JP2019221033A - 電動機駆動システム - Google Patents

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Abstract

【課題】２電源２インバータの構成におけるサージ電圧を低減可能な電動機駆動システムを提供する。【解決手段】第１インバータ６０は、第１スイッチング素子６１〜６６を有し、コイル８１、８２、８３の一端８１１、８２１、８３１、および第１バッテリ１１に接続される。第２インバータ７０は、第２スイッチング素子７１〜７６を有し、コイル８１、８２、８３の他端８１２、８２２、８３２、および第１バッテリ１１とは別途に設けられる第２バッテリ１２に接続される。制御部３０は、第１インバータ制御演算部３１、第２インバータ制御演算部３２、および、制御同期部３５を有する。制御同期部３５は、第１バッテリ１１と第２バッテリ１２の電圧和が電圧判定閾値Ｖｔｈより大きく、かつ、モータ８０のトルクがトルク判定閾値ｔｒｑ＿ｔｈより小さい場合、第１キャリア波Ｃａｒｒ１と第２キャリア波Ｃａｒｒ２とを同期させる。【選択図】 図１

Description

本発明は、電動機駆動システムに関する。
従来、モータの駆動を制御する制御装置が知られている。例えば特許文献１では、モータが置かれている空間の気圧が低くなるほど、スイッチング素子のオン時間およびオフ期間の少なくとも一方の期間の長さを増大し、過渡過電圧の重畳による電圧ストレスを低減している。
特開２０１２−１５７１０２号公報
特許文献１では、１つのモータに対し１つのインバータを設ける構成であって、オープン巻線の両端にそれぞれインバータおよび電源を設ける２電源２インバータの構成におけるサージ電圧の重畳については、なんら言及されていない。
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、２電源２インバータの構成におけるサージ電圧を低減可能な電動機駆動システムを提供することにある。
本発明の電動機駆動システムは、複数相の巻線（８１、８２、８３）を有する回転電機（８０）の駆動を制御するものであって、第１インバータ（６０）と、第２インバータ（７０）と、制御部（３０）と、を備える。第１インバータは、第１スイッチング素子（６１〜６６）を有し、巻線の一端（８１１、８２１、８３１）、および第１電圧源（１１）に接続される。第２インバータは、第２スイッチング素子（７１〜７６）を有し、巻線の他端（８１２、８２２、８２３）、および第１電圧源とは別途に設けられる第２電圧源（１２）に接続される。
第１態様では、制御部は、第１インバータ制御演算部（３１）、第２インバータ制御演算部（３２）、および、制御同期部（３５）を有する。第１インバータ制御演算部は、第１キャリア波および第１変調波に基づいて第１スイッチング素子のオンオフ作動を制御する。第２インバータ制御演算部は、第２キャリア波および第２変調波に基づいて第２スイッチング素子にオンオフ作動を制御する。制御同期部は、第１電圧源および第２電圧源の電圧和が電圧判定閾値より大きく、かつ、回転電機のトルクがトルク判定閾値より小さい場合、第１キャリア波と第２キャリア波とを同期させる。
第２態様および第３態様では、制御部は、第１インバータ制御演算部（３１）、および、第２インバータ制御演算部（３２）を有する。第１インバータ制御演算部は、第１キャリア波および第１変調波に基づいて第１スイッチング素子のオンオフ作動を制御する。第２インバータ制御演算部は、第２キャリア波および第２変調波に基づいて第２スイッチング素子にオンオフ作動を制御する。
第２態様では、制御部は、第１電圧源および第２電圧源の電圧和が電圧判定閾値より高く、かつ、回転電機のトルクがトルク判定閾値より小さい場合、第１変調波の変調率と第２変調波の変調率とに差を持たせる。
第３態様では、制御部は、第１電圧源および第２電圧源の電圧和が電圧判定閾値より高く、かつ、回転電機のトルクがトルク判定閾値より小さい場合、第１キャリア波の周波数および第２キャリア波の周波数の少なくとも一方を、通常時より小さくする。
これにより、短時間連続スイッチングが回避されるので、サージ電圧を低減することができ、電動機駆動システムの絶縁性能を向上可能である。
第１実施形態による電動機駆動システムの構成を示す概略構成図である。 第１実施形態による両側駆動制御におけるサージ電圧の重畳を説明するタイムチャートである。 第１実施形態による両側駆動制御におけるサージ電圧の重畳を説明するタイムチャートである。 第１実施形態によるキャリア波が同期されているときのスイッチング間隔を説明する説明図である。 第１実施形態によるキャリアずれが生じているときのスイッチング間隔を説明する説明図である。 第１実施形態による電源電圧とサージ最大電圧との関係を説明する説明図である。 第１実施形態によるトルクとサージ最大電圧との関係を説明する説明図である。 第１実施形態による駆動制御処理を説明するフローチャートである。 第２実施形態において、変調率に応じた連続スイッチングの発生頻度を説明する説明図である。 第２実施形態による駆動制御処理を説明するフローチャートである。 第３実施形態において、キャリア周波数に応じた連続スイッチングの発生頻度を説明する説明図である。 第３実施形態において、キャリア周波数に応じた連続スイッチングの発生頻度を説明する説明図である。 第３実施形態による変調率と変更するキャリア周波数との関係を説明する説明図である。
（第１実施形態）
以下、本発明による電動機駆動システムを図面に基づいて説明する。複数の実施形態において、実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。図１に示すように、第１実施形態による電動機駆動システム１は、図示しない車両に搭載される。車両は、例えば電気自動車やハイブリッド車両等の電動自動車である。回転電機としてモータ８０は、例えば永久磁石式同期型の３相交流モータであって、Ｕ相コイル８１、Ｖ相コイル８２、および、Ｗ相コイル８３を有する。本実施形態では、コイル８１〜８３が「巻線」に対応する。モータ８０は、図示しない駆動輪を駆動するためのトルクを発生する、いわゆる主機モータであり、駆動輪を駆動するための電動機としての機能、および、図示しないエンジンや駆動輪から伝わる運動エネルギによって駆動されて発電する発電機としての機能を有するモータジェネレータである。
モータ８０には、第１電圧源である第１バッテリ１１および第２電圧源である第２バッテリ１２から電力が供給される。第１バッテリ１１と第２バッテリ１２とは、絶縁されている。バッテリ１１、１２は、ニッケル水素電池、リチウムイオン電池等の充放電可能な二次電池である。二次電池に替えて、電気二重層キャパシタを電圧源として用いてもよい。以下、第１バッテリ１１の電圧を第１電源電圧Ｖｂ１、第２バッテリ１２の電圧を第２電源電圧Ｖｂ２とする。
第１バッテリ１１は、第１インバータ６０と接続され、第１インバータ６０を経由してモータ８０と電力を授受可能に設けられる。第２バッテリ１２は、第２インバータ７０と接続され、第２インバータ７０を経由してモータ８０と電力を授受可能に設けられる。これにより、モータ８０には、第１インバータ６０を経由して第１バッテリ１１から電力が供給され、第２インバータ７０を経由して第２バッテリ１２から電力が供給される。
第１コンデンサ１６は、高電位側配線１１１と低電位側配線１１２とに接続され、第２コンデンサ１７は、高電位側配線１２１と低電位側配線１２２とに接続される。コンデンサ１６、１７は、平滑コンデンサである。
電動機駆動システム１は、第１インバータ６０、第２インバータ７０、および、制御部３０等を備える。第１インバータ６０は、コイル８１〜８３の通電を切り替える３相インバータであって、スイッチング素子６１〜６６を有し、第１バッテリ１１とモータ８０とに接続される。第２インバータ７０は、コイル８１〜８３の通電を切り替える３相インバータであって、スイッチング素子７１〜７６を有し、第２バッテリ１２とモータ８０とに接続される。図中適宜、第１インバータを「インバータ１」、第２インバータを「インバータ２」と記載する。
スイッチング素子６１〜６６、７１〜７６は、それぞれ、スイッチ部および還流ダイオードを有する。スイッチ部は、制御部３０によりオンオフ作動が制御される。本実施形態では、スイッチ部はＩＧＢＴであるが、ＭＯＳＦＥＴ等、他の素子を用いてもよい。また、第１スイッチング素子６１〜６６と第２スイッチング素子７１〜７６とで、用いる素子の種類が異なっていてもよい。
還流ダイオードは、各スイッチ部と並列に接続され、低電位側から高電位側への通電を許容する。還流ダイオードは、例えばＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードのように内蔵されていてもよいし、外付けされたものであってもよい。また、還流できるように接続されたＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等のスイッチであってもよい。
第１インバータ６０において、高電位側にスイッチング素子６１〜６３が接続され、低電位側にスイッチング素子６４〜６６が接続される。また、スイッチング素子６１〜６３の高電位側を接続する高電位側配線１１１が第１バッテリ１１の正極と接続され、スイッチング素子６４〜６６の低電位側を接続する低電位側配線１１２が第１バッテリ１１の負極と接続される。
Ｕ相のスイッチング素子６１、６４の接続点にはＵ相コイル８１の一端８１１が接続され、Ｖ相のスイッチング素子６２、６５の接続点にはＶ相コイル８２の一端８２１が接続され、Ｗ相のスイッチング素子６３、６６の接続点にはＷ相コイル８３の一端８３１が接続される。
第２インバータ７０において、高電位側にスイッチング素子７１〜７３が接続され、低電位側にスイッチング素子７４〜７６が接続される。また、スイッチング素子７１〜７３の高電位側を接続する高電位側配線１２１が第２バッテリ１２の正極と接続され、スイッチング素子７４〜７６の低電位側を接続する低電位側配線１２２が第２バッテリ１２の負極と接続される。
Ｕ相のスイッチング素子７１、７４の接続点にはＵ相コイル８１の他端８１２が接続され、Ｖ相のスイッチング素子７２、７５の接続点にはＶ相コイル８２の他端８２２が接続され、Ｗ相のスイッチング素子７３、７６の接続点にはＷ相コイル８３の他端８３２が接続される。
本実施形態の電動機駆動システム１は、絶縁された２つの電圧源であるバッテリ１１、１２、および、独立した２つのインバータ６０、７０が両側に接続されるオープン巻線のモータ８０を備えており、「２電源２インバータ」の構成となっている。
制御部３０は、第１インバータ制御演算部３１、第２インバータ制御演算部３２、第１インバータドライブ回路３３、第２インバータドライブ回路３４、および、制御同期部３５等を備える。インバータ制御演算部３１、３２は、マイコン等を主体として構成され、内部にはいずれもＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を備えている。制御部３０における各処理は、ＲＯＭ等の実体的なメモリ装置（すなわち、読み出し可能非一時的有形記録媒体）に予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理であってもよいし、例えばＦＰＧＡ（field-programmable gate array）のような電子回路によるハードウェア処理であってもよい。
第１インバータ制御演算部３１は、上位制御部３９からトルク指令値ｔｒｑ*等を取得し、第１インバータ６０のスイッチング素子６１〜６６のオンオフ作動を制御する。第１インバータ制御演算部３１は、例えば第１変調波と、第１キャリア波Ｃａｒｒ１とに基づき、スイッチング素子６１〜６６のオンオフ作動の制御に係る制御信号を生成し、生成された制御信号を第１インバータドライブ回路３３に出力する。
第２インバータ制御演算部３２は、上位制御部３９からトルク指令値ｔｒｑ*等を取得し、第２インバータ７０のスイッチング素子７１〜７６のオンオフ作動を制御する。第２インバータ制御演算部３２は、例えば第２変調波と、第２キャリア波Ｃａｒｒ２とに基づき、スイッチング素子７１〜７６のオンオフ作動の制御に係る制御信号を生成し、生成された制御信号を第２インバータドライブ回路３４に出力する。インバータ制御演算部３１、３２は、それぞれ別途のマイコンにより構成される。
第１インバータドライブ回路３３は、第１インバータ制御演算部３１から取得した制御信号に応じた駆動信号を第１インバータ６０に出力する。第２インバータドライブ回路３４は、第２インバータ制御演算部３２から取得した制御信号に応じた駆動信号を第２インバータ７０に出力する。
制御同期部３５は、キャリア波Ｃａｒｒ１、Ｃａｒｒ２を同期させる。キャリア周波数は、例えば５ｋＨｚである。キャリア波Ｃａｒｒ１、Ｃａｒｒ２の同期周波数は、回転数Ｎによって決まる変調周波数と同程度とする。図１では、制御同期部３５は、インバータ制御演算部３１、３２を構成するマイコンの外部に設けられているが、インバータ制御演算部３１、３２を構成する少なくとも一方のマイコンに含まれるようにし、同期させるための情報を通信にて他方のマイコンに送信するようにしてもよい。
変調波に応じた制御には、変調波の振幅がキャリア波の振幅以下である、すなわち変調率が１以下である正弦波ＰＷＭ制御や、変調波の振幅がキャリア波の振幅より大きい、すなわち変調率が１より大きい過変調ＰＷＭ制御が含まれる。また、変調波の振幅を無限大とみなし、変調波の半周期ごとに各素子のオンオフが切り替えられる矩形波制御としてもよい。矩形波制御は、電気角の１８０°ごとに各素子のオンオフを切り替える１８０°通電制御と捉えることもできる。また、矩形波制御において、例えば１２０°通電等、通電位相は１８０°以外であってもよい。
ここで、モータ８０の駆動モードを説明する。本実施形態では、モータ８０の駆動に、第１バッテリ１１または第２バッテリ１２の電力を用いる「片側駆動モード」、第１バッテリ１１および第２バッテリ１２の電力を用いる「両側駆動モード」が含まれる。モータ８０の駆動モードは、モータ８０の回転数およびトルク等に応じ、相対的に低負荷のときに片側駆動モード、高負荷のときに両側駆動モードが選択される。
片側駆動モードでは、第１バッテリ１１の電力にてモータ８０を駆動する場合、第２インバータ７０の上アーム素子であるスイッチング素子７１〜７３の全相、または、下アーム素子であるスイッチング素子７４〜７６の全相の一方をオン、他方をオフとし、第２インバータ７０を中性点化する。また、モータ８０の駆動要求に応じ、ＰＷＭ制御や矩形波制御等により、第１インバータ６０を制御する。また、第２バッテリ１２の電力にてモータ８０を駆動する場合、第１インバータ６０の上アーム素子であるスイッチング素子６１〜６３の全相、または、下アーム素子であるスイッチング素子６４〜６６の全相の一方をオン、他方をオフとし、第１インバータ６０を中性点化する。また、モータ８０の駆動要求に応じ、ＰＷＭ制御や矩形波制御等により、第２インバータ７０を制御する。
両側駆動モードでは、第１変調波と第２変調波の位相が反転される。換言すると、第１変調波と第２変調波とは、位相が略１８０［°］ずれている。第１変調波と第２変調波との位相差を１８０［°］とすることで、第１バッテリ１１と第２バッテリ１２とが電気的に直列接続されている状態とみなすことができ、第１バッテリ１１の電圧と第２バッテリ１２の電圧との和に相当する電圧をモータ８０に印加可能である。なお、第１変調波と第２変調波との位相差は、１８０［°］とするが、第１バッテリ１１の電圧および第２バッテリ１２の電圧の和に相当する電圧をモータ８０に印加可能な程度のずれは許容されるものとする。図４等では、第１変調波について、Ｕ相をＵ１、Ｖ相をＶ１、Ｗ相をＷ１とし、第２変調波について、Ｕ相をＵ２、Ｖ相をＶ２、Ｗ相をＷ２とした。また、Ｕ相を実線、Ｖ相を破線、Ｗ相を一点鎖線で示す。
両側駆動モードにおけるコイル間電圧を図２および図３に基づいて説明する。図２および図３は、ともに横軸を時間、縦軸をコイル間電圧とする。コイル間電圧は、例えばＵ相であれば、第１インバータ６０側の一端８１１と第２インバータ７０の他端８１２との間の電圧である。同様に、Ｖ相のコイル間電圧は一端８２１と他端８２２との間の電圧であり、Ｗ相のコイル間電圧は一端８３１と他端８３２との間の電圧である。
モータ８０駆動時、インバータ６０、７０をスイッチングすると、インバータ６０、７０およびモータ８０内のインダクタンス成分と対地容量とにより、ＬＣ共振によるサージ電圧が発生する。サージ電圧が放電発生電圧Ｖｄを超えると、コイル８１〜８３の接触箇所にて部分放電が発生する。部分放電が継続すると、コイル８１〜８３の絶縁被膜が侵食され、絶縁破壊に至る虞がある。そのため、サージ電圧を低減し、部分放電を発生させない、或いは、発生頻度を低減させることは、絶縁性能を保証する上で、重要である。特に、電源電圧Ｖｂ１、Ｖｂ２を高電圧化し、高出力を狙う場合、特に重要である。
発明者らは、両側駆動モードにおいて、一方のインバータにてスイッチングを行うと、コイル間電圧は、２つのインバータ６０、７０の対地容量を直列に流れるコモンモードの共振周波数ｆｃにて振動し、２つのインバータ６０、７０のスイッチング間隔Ｔが共振周期Ｔｃの１／４周期となると、サージ電圧が最大となることを見出した。
図２では、時刻ｔ１１にて、第１インバータ６０のＶ相およびＷ相において、スイッチング素子６５、６６がオンからオフに切り替わり、スイッチング素子６２、６３がオフからオンに切り替わる。また、時刻ｔ１１から、共振周期Ｔｃの１／４周期遅れた時刻ｔ１２にて、第２インバータ７０のＵ相において、スイッチング素子７４がオンからオフに切り替わり、スイッチング素子７１がオフからオンに切り替わるものとする。
時刻ｔ１１にて、第１インバータ６０のＶ相およびＷ相がスイッチングされると、コイル間電圧は、共振周波数ｆｃにて振動する。また、コイル間電圧の共振成分がピークとなるタイミングである時刻ｔ１２にて、第２インバータ７０のＵ相がスイッチングされると、共振成分のピークに、スイッチングによるサージ成分が重畳し、コイル間電圧が最大となる。
図３に示すように、期間Ｔ１以上、期間Ｔ２以下の範囲を、スイッチング回避期間Ｔｘとする。スイッチング回避期間Ｔｘは、共振周期Ｔｃの１／４周期を含む期間に設定される。時刻ｔ１１にて、第１インバータ６０のＶ相およびＷ相がスイッチングされ、図２中の時刻ｔ１２よりも遅く、スイッチング回避期間Ｔｘ外のタイミングである時刻ｔ１３にて、第２インバータ７０のＵ相がスイッチングされると、共振成分にスイッチングサージが重畳したとしても、図２の例よりも、コイル間電圧のピークを低減可能である。コイル間電圧のピークを低減することで、絶縁性能を向上可能である。以下、一方のインバータでのスイッチングから、スイッチング回避期間Ｔｘの範囲内にて他方のインバータのスイッチングが行われることを、「短時間連続スイッチング」、或いは単に「連続スイッチング」という。連続スイッチングは、変調率が小さく、ゼロクロス付近の領域にて発生しやすい。
図４に示すように、キャリア波Ｃａｒｒ１、Ｃａｒｒ２が同期していると、時刻ｔ２１にて第１インバータ６０のＶ相およびＷ相がスイッチングされ、時刻ｔ２２にて第２インバータ７０のＵ相がスイッチングされる。このとき、スイッチング間隔Ｔは、例えば１００μｓ程度であり、スイッチング回避期間Ｔｘより長い。
図５に示すように、キャリア波Ｃａｒｒ１、Ｃａｒｒ２にキャリアずれが生じていると、時刻ｔ３１にて第１インバータ６０のＶ相およびＷ相がスイッチングされ、時刻ｔ３２にて第２インバータ７０のＵ相がスイッチングされる。このとき、スイッチング間隔Ｔは、例えば数μｓ程度であり、スイッチング回避期間Ｔｘに含まれるので、第１インバータ６０のスイッチングにより共振成分のピーク付近に、第２インバータ７０のスイッチングにより生じるスイッチングサージが重畳される。そのため、サージ最大値が放電発生電圧Ｖｄより高くなり、部分放電が連続的に発生する虞がある。
図６に、電源電圧とサージ最大電圧との関係を示す。図６では、横軸をスイッチング間隔、縦軸を電圧とする。両側駆動において、第１電源電圧Ｖｂ１と第２電源電圧Ｖｂ２との和が相対的に小さい場合、スイッチング回避期間Ｔｘにてスイッチングされたとしても、サージ最大電圧が放電発生電圧Ｖｄを超えない。一方、第１電源電圧Ｖｂ１と第２電源電圧Ｖｂ２との和が相対的に大きい場合、スイッチング回避期間Ｔｘにてスイッチングされた場合、サージ最大電圧が放電発生電圧Ｖｄを超え、放電が発生する虞がある。
また、図７に示すように、スイッチング素子のリカバリサージ電圧は、微少電流が流れているときに最大になる。詳細には、サージ最大電圧は、電流と略比例するトルクが比較的小さい値ｔｒｑ＿ｐにてピークとなり、トルクが大きくなるほど、小さくなる。
そこで本実施形態では、電源電圧Ｖｂ１、Ｖ２の和が電圧判定閾値Ｖｔｈより大きく、かつ、モータ８０のトルクｔｒｑがトルク判定閾値ｔｒｑ＿ｔｈより高いとき、サージ増大条件を満たしていると判定し、サージ低減処置を行う。本実施形態におけるサージ低減処理は、キャリア波Ｃａｒｒ１、Ｃａｒｒ２の同期処理である。本実施形態の駆動制御処理を図８のフローチャートに基づいて説明する。この処理は、インバータ制御演算部３１、３２にて所定の周期で実行される。インバータ制御演算部３１、３２の処理は同様であるので、ここでは、第１インバータ制御演算部３１での処理について説明する。以下、ステップＳ１０１の「ステップ」を省略し、単に記号「Ｓ」と記す。他のステップも同様である。後述の実施形態についても同様とする。
Ｓ１０１では、第１インバータ制御演算部３１は、現在のモータ８０の駆動モードを取得する。Ｓ１０２では、第１インバータ制御演算部３１は、駆動モードが、第１電源電圧Ｖｂ１と第２電源電圧Ｖｂ２との和により駆動する両側駆動モードか否かを判断する。駆動モードが両側駆動モードではないと判断された場合（Ｓ１０２：ＮＯ）、Ｓ１０８へ移行する。駆動モードが両側駆動モードであると判断された場合（Ｓ１０２：ＹＥＳ）、Ｓ１０３へ移行する。Ｓ１０３では、第１インバータ制御演算部３１は、パラメータとして電源電圧Ｖｂ１、Ｖｂ２、モータ８０の回転数Ｎ、および、モータ８０のトルクｔｒｑを取得する。
Ｓ１０４では、第１インバータ制御演算部３１は、電源電圧Ｖｂ１、Ｖｂ２の和が電圧判定閾値Ｖｔｈより大きいか否かを判断する。電圧判定閾値Ｖｔｈは、連続スイッチングによりサージ最大値が放電発生電圧Ｖｄを超える虞がある値に応じて設定される。電源電圧Ｖｂ１、Ｖｂ２の和が電圧判定閾値Ｖｔｈ以下であると判断された場合（Ｓ１０４：ＮＯ）、Ｓ１０８へ移行する。電源電圧Ｖｂ１、Ｖｂ２の和が電圧判定閾値Ｖｔｈより大きいと判断された場合（Ｓ１０４：ＹＥＳ）、Ｓ１０５へ移行する。
Ｓ１０５では、第１インバータ制御演算部３１は、回転数Ｎが回転数判定閾値Ｎｔｈより小さいか否かを判断する。回転数Ｎが回転数判定閾値Ｎｔｈ以上であると判断された場合（Ｓ１０５：ＮＯ）、Ｓ１０８へ移行する。回転数Ｎが回転数判定閾値Ｎｔｈより小さいと判断された場合（Ｓ１０５：ＹＥＳ）、Ｓ１０６へ移行する。
Ｓ１０６では、第１インバータ制御演算部３１は、トルクｔｒｑがトルク判定閾値ｔｒｑ＿ｔｈより小さいか否かを判断する。トルク判定閾値ｔｒｑ＿ｔｈは、スイッチング素子のリカバリサージ特性に応じて設定される。トルクｔｒｑがトルク判定閾値ｔｒｑ＿ｔｈ以上であると判断された場合（Ｓ１０６：ＮＯ）、Ｓ１０８へ移行する。トルクｔｒｑがトルク判定閾値ｔｒｑ＿ｔｈより小さいと判断された場合（Ｓ１０６：ＹＥＳ）、Ｓ１０７へ移行する。
Ｓ１０７では、第１インバータ制御演算部３１は、サージ低減処理として、制御同期部３５からの情報に基づき、キャリア同期処理を行う。第２インバータ制御演算部３２でも同様の処理が行われるので、キャリア波Ｃａｒｒ１、Ｃａｒｒ２が同期される。Ｓ１０２、Ｓ１０４〜Ｓ１０６にて否定判断された場合に移行するＳ１０８では、サージ低減処理を行わず、通常処理とする。すなわち本ステップでは、キャリア波Ｃａｒｒ１、Ｃａｒｒ２の同期処理を行わないので、キャリアずれが生じていても差し支えない。
本実施形態では、Ｓ１０２、Ｓ１０４、Ｓ１０５およびＳ１０６にて肯定判断された場合、サージ増大条件を満たしているとみなし、Ｓ１０２、Ｓ１０４〜Ｓ１０６のいずれかで否定判断された場合、サージ増大条件を満たしていない、とみなす。なお、Ｓ１０４〜Ｓ１０６の判断処理の一部は省略してもよい。
以上説明したように、本実施形態の電動機駆動システム１は複数相のコイル８１〜８３を有するモータ８０の駆動を制御するものであって、第１インバータ６０と、第２インバータ７０と、制御部３０と、を備える。
第１インバータ６０は、第１スイッチング素子６１〜６６を有し、コイル８１、８２、８３の一端８１１、８２１、８３１、および第１バッテリ１１に接続される。第２インバータ７０は、第２スイッチング素子７１〜７６を有し、コイル８１、８２、８３の他端８１２、８２２、８３２、および第１バッテリ１１とは別途に設けられる第２バッテリ１２に接続される。
制御部３０は、第１インバータ制御演算部３１、第２インバータ制御演算部３２、および、制御同期部３５を有する。第１インバータ制御演算部３１は、第１キャリア波Ｃａｒｒ１および第１変調波に基づいて第１スイッチング素子６１〜６６のオンオフ作動を制御する。第２インバータ制御演算部３２は、第２キャリア波Ｃａｒｒ２および第２変調波に基づいて第２スイッチング素子７１〜７６のオンオフ作動を制御する。制御同期部３５は、第１バッテリ１１と第２バッテリ１２の電圧和が電圧判定閾値Ｖｔｈより大きく、かつ、モータ８０のトルクがトルク判定閾値ｔｒｑ＿ｔｈより小さい場合、第１キャリア波Ｃａｒｒ１と第２キャリア波Ｃａｒｒ２とを同期させる。本実施形態では、キャリア波Ｃａｒｒ１、Ｃａｒｒ２を同期させ、位相を一致させる。
キャリア波Ｃａｒｒ１、Ｃａｒｒ２を同期させることで、キャリア波Ｃａｒｒ１、Ｃａｒｒ２が半周期程度ずれている場合と比較し、インバータ６０、７０間のスイッチング間隔Ｔが拡大され、スイッチング回避期間Ｔｘ内での短時間連続スイッチングが回避される。これにより、一方のインバータでのスイッチングによる共振成分のピーク付近に、他方のインバータでのスイッチングによるスイッチングサージが重畳されるのを避けることができ、サージ電圧を低減することができる。したがって、電動機駆動システム１の絶縁性能を向上可能である。
なお、例えば特許文献１のように、パルスパターンでスイッチング間隔Ｔを拡大する場合、パルスパターンを制御に組み込む必要があり、制御負荷が増加する。また、あるタイミングのパルス間隔のみが増大することで、モータ電流の制御性が悪化し、効率が悪化する虞がある。本実施形態では、キャリア波Ｃａｒｒ１、Ｃａｒｒ２を同期させることで、制御負荷の増大を抑制しつつ、また、制御性を悪化させることなく、スイッチング間隔Ｔを拡大することができる。
（第２実施形態）
第２実施形態を図９および図１０に示す。第２実施形態および第３実施形態は、サージ電圧低減処理が上記実施形態と異なっているので、この点を中心に説明する。本実施形態では、サージ低減処理として、第１変調波の変調率Ｍ１と第２変調波の変調率Ｍ２とを異ならせる。なお、インバータ制御演算部３１、３２にて同様の処理を行ってもよいし、一方のインバータ制御演算部にて変調率Ｍ１、Ｍ２を演算し、他方のインバータ制御演算部に指令するようにしてもよい。また、１つのマイコンにてインバータ６０、７０の制御信号を生成するようにしてもよい。第３実施形態も同様である。
両側駆動モードでは、両系統の重ね合わせにより出力が決まる。そこで、一方の変調率を高め、他方の変調率を低めることで、変調率Ｍ１、Ｍ２を異ならせつつ、所望の出力を実現する。図９では、共通時間軸を横軸とし、変調率Ｍ１、Ｍ２が同等である場合を上段、同じ出力にて変調率Ｍ１、Ｍ２を異ならせた場合を下段に示す。煩雑になることを避けるため、変調波は反転せずに記載した。図９の下段において、第１変調波を実線、第２変調波を一点鎖線で示す。
図９の上段に示すように、変調率Ｍ１、Ｍ２が同等の場合、キャリア波Ｃａｒｒ１、Ｃａｒｒ２が半周期程度ずれていると、区間Ｒｓにて連続スイッチングが発生する。以下適宜、区間Ｒｓを、「連続スイッチング発生区間」とする。連続スイッチング発生区間Ｒｓは、各相の変調波の差が小さい区間であるので、変調率Ｍ１、Ｍ２が低いほど、長くなる。この例では、上向きの矢印で示すように、連続スイッチング発生区間Ｒｓにて、５回の連続スイッチングが発生する。一方、図９の下段に示すように、変調率Ｍ１、Ｍ２を異ならせ、特に、一方の変調率（この例では第２変調波の変調率Ｍ２）を１より大きくすると、変調率Ｍ１、Ｍ２が同等である場合に連続スイッチングが発生するタイミングにおいて、第１インバータ６０のスイッチングが行われない（破線の丸印参照）。これにより、連続スイッチングによる部分放電の発生を防ぐことができる。
本実施形態の駆動制御処理を図１０のフローチャートに基づいて説明する。Ｓ２０１およびＳ２０２の処理は、図８中のＳ１０１およびＳ１０２の処理と同様である。Ｓ２０３では、第１インバータ制御演算部３１は、パラメータとして、電源電圧Ｖｂ１、Ｖｂ２、モータ８０のトルクｔｒｑ、および、変調率Ｍ１、Ｍ２を取得する。
Ｓ２０４〜Ｓ２０６の処理は、図８中のＳ１０４〜Ｓ１０６の処理と同様である。Ｓ２０２、Ｓ２０４〜Ｓ２０６にて否定判断された場合、Ｓ２１０へ移行する。Ｓ２０７では、第１インバータ制御演算部３１は、片系統駆動とした場合の変調率が１より大きい出力域か否かを判断する。片系統駆動とした場合の変調率が１より大きい出力域であると判断された場合（Ｓ２０７：ＹＥＳ）、すなわち、変調率Ｍ１、Ｍ２を異ならせることで、一方を過変調にできる出力域である場合、Ｓ２０８へ移行する。片系統駆動とした場合の変調率が１以下の出力域であると判断された場合（Ｓ２０７：ＮＯ）、Ｓ２０９へ移行する。
Ｓ２０８では、第１インバータ制御演算部３１は、一方のインバータの変調率を１以上の過変調制御にて取り得る範囲の所定値とし、所望の出力となるように、他方のインバータの変調率を設定する。例えば、両側駆動にて均等に制御する場合の変調率が０．６のとき、一方のインバータの変調率を１．０５、他方のインバータの変調率を０．１５にする、といった具合である。
Ｓ２０９では、第１インバータ制御演算部３１は、２つのインバータの変調率に差をつける。例えば、両側駆動にて均等に制御する場合の変調率が０．４のとき、一方のインバータの変調率を０．６、他方のインバータの変調率を０．２にする、といった具合である。ここでは説明が簡略となる値を示しているが、変調率差を可及的広げることが効果的である。また、両側駆動にて均等にて制御する場合の変調率が０．２５以下であれば、片側駆動にて出力可能であるので、片側駆動とするようにしてもよい。なお、Ｓ２０８にて一方を過変調にする場合、変調率が１を少しでも超えていれば、連続スイッチング回避に効果的である。本実施形態では、Ｓ２０８およびＳ２０９の処理がサージ低減処理に対応する。
Ｓ２１０では、第１インバータ制御演算部３１は、サージ低減処理を行わず、通常制御とする。すなわち本ステップでは、両側駆動制御の場合、インバータ６０、７０を等しい変調率にて制御する。
本実施形態では、制御部３０は、第１インバータ制御演算部３１および第２インバータ制御演算部３２を有する。制御部３０は、第１バッテリ１１および第２バッテリ１２の電圧和が電圧判定閾値Ｖｔｈより大きく、かつ、モータ８０のトルクがトルク判定閾値ｔｒｑ＿ｔｈより小さい場合、第１変調波の変調率Ｍ１と第２変調波の変調率Ｍ２とに差を持たせる。これにより、変調率Ｍ１、Ｍ２が等しい場合と比較して、インバータ６０、７０間のスイッチング間隔Ｔが拡大され、短時間連続スイッチングが回避される。したがって、絶縁性能を向上可能である。
制御部３０は、第１変調波の変調率Ｍ１または第２変調波の変調率Ｍ２の一方を１より大きくし、他方を駆動要求に応じて設定する。サージ低減処理は、トルクがトルク判定閾値ｔｒｑ＿ｔｈより小さい、比較的低負荷の領域にて実施される。低負荷領域であっても、変調率が１より大きい過変調ＰＷＭ制御とすることが、インバータ６０、７０のスイッチング間隔Ｔの拡大に、より効果的であり、短時間連続スイッチングが回避される。また、一方の変調波の変調率を１より大きくし、他方の変調波の変調率を小さくすることで、駆動要求に応じて出力を実現可能である。また、上記実施形態と同様の効果を奏する。
（第３実施形態）
第３実施形態を図１１〜図１３に示す。本実施形態の駆動制御処理は、図８と同様であり、Ｓ１０７におけるサージ低減処理が第１実施形態と異なる。本実施形態では、サージ低減処理として、キャリア波Ｃａｒｒ１、Ｃａｒｒ２の少なくとも一方の周波数を他方よりも低くする。本実施形態では、第２キャリア波Ｃａｒｒ２の周波数を低減するものとして説明する。第２キャリア波Ｃａｒｒ２の半周期が期間Ｔ２（図３参照）より長くなるように周波数を変更することで、連続スイッチング発生区間Ｒｓにおいて、連続スイッチングが発生する回数が最大１回となり、連続スイッチングの発生頻度を低減可能である。
図１１および図１２に基づいて、連続スイッチングの発生頻度を説明する。図１１および図１２において、上段に第１キャリア波Ｃａｒｒ１および第１変調波、下段に第２キャリア波Ｃａｒｒ２および第２変調波、紙面左側にキャリア周波数変更前、右側にキャリア周波数変更後とし、横軸に付した上向き矢印が連続スイッチング発生タイミングである。図１１には変調率が相対的に低い場合（例えば変調率Ｍ１＝Ｍ２＝０．１）、図１２には変調率が相対的に高い場合（例えば変調率Ｍ１＝Ｍ２＝０．２）を示す。なお、本実施形態では、第２キャリア波Ｃａｒｒ２の周波数を変更しており、第１キャリア波Ｃａｒｒ１の周波数は、変更前後で同じとする。
図１１および図１２に示すように、キャリア周波数を変更しない場合、連続スイッチング発生区間Ｒｓにおいて、複数回の連続スイッチングが発生している。また、変調率が低い方が、連続スイッチング発生区間Ｒｓが長く、連続スイッチングの発生回数が多い。そこで本実施形態では、図１３に示すように、サージ低減処理において、変調率Ｍ１、Ｍ２が変調率閾値Ｍｔｈより小さい領域において、変調率Ｍ１、Ｍ２が低いほど、変更するキャリア波の周波数（本実施形態では、第２キャリア波Ｃａｒｒ２の周波数）が低くなるように、変調率Ｍ１、Ｍ２に応じてキャリア波の周波数を決定している。これにより、連続スイッチング発生区間Ｒｓにおける連続スイッチングの発生回数が最大１回となり、連続スイッチングの発生頻度が低減される。なお、図１３は、変調率Ｍ１、Ｍ２の低下に伴って直線的にキャリア周波数が低下するマップであるが、非線形的に減少するようにしてもよいし、ステップ的に減少するようにしてもよく、マップは適宜設定可能である。
本実施形態では、制御部３０は、第１バッテリ１１および第２バッテリ１２の電圧和が電圧判定閾値Ｖｔｈより大きく、かつ、モータ８０のトルクがトルク判定閾値ｔｒｑ＿ｔｈより小さい場合、第１キャリア波Ｃａｒｒ１の周波数および第２キャリア波Ｃａｒｒ２の周波数の少なくとも一方を、通常時より小さくする。例えば、キャリア周期の半周期が、スイッチングタイミングからスイッチングによる共振成分のピークよりも後の所定タイミングまでの期間より長くなるように、キャリア周波数を変更する。これにより、短時間連続スイッチングの発生頻度を低減可能であるので、絶縁性能を向上可能である。
また、変調波の変調率Ｍ１、Ｍ２が低いほど、キャリア周波数を小さく設定する。これにより、連続スイッチングの発生頻度低減と制御性を両立するキャリア周波数を適切に設定することができる。また、上記実施形態と同様の効果を奏する。
（他の実施形態）
第３実施形態では、サージ低減処理にて、第２キャリア波の周波数を変更する。他の実施形態では、第１キャリア波の周波数を変更してもよいし、第１キャリア波および第２キャリア波の周波数を変更してもよい。また、第３実施形態では、変更後のキャリア周波数を変調率に応じて決定する。他の実施形態では、変更後のキャリア周波数を、変調率によらず、所定値に変更するようにしてもよい。
上記実施形態では、独立した２電源は、いずれもバッテリやキャパシタで代表される二次電池である。他の実施形態では、電圧源は、独立した電力供給源であれば、二次電池に限定しない。例えば、一方を二次電池とし、他方を燃料電池としたり、内燃機関および回転電機による発電機としたりしてもよく、電源構成は電源種別で限定されない。
上記実施形態の回転電機は３相である。他の実施形態では、回転電機は４相以上としてもよい。また、回転電機は、永久磁石式同期型モータに限らず、誘導電動機やその他の同期モータであってもよい。上記実施形態では、回転電機は電動車両の主機モータとして用いられている。他の実施形態では、回転電機は、主機モータに限らず、例えばスタータ機能とオルタネータ機能とを併せ持つ、所謂ＩＳＧ（Integrated Starter Generator）や、補機モータであってもよい。また、電動機駆動システムを車両以外の装置に適用してもよい。以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。
１・・・電動機駆動システム
１１・・・第１バッテリ（第１電圧源） １２・・・第２バッテリ（第２電圧源）
３０・・・制御部
３１・・・第１インバータ制御演算部 ３２・・・第２インバータ制御演算部
３５・・・制御同期部
６０・・・第１インバータ ６１〜６６・・・第１スイッチング素子
７０・・・第２インバータ ７１〜７６・・・第２スイッチング素子
８０・・・モータ（回転電機） ８１〜８３・・・コイル（巻線）
８１１、８２１、８３１・・・一端 ８１１、８２１、８３１・・・他端

Claims (5)

  1. 複数相の巻線（８１、８２、８３）を有する回転電機（８０）の駆動を制御する電動機駆動システムであって、
    第１スイッチング素子（６１〜６６）を有し、前記巻線の一端（８１１、８２１、８３１）、および第１電圧源（１１）に接続される第１インバータ（６０）と、
    第２スイッチング素子（７１〜７６）を有し、前記巻線の他端（８１２、８２２、８３２）、および前記第１電圧源とは別途に設けられる第２電圧源（１２）に接続される第２インバータ（７０）と、
    第１キャリア波および第１変調波に基づいて前記第１スイッチング素子のオンオフ作動を制御する第１インバータ制御演算部（３１）、第２キャリア波および第２変調波に基づいて前記第２スイッチング素子のオンオフ作動を制御する第２インバータ制御演算部（３２）、および、前記第１キャリア波と前記第２キャリア波とを同期させる制御同期部（３５）を有する制御部（３０）と、
    を備え、
    前記制御同期部は、前記第１電圧源および前記第２電圧源の電圧和が電圧判定閾値より大きく、かつ、前記回転電機のトルクがトルク判定閾値より小さい場合、前記第１キャリア波と前記第２キャリア波とを同期させる電動機駆動システム。
  2. 複数相の巻線（８１、８２、８３）を有する回転電機（８０）の駆動を制御する電動機駆動システムであって、
    第１スイッチング素子（６１〜６６）を有し、前記巻線の一端（８１１、８２１、８３１）および第１電圧源（１１）に接続される第１インバータ（６０）と、
    第２スイッチング素子（７１〜７６）を有し、前記巻線の他端（８１２、８２２、８３２）、および前記第１電圧源とは別途に設けられる第２電圧源（１２）に接続される第２インバータ（７０）と、
    第１キャリア波および第１変調波に基づいて前記第１スイッチング素子のオンオフ作動を制御する第１インバータ制御演算部（３１）、および、第２キャリア波および第２変調波に基づいて前記第２スイッチング素子のオンオフ作動を制御する第２インバータ制御演算部（３２）を有する制御部（３０）と、
    を備え、
    前記制御部は、前記第１電圧源および前記第２電圧源の電圧和が電圧判定閾値より高く、かつ、前記回転電機のトルクがトルク判定閾値より小さい場合、前記第１変調波の変調率と前記第２変調波の変調率とに差を持たせる電動機駆動システム。
  3. 前記制御部は、前記第１変調波の変調率または前記第２変調波の変調率の一方を１より大きくし、他方を駆動要求に応じて設定する請求項２に記載の電動機駆動システム。
  4. 複数相の巻線（８１、８２、８３）を有する回転電機（８０）の駆動を制御する電動機駆動システムであって、
    第１スイッチング素子（６１〜６６）を有し、前記巻線の一端（８１１、８２１、８３１）および第１電圧源（１１）に接続される第１インバータ（６０）と、
    第２スイッチング素子（７１〜７６）を有し、前記巻線の他端（８１２、８２２、８３２）、および前記第１電圧源とは別途に設けられる第２電圧源（１２）に接続される第２インバータ（７０）と、
    第１キャリア波および第１変調波に基づいて前記第１スイッチング素子のオンオフ作動を制御する第１インバータ制御演算部（３１）、および、第２キャリア波および第２変調波に基づいて前記第２スイッチング素子のオンオフ作動を制御する第２インバータ制御演算部（３２）を有する制御部（３０）と、
    を備え、
    前記制御部は、前記第１電圧源および前記第２電圧源の電圧和が電圧判定閾値より高く、かつ、前記回転電機のトルクがトルク判定閾値より小さい場合、前記第１キャリア波の周波数および前記第２キャリア波の周波数の少なくとも一方を、通常時より小さくする電動機駆動システム。
  5. 前記制御部は、変調率が低いほど、キャリア周波数を小さく設定する請求項４に記載の電動機駆動システム。
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