JP2019146354A - インバータ用ゲート駆動回路及び車載用電子制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】配線パターン等の影響によるミラークランプ回路の誤動作を抑制し、ひいては、インバータを安定して動作させる。【解決手段】実施形態の車載用電子制御装置は、第１電圧検出点の電圧、第２電圧検出点の電圧、第１電圧検出点と第２電圧検出点との間の所定の第１寄生インダクタンスの値、ゲート端子と第１電圧検出点との間の所定の第２寄生インダクタンスの値に基づいて、ゲート端子から第２電圧検出点に到るまでの第１寄生インダクタンス及び第２寄生インダクタンスに起因する電圧降下量に相当する補正電圧及び第２電圧検出点の電圧を加算した補正電圧信号を生成し、駆動信号が“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに遷移され、かつ、補正電圧信号の電圧が所定のクランプ基準電圧以下となった場合に、ゲート端子の電位レベルを“Ｌ”レベルにクランプする。【選択図】図２

Description

本発明は、インバータ用ゲート駆動回路及び車載用電子制御装置に関する。

従来、電力変換装置であるインバータ用パワーモジュールを構成しているIＧＢＴ等のパワートランジスタを駆動するインバータ用ゲート駆動回路においては、パワートランジスタがターンオフ（“Ｈ”→“Ｌ”）する時に、ドレイン−ゲート間の寄生容量により寄生ターンオン（セルフターンオン）が生じる虞があった。

このため、パワートランジスタのゲート電圧を監視し、パワートランジスタの誤動作を防止するためのミラークランプ回路を設け、パワートランジスタのゲートとソースを短絡させ、ゲート電圧の持ち上がりを抑制し寄生ターンオン（セルフターンオン）を防止する構成を採っていた。

特開２０１６−１７４０３３号公報

しかしながら、パワートランジスタのゲートを駆動するゲート駆動回路とパワートランジスタのゲートとの間の配線インピーダンス及び寄生インダクタンスにより一時的に大きな電圧降下が発生し、ミラークランプ回路の動作基準電圧を下回る電圧となり、ミラークランプ回路の誤動作が発生することとなる。
このようにミラークランプ回路が誤動作した場合には、パワートランジスタのゲート電圧が急峻に立ち下がるため、インバータの出力電流が急激に変化し、発生するサージ電圧が大きくなる虞がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、配線パターン等の影響によるミラークランプ回路の誤動作を抑制し、ひいては、インバータを安定して動作させることが可能なインバータ用ゲート駆動回路及び車載用電子制御装置を提供することを目的としている。

実施形態のインバータ用ゲート駆動回路は、インバータを構成しているゲート端子を有するスイッチングトランジスタの駆動を行うインバータ用ゲート駆動回路であって、インバータに設けられゲート端子に接続された駆動信号入力端子に電気的に接続可能な第１端子と、第１端子を介して、ゲート端子に“Ｈ”レベルあるいは“Ｌ”レベルの駆動信号を出力するスイッチング部と、第１端子と、スイッチング部と、の間の配線経路上で第１端子側の第１電圧検出点及びスイッチング部側の第２電圧検出点を所定距離離間して設定し、第１電圧検出点の電圧、第２電圧検出点の電圧、第１電圧検出点と第２電圧検出点との間の所定の第１寄生インダクタンスの値、ゲート端子と第１電圧検出点との間の所定の第２寄生インダクタンスの値に基づいて、ゲート端子から第２電圧検出点に到るまでの第１寄生インダクタンス及び第２寄生インダクタンスに起因する電圧降下量に相当する補正電圧を生成する補正電圧生成部と、第２電圧検出点の電圧に補正電圧を加算した電圧を有する補正電圧信号を出力する加算部と、スイッチング部により駆動信号が“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに遷移され、かつ、補正電圧信号の電圧が所定のクランプ基準電圧以下となった場合に、ゲート端子の電位レベルを“Ｌ”レベルにクランプするミラークランプ回路と、を備える。

また、実施形態の車載用電子制御装置は、それぞれゲート端子を有するスイッチングトランジスタを複数備え、複数のスイッチングトランジスタによりレグを構成したインバータを制御するための車載用電子制御装置であって、それぞれのスイッチングトランジスタに対応する複数のインバータ用ゲート駆動回路と、複数のインバータ用ゲート駆動回路を制御するインバータ制御装置と、を備え、インバータ用ゲート駆動回路は、インバータに設けられゲート端子に接続された駆動信号入力端子に電気的に接続可能な第１端子と、第１端子を介して、ゲート端子に“Ｈ”レベルあるいは“Ｌ”レベルの駆動信号を出力するスイッチング部と、第１端子と、スイッチング部と、の間の配線経路上で第１端子側の第１電圧検出点及びスイッチング部側の第２電圧検出点を所定距離離間して設定し、第１電圧検出点の電圧、第２電圧検出点の電圧、第１電圧検出点と第２電圧検出点との間の所定の第１寄生インダクタンスの値、ゲート端子と第１電圧検出点との間の所定の第２寄生インダクタンスの値に基づいて、ゲート端子から第２電圧検出点に到るまでの第１寄生インダクタンス及び第２寄生インダクタンスに起因する電圧降下量に相当する補正電圧を生成する補正電圧生成部と、第２電圧検出点の電圧に補正電圧を加算した電圧を有する補正電圧信号を出力する加算部と、スイッチング部により駆動信号が“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに遷移され、かつ、補正電圧信号の電圧が所定のクランプ基準電圧以下となった場合に、ゲート端子の電位レベルを“Ｌ”レベルにクランプするミラークランプ回路と、を備える。

上記構成によれば、配線パターン等の影響によるゲート端子の電圧検出誤差に起因するミラークランプ回路の誤動作を抑制し、ひいては、インバータを安定して動作させることができる。

図１は、モータ駆動システムの概要構成ブロック図である。 図２は、ゲート駆動回路の概要構成ブロック図である。 図３は、従来技術の説明図である。 図４は、コンパレータに印加されるミラークランプ電圧の説明図である。

次に図面を参照して、インバータ用ゲート駆動回路及び車載用電子制御装置の実施形態を詳細に説明する。
本実施形態は、車両用電子制御装置として、インバータ駆動ユニット（インバータ駆動用ＥＣＵ（Electronic Control Unit））に適用した例について説明するが、他の車載用電子制御装置に適用しても良い。

以下においては、車両に搭載される三相交流モータ（回転電機）を駆動制御するためのインバータに用いられるパワートランジスタのサージ電圧を抑制する実施形態を例として説明する。

図１は、モータ駆動システムの概要構成ブロック図である。
モータ駆動システム１０は、例えば、ハイブリッド自動車や電気自動車等の車両の駆動源となる三相交流モータＭを駆動するためのシステムであり、大別すると、バッテリ１１と、平滑コンデンサ１２と、インバータ１３と、インバータ駆動ユニット１４と、電流センサユニット１５と、回転センサ１６と、を備えている。

上記構成において、バッテリ１１は、電圧２００〜４００［Ｖ］の高圧バッテリであり、例えば、ニッケル水素電池、リチウムイオン電池等の二次電池（充電池）や、電気二重層キャパシタ等が用いられる。

平滑コンデンサ１２は、高電位側電源ラインＬＨと低電位側電源ラインＬＬとの間の電圧を平滑化し、モータＭの消費電力の変動（回転数の変動）に応じて変動する直流電圧を安定化させるものである。

インバータ１３は、Ｕ相上アームを構成しコレクタ端子が高電位側電源ラインＬＨに接続されたパワートランジスタ１３ＵＨと、Ｕ相下アームを構成しコレクタ端子がパワートランジスタ１３ＵＨのエミッタ端子に接続され、エミッタ端子が低電位側電源ラインＬＬに接続されたパワートランジスタ１３ＵＬとを備えている。
ここで、パワートランジスタ１３ＵＨのエミッタ端子とパワートランジスタ１３ＵＬのコレクタ端子との接続点を便宜上、中間電源ラインＬＵというものとする。

また、インバータ１３は、Ｖ相上アームを構成しコレクタ端子が高電位側電源ラインＬＨに接続されたパワートランジスタ１３ＶＨと、Ｖ相下アームを構成しコレクタ端子がパワートランジスタ１３ＶＨのエミッタ端子に接続され、エミッタ端子が低電位側電源ラインＬＬに接続されたパワートランジスタ１３ＶＬとを備えている。
ここで、パワートランジスタ１３ＶＨのエミッタ端子とパワートランジスタ１３ＶＬのコレクタ端子との接続点を便宜上、中間電源ラインＬＶというものとする。

さらにインバータ１３は、直流−交流（本実施形態では三相交流）変換を行う電力変換装置であり、Ｗ相上アームを構成しコレクタ端子が高電位側電源ラインＬＨに接続されたパワートランジスタ１３ＷＨと、Ｗ相下アームを構成しコレクタ端子がパワートランジスタ１３ＷＨのエミッタ端子に接続され、エミッタ端子が低電位側電源ラインＬＬに接続されたパワートランジスタ１３ＷＬとを備えている。
ここで、パワートランジスタ１３ＷＨのエミッタ端子とパワートランジスタ１３ＷＬのコレクタ端子との接続点を便宜上、中間電源ラインＬＷというものとする。

この場合において、パワートランジスタ１３ＵＨ、１３ＵＬ、１３ＶＨ、１３ＶＬ、１３ＷＨ、１３ＷＬとしては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、パワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（Silicon Carbide - Metal Oxide Semiconductor FET）、ＳｉＣ−ＳＩＴ（SiC - Static Induction Transistor）等が適用可能である（図１の例では、ＩＧＢＴ）。
また、パワートランジスタ１３ＵＨ、１３ＵＬ、１３ＶＨ、１３ＶＬ、１３ＷＨ、１３ＷＬは、スイッチングトランジスタとして機能している。

インバータ駆動ユニット１４は、複数のゲート駆動回路２１ＵＨ、２１ＵＬ、２１ＶＨ、２１ＶＬ、２１ＷＨ、２１ＷＬを備えたゲート駆動ユニット２１と、車両ＥＣＵ３０の制御下でゲート駆動ユニット２１を制御して実行的にインバータ１３を制御するインバータ制御装置２２と、を備えている。
ここで、ゲート駆動回路２１ＵＨ、２１ＵＬ、２１ＶＨ、２１ＶＬ、２１ＷＨ、２１ＷＬは、インバータ用ゲート駆動回路として機能している。
また、ゲート駆動回路２１ＵＨ、２１ＵＬ、２１ＶＨ、２１ＶＬ、２１ＷＨ、２１ＷＬの構成については、後に詳述する。

電流センサユニット１５は、Ｕ相の電流を検出するＵ相電流センサ１５Ｕと、Ｖ相の電流を検出するＶ相電流センサ１５Ｖと、Ｗ相の電流を検出するＷ相電流センサ１５Ｗと、を備えている。なお、本実施形態では、三つの電流センサを用いているがいずれか二つの相にそれぞれ電流センサを設け、それらの差分により他の電流センサを設けていない相の電流を検出するように構成することも可能である。

回転センサ１６は、三相交流モータＭのステータとロータとのリアクタンス変化を検出して回転数（回転角）を検出するレゾルバ等が用いられる。

次にゲート駆動回路２１ＵＨ、２１ＵＬ、２１ＶＨ、２１ＶＬ、２１ＷＨ、２１ＷＬについて説明する。この場合において、ゲート駆動回路２１ＵＨ、２１ＵＬ、２１ＶＨ、２１ＶＬ、２１ＷＨ、２１ＷＬは同様の構成となっているので、ゲート駆動回路２１ＵＬを例として説明する。

図２は、ゲート駆動回路の概要構成ブロック図である。
ゲート駆動回路２１ＵＬは、大別すると、スイッチング部４０と、スイッチングコントロール部５０と、ミラークランプ電圧補正部６０と、備えている。

スイッチング部４０は、ゲート駆動用電源（高電位側）に一端が接続された第１電流制限抵抗４１と、スイッチングコントロール部５０の出力端子ＯＵＴから出力されたスイッチング制御信号ＳＣがベース端子に入力され、高電位側電流制限抵抗４１の他端にコレクタ端子が接続されて上アームを構成している第１スイッチングトランジスタ４２と、スイッチングコントロール部５１の出力端子ＯＵＴから出力されたスイッチング制御信号ＳＣがベース端子に入力され、第１スイッチングトランジスタ４２のエミッタ端子にコレクタ端子が接続されて下アームを構成している第２スイッチングトランジスタ４３と、第２スイッチングトランジスタ４３のエミッタ端子に一端が接続され、他端がグランド（低電位側）に接続された第２電流制限抵抗４４と、を備えている。

スイッチングコントロール部５０は、集積回路（ＩＣ）として構成されており、大別するとコンパレータ５１と、ロジック回路５２と、スイッチングトランジスタ５３と、を備えている。

コンパレータ５１は、非反転入力端子に、インバータ１３を構成しているパワートランジスタ１３ＵＬのゲート電圧（信号）がクランプ電圧入力端子ＣＬＡＭＰ、ゲート電圧検出用端子Ｔ１２、Ｔ２２を介して印加され、反転入力端子にクランプ基準電圧Ｖｒｅｆが印加されている。

ロジック回路５２は、非反転入力端子に印加されたゲート電圧がクランプ基準電圧Ｖｒｅｆを下回った場合に、スイッチングトランジスタ５３をオン状態（閉状態）として、パワートランジスタ１３ＵＬのゲート端子を低電位側電源ラインＬＬ（グランド）に短絡する（クランプする：当該パワートランジスタのゲート端子の電位レベルを低電位側電位レベルに固定する）ように制御を行う。

上記構成において、コンパレータ５１、ロジック回路５２及びスイッチングトランジスタ５３は、共働して、ミラークランプ動作を行うミラークランプ回路として機能する。

ミラークランプ電圧補正部６０は、大別すると、ミラークランプ補正電圧生成部６１と、電圧補正部６２と、を備えている。
ミラークランプ電圧補正部６０の詳細構成については、実施形態の動作と合わせて後に詳述する。

次に実施形態の動作を説明する。
まず、実施形態の動作説明に先立ち、従来技術の問題点について説明する。
図３は、従来技術の説明図である。
図３において、図２と同様の部分には、同一の符号を付すものとする。

図３に示すように、ゲート駆動ユニット２１にインバータ１３を電気的に接続した場合、ゲート駆動ユニット２１のゲート駆動出力端子Ｔ１（端子及び第２電圧検出点Ｐ２に相当）と、第１スイッチングトランジスタ４２のエミッタ端子−第２スイッチングトランジスタ４３のコレクタ端子の接続点（第１電圧検出点Ｐ１に相当）と、の間には、配線パターンあるいは配線部材により寄生インダクタンスＰＬ１が存在する。ここで、寄生インダクタンスＰＬ１の値Ｌ１は、第１寄生インダクタンスの値に相当する。

同様に、ゲート駆動ユニット２１のゲート駆動出力端子Ｔ１とインバータ１３のゲート駆動入力端子Ｔ２との間には、配線部材により寄生インダクタンスＰＬ２が存在する。ここで、ゲート駆動入力端子Ｔ２は、駆動信号入力端子として機能する。

さらに、インバータ１３のゲート駆動入力端子Ｔ２とパワートランジスタ１３ＵＬのゲート端子との間には、配線パターンあるいは配線部材により寄生インダクタンスＰＬ３が存在する。
ここで、寄生インダクタンスＰＬ２の値Ｌ２と寄生インダクタンスＰＬ３の値Ｌ３との和は、第２寄生インダクタンスの値に相当する。

したがって、コンパレータ５１の非反転入力端子を、図３に示すように、第１スイッチングトランジスタ４２のエミッタ端子−第２スイッチングトランジスタ４３のコレクタ端子の接続点に接続した場合、スイッチングコントロール部５０が第１スイッチングトランジスタ４２をオフ状態（開状態）とし、さらに第２スイッチングトランジスタ４３をオン状態（閉状態）とした場合には、パワートランジスタ１３ＵＬが接続された高電位側電源ラインである中間電源ラインＬＵから、高電位側寄生容量ＣＰ−Ｕ→寄生インダクタンスＰＬ３→寄生インダクタンスＰＬ２→寄生インダクタＰＬ１→第２スイッチングトランジスタ４３のエミッタ端子→第２スイッチングトランジスタ４３のコレクタ端子→第２電流制限抵抗４４を介して低電位側電源ラインＬＬ（グランド）に電流が流れ込むこととなる。

この結果、寄生インダクタＰＬ１〜ＰＬ３に起因する電圧降下により、コンパレータ５１の非反転入力端子に印加される電圧は、パワートランジスタ１３ＵＬのゲート電圧よりも降下した電圧となる。

図４は、コンパレータに印加されるミラークランプ電圧の説明図である。
図４（ｃ）に示すように、図３の接続状態では、寄生インダクタＰＬ１〜ＰＬ３に起因する電圧降下により、コンパレータ５１の非反転入力端子に印加される電圧は、時刻ｔ１において、コンパレータ５１のクランプ基準電圧Ｖｒｅｆを下回り、コンパレータ５１の出力信号は、“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに遷移することとなる。

これにより、その後すぐにコンパレータ５１の非反転入力端子に印加される電圧が再びコンパレータ５１のクランプ基準電圧Ｖｒｅｆを上回ることとなるにもかかわらず、ロジック回路５２は、スイッチングトランジスタ５３をオン状態（閉状態）として、パワートランジスタ１３ＵＬのゲート端子をグランドに短絡するように制御を行うこととなる。

したがって、パワートランジスタ１３ＵＬのゲート端子の電圧が急峻に立ち下がることとなるため、インバータ１３の出力側の単位時間当たりの電流変化が大きくなり、パワートランジスタ１３ＵＬのサージ電圧が大きくなる可能性があった。

ここで、ミラークランプ補正電圧生成部６１と、電圧補正部６２とを説明するのに先立ち、前提条件を検討する。
図２に示すように、ゲート駆動ユニット２１にインバータ１３を電気的に接続した場合、ゲート駆動ユニット２１のゲート駆動出力端子Ｔ１と、第１スイッチングトランジスタ４２のエミッタ端子−第２スイッチングトランジスタ４３のコレクタ端子の接続点と、の間には、配線パターンあるいは配線部材によりインダクタンス値＝Ｌ１の寄生インダクタンスＰＬ１（＝第１寄生インダクタンス）が存在する。

同様に、ゲート駆動ユニット２１のゲート駆動出力端子Ｔ１とインバータ１３のゲート駆動入力端子Ｔ２との間には、配線部材によりインダクタンス値＝Ｌ２の寄生インダクタンスＰＬ２が存在する。

さらに、インバータ１３のゲート駆動入力端子Ｔ２とパワートランジスタ１３ＵＬのゲート端子との間には、配線パターンあるいは配線部材によりインダクタンス値＝Ｌ３の寄生インダクタンスＰＬ３が存在する。
ここで、寄生インダクタンスＰＬ２及び寄生インダクタンスＰＬ３の合成インダクタンスは、第２寄生インダクタンスとして機能する。

上記前提において、ミラークランプ補正電圧生成部６１の反転入力端子は、第１スイッチングトランジスタ４２のエミッタ端子−第２スイッチングトランジスタ４３のコレクタ端子の接続点に接続され、非反転入力端子は、ゲート駆動出力端子Ｔ１に接続されている。

したがって、ミラークランプ補正電圧生成部６１は、寄生インダクタンスＰＬ１の両端の電圧差を実効的に検出することとなる。
ここで、寄生インダクタンスＰＬ１の両端の電圧差は、インダクタンスＰＬ１による電圧降下に相当する。

このとき、ミラークランプ補正電圧生成部６１の非反転入力端子で検出される電圧は、パワートランジスタ１３ＵＬのゲート電圧からインダクタンスＰＬ２による電圧降下及びインダクタンスＰＬ３による電圧降下の和に相当する電圧を差し引いた値となる。

ここで、上述したインダクタンスＰＬ１〜ＰＬ３の取り扱いを容易とするため、インダクタンスＰＬ１のインダクタンス値Ｌ１と、インダクタンスＰＬ２のインダクタンス値Ｌ２及びインダクタンスＰＬ３のインダクタンス値Ｌ３の和と、を以下に示すように、比率で扱うものとする。
Ｌ１：Ｌ２＋Ｌ３＝１：ｍ（ｍは比例係数）

一方、図４（ｂ）に示すように、インダクタンス値Ｌ１の電圧降下量＝Ｖとしたとすると、図２に示す検出点ＳＰ１におけるインダクタンス（Ｌ２＋Ｌ３）に相当するゲート電圧からの電圧降下量ＶＳ１＝ｍ・Ｖとなる。

さらに、図４（ｃ）に示すように、図２に示す検出点ＳＰ２におけるインダクタンス（Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ３）に相当するゲート電圧からの電圧降下量ＶＳ２＝（１＋ｍ）・Ｖとなる。

したがって、インダクタンス値Ｌ１の電圧降下量Ｖは、次式により表される。
ＶＳ２−ＶＳ１＝（１＋ｍ）・Ｖ−ｍ・Ｖ
＝Ｖ

そこで、ミラークランプ補正電圧生成部６１は、電圧降下量ＶＳ２と電圧降下量ＶＳ１との差に、補正係数ｋ＝（１＋ｍ）を乗じた電圧を次式で表される補正電圧ＡＶとして出力する。
ＡＶ＝ｋ・Ｖ
＝（１＋ｍ）・Ｖ …（１）

ところで、図４（ｃ）に示すように、検出点ＳＰ２における検出電圧ＶＳＰ２は、パワートランジスタ１３ＵＬのゲート電圧をＶＧとした場合、次式により表される。
ＶＳＰ２＝ＶＧ−（１＋ｍ）・Ｖ …（２）

したがって、電圧補正部６２は、検出電圧ＶＳＰ２と補正電圧ＡＶとの和をゲート電圧ＶＧの検出電圧としてコンパレータ５１の非反転入力端子に印加する。

すなわち、ミラークランプ電圧補正部６０からは、寄生インダクタンスＰＬ１〜ＰＬ３の影響を排除した電圧であるゲート電圧ＶＧが出力される。
ＶＳＰ２＋ＡＶ＝ＶＧ−（１＋ｍ）・Ｖ＋（１＋ｍ）・Ｖ
＝ＶＧ

したがって、図４（ｄ）に示すように、スイッチングコントロール部５０が第１スイッチングトランジスタ４２をオフ状態（開状態）とし、さらに第２スイッチングトランジスタ４３をオン状態（閉状態）とした場合（すなわち、駆動信号が“Ｈ”レベル［高電位側電位レベル］から“Ｌ”レベル［低電位側電位レベル］に遷移された場合）であっても、コンパレータ５１の非反転入力端子に印加される電圧は、パワートランジスタ１３ＵＬのゲート端子の電圧波形とほぼ同様となる。

したがって、ロジック回路５２がスイッチングトランジスタ５３をオン状態（閉状態）として、パワートランジスタ１３ＵＬのゲート端子をグランドに短絡するように制御を行うのは、実際にミラークランプ回路を動作させるべき時刻ｔ２のみとなり、パワートランジスタ１３ＵＬのゲート端子の電圧が急峻に立ち下がることはない。

すなわち、インバータ１３の出力側の単位時間当たりの電流変化も小さくなり、パワートランジスタ１３ＵＬに生じるサージ電圧を抑制できるので、確実に所定のミラークランプ動作を行わせることができ、ミラークランプ回路としての高い信頼性を維持することが可能となる。

また、不要な電流を流すこともなく、消費電力を抑制し、長期にわたって信頼性を維持することが可能となる。

以上の説明のように、本実施形態によれば、寄生インピーダンスあるいは寄生インダクタンスの影響を受けることなく、インバータのアーム（レグ）を構成しているパワー他トランジスタのゲート電圧を検出して、正しいミラークランプ動作を行わせることが可能となる。

以上の説明においては、パワートランジスタ１３ＵＬを例として説明したが、パワートランジスタ１３ＵＨにおいては、図２及び図３に括弧書きで示すように、上記説明における高電位側電源ラインである中間電源ラインＬＵを高電位側電源ラインＬＨに読み替え、低電位側電源ラインＬＬ（グランド）を中間電源ラインＬＵに読み替えることにより適用が可能である。
同様にパワートランジスタ１３ＶＬにおいては、上記説明における高電位側電源ラインである中間電源ラインＬＵを低電位側電源ラインとして機能する中間電源ラインＬＶに読み替えることにより適用が可能である。
また、パワートランジスタ１３ＶＨにおいては、上記説明における高電位側電源ラインである中間電源ラインＬＵを高電位側電源ラインＬＨに読み替え、低電位側電源ラインＬＬ（グランド）を低電位側電源ラインとして機能する中間電源ラインＬＶに読み替えることにより適用が可能である。

また、パワートランジスタ１３ＷＬにおいては、上記説明における高電位側電源ラインである中間電源ラインＬＵを低電位側電源ラインとして機能する中間電源ラインＬＷに読み替えることにより適用が可能である。
また、パワートランジスタ１３ＷＨにおいては、上記説明における高電位側電源ラインである中間電源ラインＬＵを高電位側電源ラインＬＨに読み替え、低電位側電源ラインＬＬ（グランド）を低電位側電源ラインとして機能する中間電源ラインＬＷに読み替えることにより適用が可能である。

以上においては、車両に搭載される三相交流モータ（回転電機）を駆動制御するためのインバータに用いられるパワートランジスタのサージ電圧を抑制する実施形態について説明したが、これに限らず、他の用途に適用されるインバータ用ゲート駆動回路に適用することが可能である。
この場合において、インバータとしては、マルチレベルインバータについても各アームを構成しているパワートランジスタのそれぞれについて同様に適用が可能である。

以上の説明においては、第１スイッチングトランジスタ４２及び第２スイッチングトランジスタとして、バイポーラトランジスタを用いていたが、第１スイッチングトランジスタ４２及び第２スイッチングトランジスタとしてパワーＭＯＳトランジスタを用いることも可能である。

本発明の実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

また、本実施形態のインバータ用ゲート駆動回路は、少なくとも以下の構成を備える。
本実施形態のインバータ用ゲート駆動回路は、インバータを構成しているゲート端子を有するスイッチングトランジスタ（１３ＵＨ、１３ＵＬ、１３ＶＨ、１３ＶＬ、１３ＷＨ、１３ＷＬ）の駆動を行うインバータ用ゲート駆動回路（２１ＵＨ、２１ＵＬ、２１ＶＨ、２１ＶＬ、２１ＷＨ、２１ＷＬ）であって、ゲート端子に電気的に接続可能な端子（Ｔ１）と、端子（Ｔ１）を介して、ゲート端子に“Ｈ”レベルあるいは“Ｌ”レベルの駆動信号を出力するスイッチング部（４０）と、端子（Ｔ１）と、スイッチング部（４０）と、の間の配線経路上でスイッチング部（４０）側の第１電圧検出点（Ｐ１）及び端子（Ｔ１）側の第２電圧検出点（Ｐ２）を所定距離離間して設定し、第１電圧検出点（Ｐ１）の電圧と第２電圧検出点（Ｐ２）の電圧とに基づいて補正電圧を生成する補正電圧生成部（６１）と、第１電圧検出点（Ｐ１）の電圧に補正電圧を加算した電圧を有する補正電圧信号を出力する加算部（６２）と、スイッチング部により駆動信号が“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに遷移され、かつ、補正電圧信号の電圧が所定のクランプ基準電圧以下となった場合に、ゲート端子の電位レベルを“Ｌ”レベルにクランプするミラークランプ回路（５１，５２，５３）と、を備える。
この構成によれば、配線パターン等の影響によるミラークランプ回路の誤動作を抑制し、ひいては、インバータを安定して動作させることができる。

また、補正電圧生成部（６１）は、補正電圧を第１電圧検出点（Ｐ１）の電圧、第２電圧検出点（Ｐ２）の電圧、第１電圧検出点（Ｐ１）と第２電圧検出点（Ｐ２）との間の所定の第１寄生インダクタンス（ＰＬ１）の値、ゲート端子と第２電圧検出点との間の所定の第２寄生インダクタンス（ＰＬ２、ＰＬ３）の値に基づいて、前記ゲート端子から第１電圧検出点（Ｐ１）に到るまでの前記第１寄生インダクタンス（ＰＬ１）及び第２寄生インダクタンス（ＰＬ２、ＰＬ３）に起因する電圧降下量に相当する電圧とするのが好ましい。
この構成によれば、配線パターン等の影響を考慮した補正電圧を生成することが可能となる。

また、第１寄生インダクタンス（ＰＬ１）の値と、前記第２寄生インダクタンス（ＰＬ２、ＰＬ３）の値と、の比を、
１：ｍ
とし、補正電圧をＡＶとし、前記第２電圧検出点の電圧をＶとした場合に、前記補正電圧生成部は、次式により、前記補正電圧ＡＶを生成するのが好ましい。
ＡＶ＝（１＋ｍ）・Ｖ
この構成によれば、配線パターン等の影響考慮した補正電圧を生成するに際し、単純な演算で容易に生成することが可能となる。

また、第２寄生インダクタンス（ＰＬ２、ＰＬ３）の値は、インバータ（１３）において前記ゲート端子から前記駆動信号が入力される制御入力端子（Ｔ２）までの寄生インダクタンス（ＰＬ３）の値と、前記制御入力端子から第２電圧検出点（Ｐ２）までの配線部材に対応する寄生インダクタンス（ＰＬ２）の値と、の和とされているのが好ましい。
この構成によれば、第２寄生インダクタンスを容易に特定でき、正確な補正電圧を生成することができる。

また、第２電圧検出点（Ｐ２）は、前記端子（Ｔ１）とされるのが好ましい。
この構成によれば、第１寄生インダクタンスと第２寄生インダクタンスを明確に分離して正確な補正電圧を生成することができる。

また、本実施形態の車載用電子制御装置は、それぞれゲート端子を有するスイッチングトランジスタ（１３ＵＨ、１３ＵＬ、１３ＶＨ、１３ＶＬ、１３ＷＨ、１３ＷＬ）を複数備え、複数の前記スイッチングトランジスタ（１３ＵＨ、１３ＵＬ、１３ＶＨ、１３ＶＬ、１３ＷＨ、１３ＷＬ）によりレグを構成したインバータ（１３）を制御するための車載用電子制御装置（１４）であって、それぞれのスイッチングトランジスタに対応する複数のインバータ用ゲート駆動回路（２１ＵＨ、２１ＵＬ、２１ＶＨ、２１ＶＬ、２１ＷＨ、２１ＷＬ）と、複数のインバータ用ゲート駆動回路（２１ＵＨ、２１ＵＬ、２１ＶＨ、２１ＶＬ、２１ＷＨ、２１ＷＬ）を制御するインバータ制御装置（２２）と、を備え、インバータ用ゲート駆動回路（２１ＵＨ、２１ＵＬ、２１ＶＨ、２１ＶＬ、２１ＷＨ、２１ＷＬ）は、インバータに設けられ前記ゲート端子に接続された駆動信号入力端子（Ｔ２）に電気的に接続可能な端子（Ｔ１）と、端子（Ｔ１）を介して、ゲート端子に“Ｈ”レベルあるいは“Ｌ”レベルの駆動信号を出力するスイッチング部（４０）と、端子（Ｔ１）と、スイッチング部（４０）と、の間の配線経路上でスイッチング部（４０）側の第１電圧検出点（Ｐ１）及び端子（Ｔ１）側の第２電圧検出点（Ｐ２）を所定距離離間して設定し、第１電圧検出点（Ｐ１）の電圧と第２電圧検出点（Ｐ２）の電圧とに基づいて補正電圧を生成する補正電圧生成部（６１）と、第１電圧検出点（Ｐ１）の電圧に補正電圧を加算した電圧を有する補正電圧信号を出力する加算部（６２）と、スイッチング部により駆動信号が“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに遷移され、かつ、補正電圧信号の電圧が所定のクランプ基準電圧以下となった場合に、ゲート端子の電位レベルを“Ｌ”レベルにクランプするミラークランプ回路（５１，５２，５３）と、を備える。
この構成によれば、車載用電子制御装置は、配線パターン等の影響によるミラークランプ回路の誤動作を抑制し、ひいては、インバータを安定して動作させることができる。

２１ＵＨ、２１ＵＬ、２１ＶＨ、２１ＶＬ、２１ＷＨ、２１ＷＬ…ゲート駆動回路、４０…スイッチング部、５０…スイッチングコントロール部、５１…コンパレータ、５２…ロジック回路、５３…スイッチングトランジスタ、６０…ミラークランプ電圧補正部、６１…ミラークランプ補正電圧生成部、６２…電圧補正部、ＡＶ…補正電圧、Ｐ１…第１電圧検出点、Ｐ２…第２電圧検出点、ＰＬ１…インダクタンス（第１寄生インダクタンス）、ＰＬ２…インダクタンス（第２寄生インダクタンス）、ＰＬ３…インダクタンス（第２寄生インダクタンス）、Ｖ…電圧降下量。

Claims (6)

1. インバータを構成しているゲート端子を有するスイッチングトランジスタの駆動を行うインバータ用ゲート駆動回路であって、
   前記ゲート端子に電気的に接続可能な端子と、
   前記端子を介して、前記ゲート端子に“Ｈ”レベルあるいは“Ｌ”レベルの駆動信号を出力するスイッチング部と、
   前記端子と、前記スイッチング部と、の間の配線経路上で前記スイッチング部側の第１電圧検出点及び前記端子側の第２電圧検出点を所定距離離間して設定し、第１電圧検出点の電圧と第２電圧検出点の電圧とに基づいて補正電圧を生成する補正電圧生成部と、
   前記第１電圧検出点の電圧に前記補正電圧を加算した電圧を有する補正電圧信号を出力する加算部と、
   前記スイッチング部により前記駆動信号が“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに遷移され、かつ、前記補正電圧信号の電圧が所定のクランプ基準電圧以下となった場合に、前記ゲート端子の電位レベルを“Ｌ”レベルにクランプするミラークランプ回路と、
   を備えたインバータ用ゲート駆動回路。
2. 補正電圧生成部は、前記補正電圧を前記第１電圧検出点の電圧、前記第２電圧検出点の電圧、前記第１電圧検出点と前記第２電圧検出点との間の所定の第１寄生インダクタンスの値、前記ゲート端子と前記第１電圧検出点との間の所定の第２寄生インダクタンスの値に基づいて、前記ゲート端子から前記第２電圧検出点に到るまでの前記第１寄生インダクタンス及び前記第２寄生インダクタンスに起因する電圧降下量に相当する電圧とする、
   請求項１記載のインバータ用ゲート駆動回路。
3. 前記第１寄生インダクタンスの値と、前記第２寄生インダクタンスの値と、の比を、
   １：ｍ
   とし、前記補正電圧をＡＶとし、前記第２電圧検出点の電圧をＶとした場合に、
   前記補正電圧生成部は、次式により、前記補正電圧ＡＶを生成する、
   ＡＶ＝（１＋ｍ）・Ｖ
   請求項１又は請求項２記載のインバータ用ゲート駆動回路。
4. 前記第２寄生インダクタンスの値は、前記インバータにおいて前記ゲート端子から前記駆動信号が入力される制御入力端子までの寄生インダクタンスの値と、前記制御入力端子から前記第２電圧検出点までの配線部材に対応する寄生インダクタンスの値と、の和とされている、
   請求項１乃至請求項３のいずれか一項記載のインバータ用ゲート駆動回路。
5. 前記第２電圧検出点は、前記端子とされる、
   請求項１乃至請求項４のいずれか一項記載のインバータ用ゲート駆動回路。
6. それぞれゲート端子を有するスイッチングトランジスタを複数備え、複数の前記スイッチングトランジスタによりレグを構成したインバータを制御するための車載用電子制御装置であって、
   それぞれの前記スイッチングトランジスタに対応する複数のインバータ用ゲート駆動回路と、
   複数のインバータ用ゲート駆動回路を制御するインバータ制御装置と、を備え、
   前記インバータ用ゲート駆動回路は、前記インバータに設けられ前記ゲート端子に接続された駆動信号入力端子に電気的に接続可能な第１端子と、
   前記第１端子を介して、前記ゲート端子に“Ｈ”レベルあるいは“Ｌ”レベルの駆動信号を出力するスイッチング部と、
   前記端子と、前記スイッチング部と、の間の配線経路上で前記スイッチング部側の第１電圧検出点及び前記端子側の第２電圧検出点を所定距離離間して設定し、第１電圧検出点の電圧と第２電圧検出点の電圧とに基づいて補正電圧を生成する補正電圧生成部と、
   前記第１電圧検出点の電圧に前記補正電圧を加算した電圧を有する補正電圧信号を出力する加算部と、
   前記スイッチング部により前記駆動信号が“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに遷移され、かつ、前記補正電圧信号の電圧が所定のクランプ基準電圧以下となった場合に、前記ゲート端子の電位レベルを“Ｌ”レベルにクランプするミラークランプ回路と、
   を備える、
   車載用電子制御装置。

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