圧）に基づき、軽負荷状態を検出して軽負荷状態であると判断したときに、スイッチング動作を停止させるための停止制御信号（ハイレベルの制御信号ＳＬＰに相当）を出力するスリープ判定部として機能する。

本発明に係るスイッチング電源装置は、出力電圧Ｖｏｕｔに応じた帰還電圧Ｖｆｂに基づき（換言すれば帰還電圧Ｖｆｂを受けるべき帰還端子ＦＢの電圧に基づき）、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の目標電圧Ｖｔｇで安定化されるようスイッチ出力部１０を制御する制御部を備えている。当該制御部は、図１及び図１１の構成においては符号１１〜１７によって参照される各部位を備えて形成されると考えることができる。但し、図１の構成においては、クランプ回路１８も制御部の構成要素に含まれると考えることも可能である。

―――実施例ＥＸ３＿４―――
実施例ＥＸ３＿４を説明する。ＩＣ１００及び１００Ａにおいて、帰還端子ＦＢに出力電圧Ｖｏｕｔを直接入力することも可能であり（但し実施例ＥＸ１＿３を除く）、この場合、帰還電圧Ｖｆｂは出力電圧Ｖｏｕｔそのものとなる。帰還電圧Ｖｆｂが出力電圧Ｖｏｕｔそのものであっても、帰還電圧Ｖｆｂが出力電圧Ｖｏｕｔに応じた帰還電圧であることに変わりは無い。

―――実施例ＥＸ３＿５―――
実施例ＥＸ３＿５を説明する。上述の電流値Ｉｍａｘ及びＩｍｉｎ２の絶対値は互いに等しくても良いし、互いに異なっていても良い。但し、コイルＬ１の定格電流を考慮すれば、電流値Ｉｍａｘ及びＩｍｉｎ２を同じ又は同程度にすることが合理的である。

―――実施例ＥＸ３＿６―――
実施例ＥＸ３＿６を説明する。

ＩＣ１００及び１００Ａの各回路素子は半導体集積回路の形態で形成され、当該半導体集積回路を、樹脂にて構成された筐体（パッケージ）内に封入することで半導体装置が構成される。但し、複数のディスクリート部品を用いてＩＣ１００及び１００Ａ内の回路と同等の回路を構成するようにしても良い。ＩＣ１００又は１００Ａ内に含まれるものとして上述した幾つかの回路素子（例えばトランジスタ１０Ｈ及び１０Ｌ）は、ＩＣ１００又は１００Ａ外に設けられてＩＣ１００又は１００Ａに外付け接続されても良い。

任意の信号又は電圧に関して、上述の主旨を損なわない形で、それらのハイレベルとローレベルの関係を逆にしても良い。

トランジスタ１０ＨをＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴにて構成するようにしても良く、この場合には、上述のスイッチング動作が実現されるように、トランジスタ１０Ｈのゲートに供給される電圧レベルが上述のものから変形される。この他、ＦＥＴのチャネル型は任意に変更可能である。

上述の各トランジスタは、任意の種類のトランジスタであって良い。例えば、ＭＯＳＦＥＴとして上述されたトランジスタを、接合型ＦＥＴ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）又はバイポーラトランジスタに置き換えることも可能である。任意のトランジスタは第１電極、第２電極及び制御電極を有する。ＦＥＴにおいては、第１及び第２電極の内の一方がドレインで他方がソースであり且つ制御電極がゲートである。ＩＧＢＴにおいては、第１及び第２電極の内の一方がコレクタで他方がエミッタであり且つ制御電極がゲートである。ＩＧＢＴに属さないバイポーラトランジスタにおいては、第１及び第２電極の内の一方がコレクタで他方がエミッタであり且つ制御電極がベースである。

＜＜本発明の考察＞＞
上述の実施形態にて具体化された本発明について考察する。

本発明の一側面に係るスイッチング電源装置Ｗ_Ａは、スイッチング動作により入力電圧（Ｖｉｎ）から出力電圧（Ｖｏｕｔ）を生成するためのスイッチ出力部（１０）と、前記出力電圧に応じた帰還電圧（Ｖｆｂ）に基づき前記スイッチ出力部を制御する制御部（１１〜１７）と、前記帰還電圧又は前記帰還電圧に基づいて生成された信号の電圧（Ｖｃｍｐの電圧）に基づき停止制御信号（ハイレベルの制御信号ＳＬＰ）を出力可能なスリープ判定部（１９、１１９）と、少なくとも前記帰還電圧に基づき前記出力電圧が過電圧状態にあるか否かを検出して前記出力電圧が前記過電圧状態にあるとき過電圧検出信号（ハイレベルの制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴ）を出力する過電圧検出部（２０〜２２）と、を備えたスイッチング電源装置であって、前記制御部は、前記停止制御信号の受信に応答して前記スイッチング動作を停止させるスイッチング停止制御を実行可能であり、前記スイッチング停止制御を実行している状態において前記過電圧検出信号を受信したときには前記スイッチング動作を再開させることを特徴とする。

スイッチング停止制御を可能としておくことで、負荷が軽いときにスイッチング動作を停止させてスイッチングロスを低減することが可能となる。但し、天絡等の故障が生じているときにはスイッチング動作を停止させていても出力電圧が過電圧状態になることがありえる。この際に、スイッチング動作を再開させるように構成しておけば、スイッチング動作を通じて過電圧状態を解消又は抑止することが可能となる。

具体的には例えば、スイッチング電源装置Ｗ_Ａにおいて、前記スイッチ出力部と前記出力電圧が加わる端子（ＯＵＴ）との間にコイル（Ｌ１）が介在し、前記制御部は、前記スイッチング停止制御を実行している状態において前記過電圧検出信号を受信したとき、前記コイルから前記スイッチ出力部へ向かう逆電流（負のコイル電流ＩＬ）を許容する態様で前記スイッチング動作を再開させると良い。

より具体的には例えば、スイッチング電源装置Ｗ_Ａにおいて、前記スイッチ出力部は、前記帰還電圧に基づく前記スイッチング動作により交互にオン、オフされる、互いに直列に接続された出力トランジスタ（１０Ｈ）及び同期整流トランジスタ（１０Ｌ）を有し、前記制御部は、前記帰還電圧と所定の基準電圧（Ｖｒｅｆ１）との差分に応じた誤差信号を誤差信号ライン（ＬＮ１）に出力するエラーアンプ（１１）と、前記出力トランジスタ及び前記同期整流トランジスタ間の接続ノード（ＳＷ）と前記出力電圧が加わる端子との間に直列に介在する前記コイルの電流を検出して該検出電流に応じた電流検出信号（Ｉｓｎｓ）を出力するコイル電流検出部（１３）と、を有し、前記誤差信号ラインにおける信号と前記電流検出信号に基づいて前記スイッチ出力部に対する駆動信号（Ｇ１、Ｇ２）を生成することにより前記スイッチング動作を実現すると良い。

そして例えば、スイッチング電源装置Ｗ_Ａにおいて、前記誤差信号ラインにおける信号の可変範囲を制限することで、前記スイッチング動作の実行中における前記コイルの電流の可変範囲を制限するクランプ回路（１８）を更に設けておくと良く、前記コイルの電流の可変範囲における下限値は第１下限値（Ｉｍｉｎ１）及び第２下限値（Ｉｍｉｎ２）の何れかに設定され、前記コイルの電流値が前記第１下限値以上であるときには、前記接続ノードから前記コイルに向けて電流が流れる一方で、前記コイルの電流値が前記第２下限値であるときには、前記コイルから前記接続ノードに向かう前記逆電流が流れ、前記制御部は、前記過電圧検出信号の受信前には前記下限値が前記第１下限値となるように、且つ、前記過電圧検出信号を受信すると前記下限値が前記第２下限値となるように、前記クランプ回路を制御すると良い。

そして例えば、前記過電圧検出信号が出力されているとき、前記エラーアンプの出力に依らず前記誤差信号ラインの信号電圧を強制的に前記第２下限値に対応する電圧（Ｖｍｉｎ２）に設定する強制回路（２３）を当該スイッチング電源装置Ｗ_Ａに更に設けておいても良い。

この際例えば、スイッチング電源装置Ｗ_Ａにおいて、前記制御部は、前記スイッチング停止制御の実行中に前記過電圧検出信号を受信したことに応答して前記スイッチング動作を再開した後、前記過電圧状態の解消が検出されたとき、前記スリープ判定部の出力に依らず前記スイッチング動作を所定時間（ｔ_ＨＬＤ）継続実行し且つ前記所定時間の経過を待ってから前記下限値が前記第２下限値から前記第１下限値に戻るよう前記クランプ回路を制御すると良い。

比較的大きな電流がコイルに流れている状態でスリープ判定部の出力に基づきスイッチング動作を停止させた場合、スイッチ出力部を形成するトランジスタにダメージが加わる等の不都合が生じ得るが、上記の如く構成しておくことで、このような不都合の発生を抑制することが可能となる。

また具体的には例えば（図１参照）、スイッチング電源装置Ｗ_Ａにおいて、前記スリープ判定部（１９）は、前記帰還電圧と所定のスリープ判定電圧（Ｖｒｅｆ２）との比較結果に基づき、前記停止制御信号を出力すると良い。

また例えば（図１１参照）、スイッチング電源装置Ｗ_Ａにおいて、前記過電圧検出信号が出力されているとき、前記エラーアンプの出力に依らず前記誤差信号ライン（ＬＮ１）の信号電圧を強制的に所定電圧（Ｖｍｉｎ２）とする強制回路（１２３）を更に設けておいて良く、前記誤差信号ラインの信号電圧が前記所定電圧とされている状態での前記スイッチング動作において、前記コイルから前記接続ノードに向かう前記逆電流が流れるよう、前記所定電圧が定められていると良い。

この際例えば（図１１参照）、スイッチング電源装置Ｗ_Ａにおいて、前記スリープ判定部（１１９）は、前記誤差信号ラインの信号電圧と所定のスリープ判定電圧（Ｖｒｅｆ２）との比較結果に基づき、前記停止制御信号を出力すると良い。

本発明の一側面に係るスイッチング電源装置Ｗ_Ｂは、スイッチング動作により入力電圧（Ｖｉｎ）から出力電圧（Ｖｏｕｔ）を生成するためのスイッチ出力部（１０）と、前記出力電圧の分圧による帰還電圧（Ｖｆｂ）を受けるべき第１入力端子（ＦＢ）と、前記出力電圧を受けるべき第２入力端子（ＯＳ）と、前記第１入力端子の電圧に基づき前記スイッチ出力部を制御する制御部（１１〜１７）と、少なくとも前記第２入力端子の電圧に基づき前記出力電圧が過電圧状態にあるか否かを検出して前記出力電圧が前記過電圧状態にあるとき過電圧検出信号（ハイレベルの制御信号ＯＶＰ＿ＤＥＴ）を出力する過電圧検出部（２０〜２２）と、を備えたスイッチング電源装置であって、前記スイッチ出力部と前記出力電圧が加わる端子（ＯＵＴ）との間にコイル（Ｌ１）が介在し、前記制御部は、前記過電圧検出信号の受信前では前記コイルから前記スイッチ出力部へ向かう逆電流（負のコイル電流ＩＬ）を制限する態様で前記スイッチング動作を行う一方、前記過電圧検出信号を受信すると前記逆電流を発生させる態様で前記スイッチング動作を行うことを特徴とする。

出力電圧が加わる端子と第１入力端子との間の電路にオープン故障が生じた場合等においては、本来行われるべき帰還電圧に基づくスイッチング動作が不能となり、出力電圧が異常に上昇するおそれがある。これを考慮し、上記の如く構成されたスイッチング電源装置Ｗ_Ｂでは、第２入力端子の電圧に基づき過電圧状態が検出されたとき、逆電流を発生させる態様でスイッチング動作を行う。このため、逆電流による出力電圧低下を通じて出力電圧が高くなりすぎることを抑制することが可能となる。

本発明の実施形態は、特許請求の範囲に示された技術的思想の範囲内において、適宜、種々の変更が可能である。以上の実施形態は、あくまでも、本発明の実施形態の例であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以上の実施形態に記載されたものに制限されるものではない。上述の説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。

１、１Ａ スイッチング電源装置
１１ エラーアンプ
１３ 電流検出部
１４ 差動アンプ
１６ ＰＷＭコンパレータ
１７ ロジック回路
１８ クランプ回路
１９、１１９ 軽負荷検出コンパレータ
２０、２１ 過電圧検出コンパレータ
２３、１２３ 逆電流強制回路
１００、１００Ａ スイッチング電源ＩＣ
Ｖｉｎ 入力電圧
Ｖｏｕｔ 出力電圧
Ｖｆｂ 帰還電圧

Claims (15)

1. スイッチング動作により入力電圧から出力電圧を生成するためのスイッチ出力部と、
   前記出力電圧に応じた帰還電圧に基づき前記スイッチ出力部を制御する制御部と、
   前記帰還電圧又は前記帰還電圧に基づいて生成された信号の電圧に基づき停止制御信号を出力可能なスリープ判定部と、
   少なくとも前記帰還電圧に基づき前記出力電圧が過電圧状態にあるか否かを検出して前記出力電圧が前記過電圧状態にあるとき過電圧検出信号を出力する過電圧検出部と、を備えたスイッチング電源装置であって、
   前記制御部は、前記停止制御信号の受信に応答して前記スイッチング動作を停止させるスイッチング停止制御を実行可能であり、前記スイッチング停止制御を実行している状態において前記過電圧検出信号を受信したときには前記スイッチング動作を再開させる
   ことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記スイッチ出力部と前記出力電圧が加わる端子との間にコイルが介在し、
   前記制御部は、前記スイッチング停止制御を実行している状態において前記過電圧検出信号を受信したとき、前記コイルから前記スイッチ出力部へ向かう逆電流を許容する態様で前記スイッチング動作を再開させる
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記スイッチ出力部は、前記帰還電圧に基づく前記スイッチング動作により交互にオン、オフされる、互いに直列に接続された出力トランジスタ及び同期整流トランジスタを有し、
   前記制御部は、前記帰還電圧と所定の基準電圧との差分に応じた誤差信号を誤差信号ラインに出力するエラーアンプと、前記出力トランジスタ及び前記同期整流トランジスタ間の接続ノードと前記出力電圧が加わる端子との間に直列に介在する前記コイルの電流を検出して該検出電流に応じた電流検出信号を出力するコイル電流検出部と、を有し、前記誤差信号ラインにおける信号と前記電流検出信号に基づいて前記スイッチ出力部に対する駆動信号を生成することにより前記スイッチング動作を実現する
   ことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記誤差信号ラインにおける信号の可変範囲を制限することで、前記スイッチング動作の実行中における前記コイルの電流の可変範囲を制限するクランプ回路を更に備え、
   前記コイルの電流の可変範囲における下限値は第１下限値及び第２下限値の何れかに設定され、
   前記コイルの電流値が前記第１下限値以上であるときには、前記接続ノードから前記コイルに向けて電流が流れる一方で、前記コイルの電流値が前記第２下限値であるときには、前記コイルから前記接続ノードに向かう前記逆電流が流れ、
   前記制御部は、前記過電圧検出信号の受信前には前記下限値が前記第１下限値となるように、且つ、前記過電圧検出信号を受信すると前記下限値が前記第２下限値となるように、前記クランプ回路を制御する
   ことを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記過電圧検出信号が出力されているとき、前記エラーアンプの出力に依らず前記誤差信号ラインの信号電圧を強制的に前記第２下限値に対応する電圧に設定する強制回路を、更に備える
   ことを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記制御部は、前記スイッチング停止制御の実行中に前記過電圧検出信号を受信したことに応答して前記スイッチング動作を再開した後、前記過電圧状態の解消が検出されたとき、前記スリープ判定部の出力に依らず前記スイッチング動作を所定時間継続実行し且つ前記所定時間の経過を待ってから前記下限値が前記第２下限値から前記第１下限値に戻るよう前記クランプ回路を制御する
   ことを特徴とする請求項４又は５に記載のスイッチング電源装置。
7. 前記スリープ判定部は、前記帰還電圧と所定のスリープ判定電圧との比較結果に基づき、前記停止制御信号を出力する
   ことを特徴とする請求項１〜６の何れかに記載のスイッチング電源装置。
8. 前記過電圧検出信号が出力されているとき、前記エラーアンプの出力に依らず前記誤差信号ラインの信号電圧を強制的に所定電圧とする強制回路を更に備え、
   前記誤差信号ラインの信号電圧が前記所定電圧とされている状態での前記スイッチング動作において、前記コイルから前記接続ノードに向かう前記逆電流が流れるよう、前記所定電圧が定められる
   ことを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
9. 前記スリープ判定部は、前記誤差信号ラインの信号電圧と所定のスリープ判定電圧との比較結果に基づき、前記停止制御信号を出力する
   ことを特徴とする請求項３又は８に記載のスイッチング電源装置。
10. スイッチング動作により入力電圧から出力電圧を生成するためのスイッチ出力部と、
    前記出力電圧の分圧による帰還電圧を受けるべき第１入力端子と、
    前記出力電圧を受けるべき第２入力端子と、
    前記第１入力端子の電圧に基づき前記スイッチ出力部を制御する制御部と、
    少なくとも前記第２入力端子の電圧に基づき前記出力電圧が過電圧状態にあるか否かを検出して前記出力電圧が前記過電圧状態にあるとき過電圧検出信号を出力する過電圧検出部と、を備えたスイッチング電源装置であって、
    前記スイッチ出力部と前記出力電圧が加わる端子との間にコイルが介在し、
    前記制御部は、前記過電圧検出信号の受信前では前記コイルから前記スイッチ出力部へ向かう逆電流を制限する態様で前記スイッチング動作を行う一方、前記過電圧検出信号を受信すると前記逆電流を発生させる態様で前記スイッチング動作を行う
    ことを特徴とするスイッチング電源装置。
11. 前記スイッチ出力部は、前記第１入力端子の電圧に基づく前記スイッチング動作により交互にオン、オフされる、互いに直列に接続された出力トランジスタ及び同期整流トランジスタを有し、
    前記制御部は、前記第１入力端子の電圧と所定の基準電圧との差分に応じた誤差信号を誤差信号ラインに出力するエラーアンプと、前記出力トランジスタ及び前記同期整流トランジスタ間の接続ノードと、前記出力電圧が加わる端子との間に直列に介在する前記コイルの電流を検出して該検出電流に応じた電流検出信号を出力するコイル電流検出部と、を有し、前記誤差信号ラインにおける信号と前記電流検出信号に基づいて前記スイッチ出力部に対する駆動信号を生成することにより前記スイッチング動作を実現する
    ことを特徴とする請求項１０に記載のスイッチング電源装置。
12. 前記誤差信号ラインにおける信号の可変範囲を制限することで、前記スイッチング動作の実行中における前記コイルの電流の可変範囲を制限するクランプ回路を更に備え、
    前記コイルの電流の可変範囲における下限値は第１下限値及び第２下限値の何れかに設定され、
    前記コイルの電流値が前記第１下限値以上であるときには、前記接続ノードから前記コイルに向けて電流が流れる一方で、前記コイルの電流値が前記第２下限値であるときには、前記コイルから前記接続ノードに向かう前記逆電流が流れ、
    前記過電圧検出信号が出力されているとき、前記エラーアンプの出力に依らず前記誤差信号ラインの信号電圧を強制的に前記第２下限値に対応する電圧に設定する強制回路が、当該スイッチング電源装置に更に設けられる
    ことを特徴とする請求項１１に記載のスイッチング電源装置。
13. 前記制御部は、前記過電圧検出信号の受信前には前記下限値が前記第１下限値となるように、且つ、前記過電圧検出信号を受信すると前記下限値を前記第２下限値となるように、前記クランプ回路を制御する
    ことを特徴とする請求項１２に記載のスイッチング電源装置。
14. 前記過電圧検出信号が出力されているとき、前記エラーアンプの出力に依らず前記誤差信号ラインの信号電圧を強制的に所定電圧とする強制回路を更に備え、
    前記誤差信号ラインの信号電圧が前記所定電圧とされている状態での前記スイッチング動作において、前記コイルから前記接続ノードに向かう前記逆電流が流れるよう、前記所定電圧が定められる
    ことを特徴とする請求項１１に記載のスイッチング電源装置。
15. 請求項１〜１４の何れかに記載のスイッチング電源装置を形成する半導体装置であって、集積回路を用いて形成された
    ことを特徴とする半導体装置。

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