JP2000134914A - 過電圧保護回路 - Google Patents
過電圧保護回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 スイッチング電源のセットにおいて、出力電
圧の調整における上限値および下限値のばらつきや、出
力電圧の温度による変動を小さくする。 【解決手段】 電源装置の出力電圧を調節する調節手段
と、出力電圧を既定の限界値に固定する固定手段と、出
力電圧を検出する検出手段と、検出手段による検出値と
既定の限界値とを比較する比較手段２３と、比較手段に
よる比較結果に基づいて、調節手段を有効とするか、あ
るいは固定手段を有効とするかを選択する選択手段２６
とを有する電源装置の過電圧保護回路において、固定手
段に、出力電圧を分圧するためのＩＣ内に設けられた固
定抵抗１９、２０と、誤差増幅器１６とを設け、固定抵
抗の分圧点の電圧を選択手段を介して誤差増幅器の反転
入力端子に入力した。
圧の調整における上限値および下限値のばらつきや、出
力電圧の温度による変動を小さくする。 【解決手段】 電源装置の出力電圧を調節する調節手段
と、出力電圧を既定の限界値に固定する固定手段と、出
力電圧を検出する検出手段と、検出手段による検出値と
既定の限界値とを比較する比較手段２３と、比較手段に
よる比較結果に基づいて、調節手段を有効とするか、あ
るいは固定手段を有効とするかを選択する選択手段２６
とを有する電源装置の過電圧保護回路において、固定手
段に、出力電圧を分圧するためのＩＣ内に設けられた固
定抵抗１９、２０と、誤差増幅器１６とを設け、固定抵
抗の分圧点の電圧を選択手段を介して誤差増幅器の反転
入力端子に入力した。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は保護回路に関し、特
にスイッチング電源装置において、装置の出力電圧の調
整中に異常電圧が出力された場合に、この装置の出力端
子から電源の供給を受けている回路や装置を保護する保
護回路に関する。
にスイッチング電源装置において、装置の出力電圧の調
整中に異常電圧が出力された場合に、この装置の出力端
子から電源の供給を受けている回路や装置を保護する保
護回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３に従来のスイッチング電源回路を示
す。このスイッチング電源回路は降圧型の電源回路であ
る。すなわち、このスイッチング電源回路は、電源入力
端子１および電源出力端子１１をもち、電源入力端子１
から入力された入力電圧を降圧して電源出力端子１１か
ら出力する。
す。このスイッチング電源回路は降圧型の電源回路であ
る。すなわち、このスイッチング電源回路は、電源入力
端子１および電源出力端子１１をもち、電源入力端子１
から入力された入力電圧を降圧して電源出力端子１１か
ら出力する。
【０００３】電源入力端子１より入力された電源入力電
圧は、スイッチング電源回路の一部であるスイッチング
制御ＩＣ１８の電源端子２と、パワーＭＯＳＦＥＴ３の
ソースとに印加される。スイッチング制御ＩＣ１８は発
振器４を内蔵しており、この発振器４は一定周波数の三
角波を発生し、この三角波はＰＷＭ比較器５の反転入力
端子に入力される。ＰＷＭ比較器５は、このＰＷＭ比較
器５への入力に応じて決まるデューティーのパルスを出
力し、この出力は制御回路６を介してスイッチング制御
ＩＣ１８の出力端子７から出力される。
圧は、スイッチング電源回路の一部であるスイッチング
制御ＩＣ１８の電源端子２と、パワーＭＯＳＦＥＴ３の
ソースとに印加される。スイッチング制御ＩＣ１８は発
振器４を内蔵しており、この発振器４は一定周波数の三
角波を発生し、この三角波はＰＷＭ比較器５の反転入力
端子に入力される。ＰＷＭ比較器５は、このＰＷＭ比較
器５への入力に応じて決まるデューティーのパルスを出
力し、この出力は制御回路６を介してスイッチング制御
ＩＣ１８の出力端子７から出力される。
【０００４】この出力端子７には、外付けのパワーＭＯ
ＳＦＥＴ３のゲートが接続されている。さらに、このパ
ワーＭＯＳＦＥＴ３のドレインには、ダイオード８とイ
ンダクタンス９の一端が接続されている。ダイオード８
の他端は接地されている。インダクタンス９の他端に
は、コンデンサ１０の一端と、スイッチング電源回路の
電源出力端子１１とが接続されている。コンデンサ１０
の他端は接地されている。パワーＭＯＳＦＥＴ３、ダイ
オード８、インダクタンス９、コンデンサ１０は、降圧
型スイッチングレギュレータ回路を構成している。
ＳＦＥＴ３のゲートが接続されている。さらに、このパ
ワーＭＯＳＦＥＴ３のドレインには、ダイオード８とイ
ンダクタンス９の一端が接続されている。ダイオード８
の他端は接地されている。インダクタンス９の他端に
は、コンデンサ１０の一端と、スイッチング電源回路の
電源出力端子１１とが接続されている。コンデンサ１０
の他端は接地されている。パワーＭＯＳＦＥＴ３、ダイ
オード８、インダクタンス９、コンデンサ１０は、降圧
型スイッチングレギュレータ回路を構成している。
【０００５】抵抗１２と抵抗１３とは直列に接続され、
さらにこの直列接続された抵抗が、電源出力端子１１と
接地端子１７との間に接続されている。すなわち、抵抗
１２、１３は電源出力端子１１の出力電圧を抵抗分割し
ている。抵抗１２と１３が相互に接続された抵抗分割点
１２ａは、スイッチング制御ＩＣ１８のフィードバック
端子１４に接続されている。
さらにこの直列接続された抵抗が、電源出力端子１１と
接地端子１７との間に接続されている。すなわち、抵抗
１２、１３は電源出力端子１１の出力電圧を抵抗分割し
ている。抵抗１２と１３が相互に接続された抵抗分割点
１２ａは、スイッチング制御ＩＣ１８のフィードバック
端子１４に接続されている。
【０００６】この端子１４は、ＩＣ１８内部の抵抗２１
を介して、やはりＩＣ内部の、直列に接続された抵抗１
９、２０の中間点１９ａに接続され、さらに誤差増幅器
１６の反転入力端子にも接続されている。抵抗１９の上
端は、ＩＣ１８の入力端子２２に接続され、この入力端
子２２はスイッチング電源回路の電源出力端子１１に接
続されている。また、抵抗２０の下端はＩＣ１８の接地
端子１７に接続され、この端子１７は接地されている。
誤差増幅器１６の非反転入力端子には、定電圧源１５が
接続されている。誤差増幅器１６の出力は、ＰＷＭ比較
器５の非反転入力端子に接続されている。
を介して、やはりＩＣ内部の、直列に接続された抵抗１
９、２０の中間点１９ａに接続され、さらに誤差増幅器
１６の反転入力端子にも接続されている。抵抗１９の上
端は、ＩＣ１８の入力端子２２に接続され、この入力端
子２２はスイッチング電源回路の電源出力端子１１に接
続されている。また、抵抗２０の下端はＩＣ１８の接地
端子１７に接続され、この端子１７は接地されている。
誤差増幅器１６の非反転入力端子には、定電圧源１５が
接続されている。誤差増幅器１６の出力は、ＰＷＭ比較
器５の非反転入力端子に接続されている。
【０００７】ＰＷＭ比較器５は、発振器４から出力され
る三角波と、誤差増幅器１６の出力とを比較し、この比
較結果に基づいて出力パルスのデューティーを決定す
る。この出力パルスは、制御回路６を介してパワーＭＯ
ＳＦＥＴ３のゲートに加えられる。電源出力端子１１の
電圧Voは、抵抗１２、１３、１９、２０、２１で抵抗分
割され、誤差増幅器１６の反転入力端子に印可される。
なお、以後の説明においては、同一の構成には同一の符
号を付し、その説明を省略するものとする。
る三角波と、誤差増幅器１６の出力とを比較し、この比
較結果に基づいて出力パルスのデューティーを決定す
る。この出力パルスは、制御回路６を介してパワーＭＯ
ＳＦＥＴ３のゲートに加えられる。電源出力端子１１の
電圧Voは、抵抗１２、１３、１９、２０、２１で抵抗分
割され、誤差増幅器１６の反転入力端子に印可される。
なお、以後の説明においては、同一の構成には同一の符
号を付し、その説明を省略するものとする。
【０００８】電源出力端子１１の電圧Voが上昇した場合
には、誤差増幅器１６の反転入力端子の電位も上昇し、
その結果、図４の区間ｂに示すように、誤差増幅器１６
の出力電圧Ｂは低下する。この出力ＢがＰＷＭ比較器５
に入力され、発振器４の発振波形Ａと比較されるので、
パワーＭＯＳＦＥＴ３がオンされる期間が短くなる。す
ると、コンデンサ１０が、電源入力端子１からの入力が
コイル９を介して供給されることにより充電される期間
が短くなり、従って、電源出力端子１１の電圧を上昇さ
せる期間が短くなり、電源出力端子１１の電圧が下が
り、出力電圧Voはもとの値に戻る。
には、誤差増幅器１６の反転入力端子の電位も上昇し、
その結果、図４の区間ｂに示すように、誤差増幅器１６
の出力電圧Ｂは低下する。この出力ＢがＰＷＭ比較器５
に入力され、発振器４の発振波形Ａと比較されるので、
パワーＭＯＳＦＥＴ３がオンされる期間が短くなる。す
ると、コンデンサ１０が、電源入力端子１からの入力が
コイル９を介して供給されることにより充電される期間
が短くなり、従って、電源出力端子１１の電圧を上昇さ
せる期間が短くなり、電源出力端子１１の電圧が下が
り、出力電圧Voはもとの値に戻る。
【０００９】反対に、出力電圧Voが下降した場合には、
誤差増幅器１６の反転入力端子の電位も下降し、その結
果、図４の区間ｃに示すように、誤差増幅器１６の出力
Ｂは上昇し、パワーＭＯＳＦＥＴ３がオンする期間が長
くなる。すると、電源入力端子１からの入力をコイル９
を介してコンデンサ１０に充電し、電源出力端子１１の
電圧を上昇させる期間が長くなり、電源出力端子１１の
電圧Voが上昇する。
誤差増幅器１６の反転入力端子の電位も下降し、その結
果、図４の区間ｃに示すように、誤差増幅器１６の出力
Ｂは上昇し、パワーＭＯＳＦＥＴ３がオンする期間が長
くなる。すると、電源入力端子１からの入力をコイル９
を介してコンデンサ１０に充電し、電源出力端子１１の
電圧を上昇させる期間が長くなり、電源出力端子１１の
電圧Voが上昇する。
【００１０】電源出力端子１１の出力電圧Voは、説明を
簡単にするためＩＣ内部の抵抗１９，２０，２１がない
ものとすると、次式で示される。 Vo=Vref・(R13+R12)/R13 ……………（第１式） ただし、 Vref：定電圧源１５の電圧 R12：抵抗１２の抵抗値 R13：抵抗１３の抵抗値 である。R12を大きく、あるいはR13を小さくすることで
電源出力端子１１の出力電圧Voを高く設定できる。逆
に、R12を小さく、あるいはR13を大きくすることで電源
出力端子１１の出力電圧Voを低く設定できる。
簡単にするためＩＣ内部の抵抗１９，２０，２１がない
ものとすると、次式で示される。 Vo=Vref・(R13+R12)/R13 ……………（第１式） ただし、 Vref：定電圧源１５の電圧 R12：抵抗１２の抵抗値 R13：抵抗１３の抵抗値 である。R12を大きく、あるいはR13を小さくすることで
電源出力端子１１の出力電圧Voを高く設定できる。逆
に、R12を小さく、あるいはR13を大きくすることで電源
出力端子１１の出力電圧Voを低く設定できる。
【００１１】スイッチング電源のセットにおいて、出力
電圧の精度は重要な電気的特性の一つであるが、スイッ
チング電源内の回路を図３に示す回路のようにＩＣ化し
た場合、ＩＣ内の素子の定数はばらつきが大きいので、
出力電圧の精度が悪化することが考えられる。
電圧の精度は重要な電気的特性の一つであるが、スイッ
チング電源内の回路を図３に示す回路のようにＩＣ化し
た場合、ＩＣ内の素子の定数はばらつきが大きいので、
出力電圧の精度が悪化することが考えられる。
【００１２】この対策として、図３におけるＲ１２、Ｒ
１３を可変抵抗にして、出力電圧の調整を行うことが行
われていた。しかし、調整中に、誤って出力電圧を高く
しすぎたり、逆に低くしすぎたりすることが考えられ
る。これらの行為は、出力端子から電源の供給を受ける
回路や装置を破壊したり、誤動作を引き起こしたりする
可能性がある。
１３を可変抵抗にして、出力電圧の調整を行うことが行
われていた。しかし、調整中に、誤って出力電圧を高く
しすぎたり、逆に低くしすぎたりすることが考えられ
る。これらの行為は、出力端子から電源の供給を受ける
回路や装置を破壊したり、誤動作を引き起こしたりする
可能性がある。
【００１３】この対策として、図５に示す特開平３−２
８３５６２号公報の技術のように、電源の供給を受ける
側の回路中に電源電圧変換回路を設け、供給された電圧
をこの電源電圧変換回路で降圧して内部回路に供給する
ことが考えられる。この回路は、外部電源端子３０に供
給される電源電圧を第１の電源電圧変換回路３１あるい
は第２の電源電圧変換回路３２で降圧し、内部回路３３
に供給するものである。この回路を用いれば、内部回路
３３は、直接、外部電源端子３０に印加される電圧に晒
されることはないので、破壊等から保護される。しか
し、外部電源端子３０の電圧を検出している制御回路３
４は、直接、外部電源端子３０の電圧を入力しているの
で、保護されない。
８３５６２号公報の技術のように、電源の供給を受ける
側の回路中に電源電圧変換回路を設け、供給された電圧
をこの電源電圧変換回路で降圧して内部回路に供給する
ことが考えられる。この回路は、外部電源端子３０に供
給される電源電圧を第１の電源電圧変換回路３１あるい
は第２の電源電圧変換回路３２で降圧し、内部回路３３
に供給するものである。この回路を用いれば、内部回路
３３は、直接、外部電源端子３０に印加される電圧に晒
されることはないので、破壊等から保護される。しか
し、外部電源端子３０の電圧を検出している制御回路３
４は、直接、外部電源端子３０の電圧を入力しているの
で、保護されない。
【００１４】従って、根本的な対策をとるには、スイッ
チング電源側の出力回路に、出力電圧の上限値および下
限値を設ける必要がある。図３の回路においては、ＩＣ
１８内部の抵抗１９、２０、２１によって、上限値およ
び下限値が設定されている。したがって、たとえ抵抗１
２、１３を誤って調整し、極端な場合には短絡してしま
ったとしても、下記の式に示す上限値Vomaxあるいは下
限値Vominを超えないようにしていた。 Vomax=Vref・(R20//R21+R19)/(R20//R21) ……………（第２式） Vomin=Vref・(R20+R19//R21)/R20 ……………（第３式） ただし、 Vref：定電圧源１５の電圧 R19：抵抗１９の抵抗値 R20：抵抗２０の抵抗値 R21：抵抗２１の抵抗値 である。
チング電源側の出力回路に、出力電圧の上限値および下
限値を設ける必要がある。図３の回路においては、ＩＣ
１８内部の抵抗１９、２０、２１によって、上限値およ
び下限値が設定されている。したがって、たとえ抵抗１
２、１３を誤って調整し、極端な場合には短絡してしま
ったとしても、下記の式に示す上限値Vomaxあるいは下
限値Vominを超えないようにしていた。 Vomax=Vref・(R20//R21+R19)/(R20//R21) ……………（第２式） Vomin=Vref・(R20+R19//R21)/R20 ……………（第３式） ただし、 Vref：定電圧源１５の電圧 R19：抵抗１９の抵抗値 R20：抵抗２０の抵抗値 R21：抵抗２１の抵抗値 である。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】上記の上限値Vomax、
下限値Vominは、外部抵抗１２、１３とＩＣ内部の抵抗
１９、２０、２１の合成抵抗値で決まる。外部抵抗は抵
抗値の精度が高いのに対し、ＩＣ内部の抵抗の絶対値
は、製造上約±２０％のばらつきをもつので、これらの
合成抵抗で決まるVomax、Vominのばらつきも大きくな
り、その結果、出力電圧の設定範囲が狭くなるという問
題があった。また、内部抵抗と外部抵抗は温度係数が異
なる為、動作中に温度が変化した場合、合成抵抗値が変
化し、Voがずれてしまうという問題があった。
下限値Vominは、外部抵抗１２、１３とＩＣ内部の抵抗
１９、２０、２１の合成抵抗値で決まる。外部抵抗は抵
抗値の精度が高いのに対し、ＩＣ内部の抵抗の絶対値
は、製造上約±２０％のばらつきをもつので、これらの
合成抵抗で決まるVomax、Vominのばらつきも大きくな
り、その結果、出力電圧の設定範囲が狭くなるという問
題があった。また、内部抵抗と外部抵抗は温度係数が異
なる為、動作中に温度が変化した場合、合成抵抗値が変
化し、Voがずれてしまうという問題があった。
【００１６】本発明の目的は、スイッチング電源のセッ
トにおいて、出力電圧の調整における上限値および下限
値のばらつきや、出力電圧の温度による変動を小さくす
ることである。
トにおいて、出力電圧の調整における上限値および下限
値のばらつきや、出力電圧の温度による変動を小さくす
ることである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、電源装置の出力電圧を調節する調節手段と、前記出
力電圧を既定の限界値に固定する固定手段と、前記出力
電圧を検出する検出手段と、この検出手段による検出値
と、前記既定の限界値とを比較する比較手段と、この比
較手段による比較結果に基づいて、前記調節手段を有効
とするか、あるいは前記固定手段を有効とするかを選択
する選択手段とを有する電源装置の過電圧保護回路にお
いて、前記固定手段は、前記出力電圧を分圧するための
ＩＣ内に設けられた固定抵抗と、誤差増幅器とを有し、
前記固定抵抗の分圧点の電圧を前記選択手段を介して前
記誤差増幅器の反転入力端子に入力することを特徴とす
る電源装置の過電圧保護回路である。
は、電源装置の出力電圧を調節する調節手段と、前記出
力電圧を既定の限界値に固定する固定手段と、前記出力
電圧を検出する検出手段と、この検出手段による検出値
と、前記既定の限界値とを比較する比較手段と、この比
較手段による比較結果に基づいて、前記調節手段を有効
とするか、あるいは前記固定手段を有効とするかを選択
する選択手段とを有する電源装置の過電圧保護回路にお
いて、前記固定手段は、前記出力電圧を分圧するための
ＩＣ内に設けられた固定抵抗と、誤差増幅器とを有し、
前記固定抵抗の分圧点の電圧を前記選択手段を介して前
記誤差増幅器の反転入力端子に入力することを特徴とす
る電源装置の過電圧保護回路である。
【００１８】請求項２に記載の発明は、前記調節手段
は、前記出力電圧を分圧する可変抵抗と、誤差増幅器と
を有し、前記可変抵抗の分圧点の電圧を前記選択手段を
介して前記誤差増幅器の反転入力端子に入力することを
特徴とする請求項１に記載の電源装置の過電圧保護回路
である。
は、前記出力電圧を分圧する可変抵抗と、誤差増幅器と
を有し、前記可変抵抗の分圧点の電圧を前記選択手段を
介して前記誤差増幅器の反転入力端子に入力することを
特徴とする請求項１に記載の電源装置の過電圧保護回路
である。
【００１９】請求項３に記載の発明は、前記比較手段
は、前記検出値と、既定の上限値および下限値とを比較
することを特徴とする請求項１または２に記載の電源装
置の過電圧保護回路である。
は、前記検出値と、既定の上限値および下限値とを比較
することを特徴とする請求項１または２に記載の電源装
置の過電圧保護回路である。
【００２０】
【発明の実施の形態】本発明の一実施形態の構成につい
て、図１を参照して説明する。本実施形態におけるスイ
ッチング電源回路は、電源入力端子１、電源出力端子１
１をもち、この二つの端子間にパワーＭＯＳＦＥＴ３、
ダイオード８、インダクタンス９、コンデンサ１０で構
成される降圧型スイッチングレギュレータ回路が設けら
れている。
て、図１を参照して説明する。本実施形態におけるスイ
ッチング電源回路は、電源入力端子１、電源出力端子１
１をもち、この二つの端子間にパワーＭＯＳＦＥＴ３、
ダイオード８、インダクタンス９、コンデンサ１０で構
成される降圧型スイッチングレギュレータ回路が設けら
れている。
【００２１】さらに、電源出力端子１１の電圧は、直列
に接続された抵抗１２、１３で抵抗分割され、この抵抗
分割点１２ａがスイッチング制御ＩＣ１８のフィードバ
ック端子１４に接続されている。スイッチング制御ＩＣ
１８は、上記のフィードバック端子１４のほかに、電源
端子２、出力端子７、入力端子２２、接地端子１７をも
つ。また、このスイッチング制御ＩＣ１８は、発振器
４、ＰＷＭ比較器５、制御回路６、誤差増幅器１６、こ
の誤差増幅器１６の非反転入力端子に接続された定電圧
源１５、抵抗１９、２０を内蔵している。以上の構成は
図３に示した従来例と機能的に共通する。
に接続された抵抗１２、１３で抵抗分割され、この抵抗
分割点１２ａがスイッチング制御ＩＣ１８のフィードバ
ック端子１４に接続されている。スイッチング制御ＩＣ
１８は、上記のフィードバック端子１４のほかに、電源
端子２、出力端子７、入力端子２２、接地端子１７をも
つ。また、このスイッチング制御ＩＣ１８は、発振器
４、ＰＷＭ比較器５、制御回路６、誤差増幅器１６、こ
の誤差増幅器１６の非反転入力端子に接続された定電圧
源１５、抵抗１９、２０を内蔵している。以上の構成は
図３に示した従来例と機能的に共通する。
【００２２】従来例と異なる構成を以下に記す。スイッ
チング制御ＩＣ１８には、さらにスイッチ２６、ウイン
ドウコンパレータ２３、このウインドウコンパレータ２
３の反転入力端子および非反転入力端子に接続された定
電圧源２４および２５が内蔵されている。
チング制御ＩＣ１８には、さらにスイッチ２６、ウイン
ドウコンパレータ２３、このウインドウコンパレータ２
３の反転入力端子および非反転入力端子に接続された定
電圧源２４および２５が内蔵されている。
【００２３】スイッチング制御ＩＣ１８のフィードバッ
ク端子１４は、このＩＣに内蔵されたスイッチ２６の端
子２６ａに接続されている。また、このＩＣに内蔵され
た抵抗１９、２０の抵抗分割点１９ａは、スイッチ２６
の別の端子２６ｂに接続されている。さらに、スイッチ
２６の反対側の端子２６ｃは、誤差増幅器１６の非反転
入力端子に接続されている。また、前記抵抗分割点１９
ａは、ウインドウコンパレータ２３の±入力端子にも接
続されている。前記スイッチ２６は、前記ウインドウコ
ンパレータ２３の出力によって制御される。
ク端子１４は、このＩＣに内蔵されたスイッチ２６の端
子２６ａに接続されている。また、このＩＣに内蔵され
た抵抗１９、２０の抵抗分割点１９ａは、スイッチ２６
の別の端子２６ｂに接続されている。さらに、スイッチ
２６の反対側の端子２６ｃは、誤差増幅器１６の非反転
入力端子に接続されている。また、前記抵抗分割点１９
ａは、ウインドウコンパレータ２３の±入力端子にも接
続されている。前記スイッチ２６は、前記ウインドウコ
ンパレータ２３の出力によって制御される。
【００２４】ウインドウコンパレータ２３の内部構成を
図２を参照して説明する。ウインドウコンパレータ２３
は、コンパレータ２７および２８、ＡＮＤゲート２９を
内蔵している。ウインドウコンパレータ２３の非反転入
力端子は、コンパレータ２８の非反転入力端子に接続さ
れ、ウインドウコンパレータ２３の反転入力端子は、コ
ンパレータ２７の反転入力端子に接続されている。ま
た、ウインドウコンパレータ２３の±入力端子は、コン
パレータ２８の反転入力端子およびコンパレータ２７の
非反転入力端子に接続されている。コンパレータ２８お
よび２７の出力はＡＮＤゲート２９の入力に接続され、
このＡＮＤゲート２９の出力はウインドウコンパレータ
２３の出力となっている。
図２を参照して説明する。ウインドウコンパレータ２３
は、コンパレータ２７および２８、ＡＮＤゲート２９を
内蔵している。ウインドウコンパレータ２３の非反転入
力端子は、コンパレータ２８の非反転入力端子に接続さ
れ、ウインドウコンパレータ２３の反転入力端子は、コ
ンパレータ２７の反転入力端子に接続されている。ま
た、ウインドウコンパレータ２３の±入力端子は、コン
パレータ２８の反転入力端子およびコンパレータ２７の
非反転入力端子に接続されている。コンパレータ２８お
よび２７の出力はＡＮＤゲート２９の入力に接続され、
このＡＮＤゲート２９の出力はウインドウコンパレータ
２３の出力となっている。
【００２５】次に本実施形態の動作を説明する。発振器
４、ＰＷＭ比較器５、制御回路６、パワーＭＯＳＦＥＴ
３、ダイオード８、インダクタンス９、コンデンサ１０
の動作は図３に示す従来例と同様である。スイッチ２６
は、通常は端子２６ａと端子２６ｃとが接続された状態
になっていて、誤差増幅器１６の反転入力端子には、外
付けの抵抗１２および１３の抵抗分割点１２ａの電圧が
入力している。すなわち、電源出力端子１１の出力電圧
は、抵抗１２および１３の抵抗分割比によって決定され
る。抵抗１２の抵抗値R12を大きく、あるいは抵抗１３
の抵抗値R13を小さくすると、電源出力端子１１の出力
電圧Voを高く設定でき、逆にR12を小さく、あるいはR13
を大きくすることによってVoを低く設定できる。
４、ＰＷＭ比較器５、制御回路６、パワーＭＯＳＦＥＴ
３、ダイオード８、インダクタンス９、コンデンサ１０
の動作は図３に示す従来例と同様である。スイッチ２６
は、通常は端子２６ａと端子２６ｃとが接続された状態
になっていて、誤差増幅器１６の反転入力端子には、外
付けの抵抗１２および１３の抵抗分割点１２ａの電圧が
入力している。すなわち、電源出力端子１１の出力電圧
は、抵抗１２および１３の抵抗分割比によって決定され
る。抵抗１２の抵抗値R12を大きく、あるいは抵抗１３
の抵抗値R13を小さくすると、電源出力端子１１の出力
電圧Voを高く設定でき、逆にR12を小さく、あるいはR13
を大きくすることによってVoを低く設定できる。
【００２６】上記二つの抵抗１２、１３を可変抵抗とす
れば、抵抗値比を調整することによって、容易に所望の
出力電圧を得ることができる。図１に示す回路の場合、
この二つの抵抗は、どちらも外付け抵抗なので、温度特
性が大きく異なることはなく、温度が変化しても、出力
電圧が大きく変動してしまうことはない。
れば、抵抗値比を調整することによって、容易に所望の
出力電圧を得ることができる。図１に示す回路の場合、
この二つの抵抗は、どちらも外付け抵抗なので、温度特
性が大きく異なることはなく、温度が変化しても、出力
電圧が大きく変動してしまうことはない。
【００２７】可変抵抗を調整中に、可変抵抗を回し過ぎ
などして、抵抗１２あるいは１３がショート状態となっ
たような場合には、瞬間的に電源出力端子１１の出力電
圧が異常に高い、あるいは低い値となる。ここで、電源
出力端子１１の出力電圧は、ＩＣ１８に内蔵された抵抗
１９および２０によっても分圧されていて、これらの抵
抗の抵抗分割点１９ａの電圧は、ウインドウコンパレー
タ２３の±入力端子に入力している。抵抗１９および２
０の抵抗値は、一定の値に設定されている。また、抵抗
１９と２０は、どちらもＩＣ１８の内部抵抗なので、抵
抗値の絶対誤差は大きいが、相対誤差は小さく、温度特
性もそろっている。従って、抵抗分割点１９ａの電圧値
の精度は高く、温度による変動も小さい。
などして、抵抗１２あるいは１３がショート状態となっ
たような場合には、瞬間的に電源出力端子１１の出力電
圧が異常に高い、あるいは低い値となる。ここで、電源
出力端子１１の出力電圧は、ＩＣ１８に内蔵された抵抗
１９および２０によっても分圧されていて、これらの抵
抗の抵抗分割点１９ａの電圧は、ウインドウコンパレー
タ２３の±入力端子に入力している。抵抗１９および２
０の抵抗値は、一定の値に設定されている。また、抵抗
１９と２０は、どちらもＩＣ１８の内部抵抗なので、抵
抗値の絶対誤差は大きいが、相対誤差は小さく、温度特
性もそろっている。従って、抵抗分割点１９ａの電圧値
の精度は高く、温度による変動も小さい。
【００２８】定電圧源２４および２５の電圧は、出力電
圧Voの下限値および上限値を抵抗１９、２０で分圧した
値に設定されている。これにより、上記可変抵抗を回し
過ぎなどして、出力電圧Voが異常に高い、あるいは低い
値になり、上限値あるいは下限値を超えた場合には、ウ
インドウコンパレータ２３の出力がスイッチ２６を切り
替え、端子２６ｃと端子２６ｂが接続され、端子２６ｃ
と端子２６ａは切断された状態となる。
圧Voの下限値および上限値を抵抗１９、２０で分圧した
値に設定されている。これにより、上記可変抵抗を回し
過ぎなどして、出力電圧Voが異常に高い、あるいは低い
値になり、上限値あるいは下限値を超えた場合には、ウ
インドウコンパレータ２３の出力がスイッチ２６を切り
替え、端子２６ｃと端子２６ｂが接続され、端子２６ｃ
と端子２６ａは切断された状態となる。
【００２９】この状態では、誤差増幅器１６の反転入力
端子には、抵抗分割点１９ａの電圧が入力するので、こ
の電圧を基にした値に出力電圧Voが変化する。このとき
の、出力電圧Voは下記の第４式により決まる。 Vo=Vref・(R20+R19)/R20 ……………（第４式） ただし、 Vref：定電圧源１５の電圧 R19：抵抗１９の抵抗値 R20：抵抗２０の抵抗値 である。
端子には、抵抗分割点１９ａの電圧が入力するので、こ
の電圧を基にした値に出力電圧Voが変化する。このとき
の、出力電圧Voは下記の第４式により決まる。 Vo=Vref・(R20+R19)/R20 ……………（第４式） ただし、 Vref：定電圧源１５の電圧 R19：抵抗１９の抵抗値 R20：抵抗２０の抵抗値 である。
【００３０】R19およびR20は、このときの出力電圧Voが
上限値と下限値の間に入るように設定されている。この
設定に従って、Voは上限値と下限値の間の正常値にな
る。正常値になると、この状態が再度抵抗１９、２０と
ウインドウコンパレータ２３で検出され、スイッチ２６
が再度切り替えられる。すると、誤差増幅器１６の反転
入力端子への入力が抵抗分割点１２ａの電圧に切り替わ
り、出力電圧Voは異常な方向へ動く。異常電圧となる
と、またスイッチ２６が切り替わるので、正常値へ戻さ
れる。この動作を繰り返すことによって、出力電圧Vo
は、上限値あるいは下限値に固定される。
上限値と下限値の間に入るように設定されている。この
設定に従って、Voは上限値と下限値の間の正常値にな
る。正常値になると、この状態が再度抵抗１９、２０と
ウインドウコンパレータ２３で検出され、スイッチ２６
が再度切り替えられる。すると、誤差増幅器１６の反転
入力端子への入力が抵抗分割点１２ａの電圧に切り替わ
り、出力電圧Voは異常な方向へ動く。異常電圧となる
と、またスイッチ２６が切り替わるので、正常値へ戻さ
れる。この動作を繰り返すことによって、出力電圧Vo
は、上限値あるいは下限値に固定される。
【００３１】
【発明の効果】本発明によれば、上限値あるいは下限値
は、特性の相対誤差が小さいＩＣ内部の抵抗１９、２０
の抵抗値のみによって決まるので、ばらつきが抑えら
れ、温度による変動も小さい。また、通常動作中の出力
電圧は、外付けの抵抗１２、１３のみによって決まるの
で、やはり温度による変動を小さくすることができる。
は、特性の相対誤差が小さいＩＣ内部の抵抗１９、２０
の抵抗値のみによって決まるので、ばらつきが抑えら
れ、温度による変動も小さい。また、通常動作中の出力
電圧は、外付けの抵抗１２、１３のみによって決まるの
で、やはり温度による変動を小さくすることができる。
【図１】 本発明の一実施形態のスイッチング電源回路
の回路図。
の回路図。
【図２】 ウインドウコンパレータの内部構成図。
【図３】 従来のスイッチング電源回路の回路図。
【図４】 本発明および従来例の各部の波形を示す図。
【図５】 従来技術のブロック図。
【符号の説明】 １…電源入力端子 ２…電源端子 ３…パワーＭＯ
ＳＦＥＴ ４…発振器 ５…ＰＷＭ比較器 ６…制御回路
７…出力端子 ８…ダイオード ９…インダクタンス １０…コン
デンサ １１…電源出力端子 １２，１３…抵抗 １２ａ…
抵抗分割点 １４…フィードバック端子 １５…定電圧源 １６
…誤差増幅器 １７…接地端子 １８…スイッチング制御ＩＣ １９，２０，２１…抵抗（固定抵抗） １９ａ…抵抗
分割点 ２２…入力端子 ２３…ウインドウコンパレ−タ（比較手段） ２４，
２５…定電圧源 ２６…スイッチ（選択手段） ２６ａ，２６ｂ，２６
ｃ…端子 ２７，２８…コンパレ−タ ２９…ＡＮＤゲート ３０…外部電源端子 ３１…第１の電源電圧変換回路 ３２…第２の電源電圧変換回路 ３３…内部回路 ３４…制御回路
ＳＦＥＴ ４…発振器 ５…ＰＷＭ比較器 ６…制御回路
７…出力端子 ８…ダイオード ９…インダクタンス １０…コン
デンサ １１…電源出力端子 １２，１３…抵抗 １２ａ…
抵抗分割点 １４…フィードバック端子 １５…定電圧源 １６
…誤差増幅器 １７…接地端子 １８…スイッチング制御ＩＣ １９，２０，２１…抵抗（固定抵抗） １９ａ…抵抗
分割点 ２２…入力端子 ２３…ウインドウコンパレ−タ（比較手段） ２４，
２５…定電圧源 ２６…スイッチ（選択手段） ２６ａ，２６ｂ，２６
ｃ…端子 ２７，２８…コンパレ−タ ２９…ＡＮＤゲート ３０…外部電源端子 ３１…第１の電源電圧変換回路 ３２…第２の電源電圧変換回路 ３３…内部回路 ３４…制御回路
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１１年９月２７日（１９９９．９．２
７）
７）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１７
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１７】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、電源装置の出力電圧を調節するための調節手段（実
施形態では抵抗１２，１３）と、前記出力電圧を分圧す
る、ＩＣ内に設けられた二つ以上の固定抵抗が直列に接
続された固定分圧抵抗（実施形態では抵抗１９，２０）
と、この固定分圧抵抗の分圧点（実施形態では抵抗分割
点１９ａ）の電圧と、既定の限界値とを比較する比較手
段（実施形態ではウインドウコンパレータ２３）と、こ
の比較手段による比較結果に基づいて、前記調節手段を
用いて出力電圧を調節するか、あるいは前記固定分圧抵
抗を用いて出力電圧を一定値に固定するかを選択する選
択手段（実施形態ではスイッチ２６）と、この選択手段
による選択結果に応じた接続点の電圧が反転入力端子に
入力され、既定の一定電圧が非反転入力端子に入力さ
れ、両入力端子の電圧の差に比例する電圧を出力する誤
差増幅器（実施形態では誤差増幅器１６）と、この誤差
増幅器の出力に応じて、前記出力電圧を制御する制御手
段（実施形態ではＰＷＭ比較器５，制御回路６，パワー
ＭＯＳＦＥＴ３）とを有する電源装置の過電圧保護回路
において、前記比較手段が、前記固定分圧抵抗の分圧点
の電圧が前記既定の限界値を超えたことを検出した場合
に、前記選択手段は、前記固定分圧抵抗を用いて出力電
圧を一定値に固定することを選択し、この選択結果に応
じた接続点である前記固定分圧抵抗の分圧点の電圧を前
記誤差増幅器の反転入力端子に入力させることを特徴と
する電源装置の過電圧保護回路である。
は、電源装置の出力電圧を調節するための調節手段（実
施形態では抵抗１２，１３）と、前記出力電圧を分圧す
る、ＩＣ内に設けられた二つ以上の固定抵抗が直列に接
続された固定分圧抵抗（実施形態では抵抗１９，２０）
と、この固定分圧抵抗の分圧点（実施形態では抵抗分割
点１９ａ）の電圧と、既定の限界値とを比較する比較手
段（実施形態ではウインドウコンパレータ２３）と、こ
の比較手段による比較結果に基づいて、前記調節手段を
用いて出力電圧を調節するか、あるいは前記固定分圧抵
抗を用いて出力電圧を一定値に固定するかを選択する選
択手段（実施形態ではスイッチ２６）と、この選択手段
による選択結果に応じた接続点の電圧が反転入力端子に
入力され、既定の一定電圧が非反転入力端子に入力さ
れ、両入力端子の電圧の差に比例する電圧を出力する誤
差増幅器（実施形態では誤差増幅器１６）と、この誤差
増幅器の出力に応じて、前記出力電圧を制御する制御手
段（実施形態ではＰＷＭ比較器５，制御回路６，パワー
ＭＯＳＦＥＴ３）とを有する電源装置の過電圧保護回路
において、前記比較手段が、前記固定分圧抵抗の分圧点
の電圧が前記既定の限界値を超えたことを検出した場合
に、前記選択手段は、前記固定分圧抵抗を用いて出力電
圧を一定値に固定することを選択し、この選択結果に応
じた接続点である前記固定分圧抵抗の分圧点の電圧を前
記誤差増幅器の反転入力端子に入力させることを特徴と
する電源装置の過電圧保護回路である。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１８
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１８】請求項２に記載の発明は、前記調節手段
は、前記出力電圧を分圧する、一つ以上の可変抵抗を含
む二つ以上の抵抗が直列に接続された可変分圧抵抗で構
成され、前記比較手段が、前記固定分圧抵抗の分圧点の
電圧が前記既定の限界値を超えていないことを検出した
場合に、前記選択手段は、前記調節手段を用いて出力電
圧を調節することを選択し、この選択結果に応じた接続
点である前記可変分圧抵抗の分圧点の電圧を前記誤差増
幅器の反転入力端子に入力させることを特徴とする請求
項１に記載の電源装置の過電圧保護回路である。
は、前記出力電圧を分圧する、一つ以上の可変抵抗を含
む二つ以上の抵抗が直列に接続された可変分圧抵抗で構
成され、前記比較手段が、前記固定分圧抵抗の分圧点の
電圧が前記既定の限界値を超えていないことを検出した
場合に、前記選択手段は、前記調節手段を用いて出力電
圧を調節することを選択し、この選択結果に応じた接続
点である前記可変分圧抵抗の分圧点の電圧を前記誤差増
幅器の反転入力端子に入力させることを特徴とする請求
項１に記載の電源装置の過電圧保護回路である。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１９
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１９】請求項３に記載の発明は、前記比較手段
は、前記固定分圧抵抗の分圧点の電圧と、既定の上限値
および下限値とを比較することを特徴とする請求項１ま
たは２に記載の電源装置の過電圧保護回路である。
は、前記固定分圧抵抗の分圧点の電圧と、既定の上限値
および下限値とを比較することを特徴とする請求項１ま
たは２に記載の電源装置の過電圧保護回路である。
Claims (3)
- 【請求項１】 電源装置の出力電圧を調節する調節手段
と、 前記出力電圧を既定の限界値に固定する固定手段と、 前記出力電圧を検出する検出手段と、 この検出手段による検出値と、前記既定の限界値とを比
較する比較手段と、 この比較手段による比較結果に基づいて、前記調節手段
を有効とするか、あるいは前記固定手段を有効とするか
を選択する選択手段とを有する電源装置の過電圧保護回
路において、 前記固定手段は、前記出力電圧を分圧するためのＩＣ内
に設けられた固定抵抗と、誤差増幅器とを有し、 前記固定抵抗の分圧点の電圧を前記選択手段を介して前
記誤差増幅器の反転入力端子に入力することを特徴とす
る電源装置の過電圧保護回路。 - 【請求項２】 前記調節手段は、前記出力電圧を分圧す
る可変抵抗と、誤差増幅器とを有し、 前記可変抵抗の分圧点の電圧を前記選択手段を介して前
記誤差増幅器の反転入力端子に入力することを特徴とす
る請求項１に記載の電源装置の過電圧保護回路。 - 【請求項３】 前記比較手段は、前記検出値と、既定の
上限値および下限値とを比較することを特徴とする請求
項１または２に記載の電源装置の過電圧保護回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30763898A JP3012616B1 (ja) | 1998-10-28 | 1998-10-28 | 過電圧保護回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30763898A JP3012616B1 (ja) | 1998-10-28 | 1998-10-28 | 過電圧保護回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP3012616B1 JP3012616B1 (ja) | 2000-02-28 |
| JP2000134914A true JP2000134914A (ja) | 2000-05-12 |
Family
ID=17971454
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30763898A Expired - Fee Related JP3012616B1 (ja) | 1998-10-28 | 1998-10-28 | 過電圧保護回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3012616B1 (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1211794A2 (de) * | 2000-12-04 | 2002-06-05 | FRIWO Gerätebau GmbH | Verfahren zur Regulierung des Ausgangsstroms und/oder der Ausgangsspannung eines Schaltnetzteils |
| JP2007236043A (ja) * | 2006-02-28 | 2007-09-13 | Omron Corp | 直流モータ制御回路 |
| JP2008253140A (ja) * | 2008-07-17 | 2008-10-16 | Ricoh Co Ltd | 保護機能付きｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2010074891A (ja) * | 2008-09-16 | 2010-04-02 | Sanyo Electric Co Ltd | 半導体回路 |
| KR20140120116A (ko) * | 2013-04-02 | 2014-10-13 | 주식회사 실리콘웍스 | 스위칭 직류-직류 변환기, 그의 전압 변환 회로 및 전압 변환 방법 |
| JP2017531986A (ja) * | 2014-10-06 | 2017-10-26 | 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 | 外部抵抗検出を備えた集積回路 |
| JP2019221099A (ja) * | 2018-06-22 | 2019-12-26 | ローム株式会社 | スイッチング電源装置及び半導体装置 |
| JP2020108289A (ja) * | 2018-12-27 | 2020-07-09 | 新日本無線株式会社 | スイッチング電源及び集積回路 |
| JP2022044793A (ja) * | 2017-08-21 | 2022-03-17 | ローム株式会社 | 電源制御装置 |
| JP2023053240A (ja) * | 2017-08-21 | 2023-04-12 | ローム株式会社 | 電源制御装置 |
-
1998
- 1998-10-28 JP JP30763898A patent/JP3012616B1/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1211794A3 (de) * | 2000-12-04 | 2002-11-13 | FRIWO Gerätebau GmbH | Verfahren zur Regulierung des Ausgangsstroms und/oder der Ausgangsspannung eines Schaltnetzteils |
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| KR102065576B1 (ko) * | 2013-04-02 | 2020-01-13 | 주식회사 실리콘웍스 | 스위칭 직류-직류 변환기, 그의 전압 변환 회로 및 전압 변환 방법 |
| KR20140120116A (ko) * | 2013-04-02 | 2014-10-13 | 주식회사 실리콘웍스 | 스위칭 직류-직류 변환기, 그의 전압 변환 회로 및 전압 변환 방법 |
| JP2017531986A (ja) * | 2014-10-06 | 2017-10-26 | 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 | 外部抵抗検出を備えた集積回路 |
| JP2022044793A (ja) * | 2017-08-21 | 2022-03-17 | ローム株式会社 | 電源制御装置 |
| JP7228721B2 (ja) | 2017-08-21 | 2023-02-24 | ローム株式会社 | 電源制御装置 |
| JP2023053240A (ja) * | 2017-08-21 | 2023-04-12 | ローム株式会社 | 電源制御装置 |
| JP7427819B2 (ja) | 2017-08-21 | 2024-02-05 | ローム株式会社 | 電源制御装置 |
| JP2019221099A (ja) * | 2018-06-22 | 2019-12-26 | ローム株式会社 | スイッチング電源装置及び半導体装置 |
| JP7058186B2 (ja) | 2018-06-22 | 2022-04-21 | ローム株式会社 | スイッチング電源装置及び半導体装置 |
| JP2020108289A (ja) * | 2018-12-27 | 2020-07-09 | 新日本無線株式会社 | スイッチング電源及び集積回路 |
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