JP2020065385A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】放電回路のスイッチング素子の耐圧を大きく高めることなく、平滑コンデンサの両端電圧の高電圧化に対応する。【解決手段】モータに電気的に接続可能な電力変換装置の放電回路２０は、平滑コンデンサに並列に電源の正極側Ｐと負極側Ｎとの間に電気的に接続される第１スイッチング素子ＭＯＳ１１と、平滑コンデンサに並列にかつ第１スイッチング素子ＭＯＳ１１に直列に、電源の正極側と負極側との間に電気的に接続される第２スイッチング素子ＭＯＳ１２と、平滑コンデンサに並列にかつ第１スイッチング素子ＭＯＳ１１及び第２スイッチング素子ＭＯＳ１２に直列に、電源の正極側と負極側との間に電気的に接続される放電抵抗とを備える。放電抵抗は、電源の正極側と第１スイッチング素子ＭＯＳ１１の間に設けられる第１放電抵抗Ｒ１と、第１スイッチング素子ＭＯＳ１１と第２スイッチング素子ＭＯＳ１２の間に設けられる第２放電抵抗Ｒ２と、を備える。【選択図】図２

Description

本開示は、電力変換装置に関する。

平滑コンデンサに並列に電気的に接続される単一のスイッチング素子をオンすることで、平滑コンデンサに溜まった電荷を放電抵抗を介してグランドに流す電力変換装置が知られている。

特開２０１３−１８８０９２号公報

しかしながら、上記の特許文献１に記載のような放電回路に単一のスイッチング素子を用いる電力変換装置では、放電回路のスイッチング素子の耐圧以上に平滑コンデンサの両端電圧を高くできないため、モータの高回転化に伴う平滑コンデンサの両端電圧の高電圧化に対応することが難しい。すなわち、高電圧化に対応するためには、放電回路のスイッチング素子の耐圧を上げる必要があり、コスト増加や体格増加（大型化）、導通損失の増加を招く。

これに対して、放電回路のスイッチング素子の耐圧を上げることなく平滑コンデンサの両端電圧の高電圧化を可能とするために、直列接続した複数のスイッチング素子を備える放電回路を平滑コンデンサに並列接続する方法が考えられる。しかしながら、かかる方法でも、放電抵抗の配置によってはスイッチング素子の耐圧を依然として上げる必要が生じる。

そこで、１つの側面では、本発明は、放電回路のスイッチング素子の耐圧を大きく高めることなく、平滑コンデンサの両端電圧の高電圧化に対応することを目的とする。

１つの側面では、車両の駆動力を発生させるモータに電気的に接続可能な電力変換装置であって、
電力変換回路と、
電源の正極側と負極側との間に電気的に接続される平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサに並列に前記電源の正極側と負極側との間に電気的に接続される第１スイッチング素子と、
前記平滑コンデンサに並列にかつ前記第１スイッチング素子に直列に、前記電源の正極側と負極側との間に電気的に接続される第２スイッチング素子と、
前記平滑コンデンサに並列にかつ前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子に直列に、前記電源の正極側と負極側との間に電気的に接続される放電抵抗とを備え、
前記放電抵抗は、前記電源の正極側と前記第１スイッチング素子の間に設けられる第１放電抵抗と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の間に設けられる第２放電抵抗とを含む、電力変換装置が提供される。

１つの側面では、本発明によれば、放電回路のスイッチング素子の耐圧を大きく高めることなく、平滑コンデンサの両端電圧の高電圧化に対応することが可能となる。

電動車両用モータ駆動システムの全体構成の一例を示す図である。 放電回路の一例の説明図である。 比較例による放電回路を示す図である。 比較例によるシミュレーション結果を示す図である。 本実施例によるシミュレーション結果を示す図である。

以下、添付図面を参照しながら各実施例について詳細に説明する。

以下の説明において、特に言及しない限り、各種の要素間の“接続”という用語は、“電気的な接続”を意味する。

図１は、電動車両用モータ駆動システム１の全体構成の一例を示す図である。モータ駆動システム１は、高圧バッテリ１０の電力を用いて走行用モータ４０を駆動することにより車両を駆動させるシステムである。なお、電動車両は、電力を用いて走行用モータ４０を駆動して走行するものであれば、その方式や構成の詳細は任意である。電動車両は、典型的には、動力源がエンジンと走行用モータ４０であるハイブリッド自動車や、動力源が走行用モータ４０のみである電気自動車を含む。

モータ駆動システム１は、図１に示すように、高圧バッテリ１０、平滑コンデンサＣと、インバータ３０（電力変換回路の一例）、走行用モータ４０、及び、インバータ制御装置５０を備える。なお、本実施例においては、平滑コンデンサＣ、放電回路２０、及びインバータ３０が電力変換装置の一例を形成する。

高圧バッテリ１０は、電力を蓄積して直流電圧を出力する任意の蓄電装置であり、ニッケル水素バッテリ、リチウムイオンバッテリや電気２重層キャパシタ等の容量性素子を含んでよい。高圧バッテリ１０は、典型的には、定格電圧が１００Ｖを超えるバッテリであり、定格電圧が例えば２８８Ｖである。

平滑コンデンサＣは、インバータ３０に並列に接続される。

放電回路２０は、放電指令が入力された場合に、平滑コンデンサＣに溜まっている電荷をグランドに流す（放電する）機能を有する。放電指令は、典型的には、車両衝突検出時又は車両衝突不可避判定時に入力される。放電指令は、車両の安全装置（例えばエアバック）を制御するエアバックＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）やプリクラッシュＥＣＵ等（図示せず）から供給されてよい。

放電回路２０は、図１に示すように、平滑コンデンサＣに並列に接続される。なお、図１に示す例では、放電回路２０は、平滑コンデンサＣとインバータ３０との間に配置されているが、遮断用スイッチＳＷ１よりも平滑コンデンサＣ側に配置されていればよい。従って、放電回路２０は、高圧バッテリ１０（及び遮断用スイッチＳＷ１）と平滑コンデンサＣとの間に配置されてもよい。放電回路２０の更なる説明は後に行う。

インバータ３０は、正極ラインと負極ラインとの間に互いに並列に配置されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各アームから構成される。Ｕ相アームはスイッチング素子（本例ではＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）Ｑ１，Ｑ２の直列接続からなり、Ｖ相アームはスイッチング素子（本例ではＩＧＢＴ）Ｑ３，Ｑ４の直列接続からなり、Ｗ相アームはスイッチング素子（本例ではＩＧＢＴ）Ｑ５，Ｑ６の直列接続からなる。また、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のコレクタ−エミッタ間には、それぞれ、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すようにダイオードＤ１１〜Ｄ１６が配置される。なお、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、ＭＯＳＦＥＴ（ｍｅｔａｌ ｏｘｉｄｅ ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ｆｉｅｌｄ−ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のような、ＩＧＢＴ以外の他のスイッチング素子であってもよい。

走行用モータ４０は、３相の交流モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点で共通接続されている。Ｕ相コイルの他端は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の中点Ｍ１に接続され、Ｖ相コイルの他端は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の中点Ｍ２に接続され、Ｗ相コイルの他端は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の中点Ｍ３に接続される。スイッチング素子Ｑ１のコレクタと負極ラインとの間には、平滑コンデンサＣが接続される。

インバータ制御装置５０は、インバータ３０を制御する。インバータ制御装置５０は、例えばＣＰＵ，ＲＯＭ、メインメモリ（全て図示せず）などを含み、インバータ制御装置５０の各種機能は、ＲＯＭ等に記録された制御プログラムがメインメモリに読み出されてＣＰＵにより実行されることによって実現される。インバータ３０の制御方法は、任意であるが、基本的には、Ｕ相に係る２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が互いに逆相でオン／オフし、Ｖ相に係る２つのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が互いに逆相でオン／オフし、Ｗ相に係る２つのスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６が互いに逆相でオン／オフする。

なお、図１に示す例では、モータ駆動システム１は、単一の走行用モータ４０を備えているが、追加のモータ（発電機を含む）を備えてもよい。この場合、追加のモータ（複数も可）は、対応するインバータと共に、走行用モータ４０及びインバータ３０と並列な関係で、高圧バッテリ１０に接続されてもよい。また、図１に示す例では、モータ駆動システム１は、ＤＣ／ＤＣコンバータを備えていないが、高圧バッテリ１０とインバータ３０の間にＤＣ／ＤＣコンバータを備えてもよい。

高圧バッテリ１０と平滑コンデンサＣとの間には、図１に示すように、高圧バッテリ１０から電力供給を遮断するための遮断用スイッチＳＷ１が設けられる。遮断用スイッチＳＷ１は、半導体スイッチやリレー等で構成されてもよい。遮断用スイッチＳＷ１は、常態でオン状態であり、例えば車両の衝突検出時等にオフとされる。なお、遮断用スイッチＳＷ１のオン／オフの切換はインバータ制御装置５０により実現されてもよいし、他の制御装置により実現されてもよい。

図２は、放電回路２０の一例の説明図である。図２において、点Ｐは、平滑コンデンサＣの正極側の端子と同電位の点を表し、図１の点Ｐに対応する。また、Ｎは、平滑コンデンサＣの負極側の端子と同電位（グランド電位）の点を表し、図１の点Ｎに対応する。

図２に示す例では、放電回路２０は、上段放電抵抗Ｒ１と、下段放電抵抗Ｒ２と、スイッチング素子ＭＯＳ１１（第１放電抵抗の一例）と、スイッチング素子ＭＯＳ１２（第２放電抵抗の一例）と、放電制御回路９０とを含む。

上段放電抵抗Ｒ１は、平滑コンデンサＣの正極側に一端が接続され、グランドにスイッチング素子ＭＯＳ１１、下段放電抵抗Ｒ２、及びスイッチング素子ＭＯＳ１２を介して他端が接続される。上段放電抵抗Ｒ１の抵抗値は、例えば３００〜５００Ω程度である。

下段放電抵抗Ｒ２は、平滑コンデンサＣの正極側に上段放電抵抗Ｒ１及びスイッチング素子ＭＯＳ１１を介して一端が接続され、グランドにスイッチング素子ＭＯＳ１２を介して他端が接続される。下段放電抵抗Ｒ２の抵抗値は、例えば３００〜５００Ω程度であり、例えば上段放電抵抗Ｒ１と同じである。

上段放電抵抗Ｒ１及び下段放電抵抗Ｒ２は、高圧バッテリ１０の正極側と負極側（平滑コンデンサＣの正極側と負極側）の間に、平滑コンデンサＣに対して並列に、かつ、互いに対して直列に、接続される。

スイッチング素子ＭＯＳ１１及びスイッチング素子ＭＯＳ１２は、高圧バッテリ１０の正極側と負極側（平滑コンデンサＣの正極側と負極側）の間に、平滑コンデンサＣに対して並列に、かつ、互いに対して直列に、接続される。

スイッチング素子ＭＯＳ１１は、Ｎチャネル型の電界効果トランジスタである。スイッチング素子ＭＯＳ１１は、平滑コンデンサＣの正極側に上段放電抵抗Ｒ１を介してドレインが接続され、グランドに下段放電抵抗Ｒ２及びスイッチング素子ＭＯＳ１２を介してソースが接続される。

スイッチング素子ＭＯＳ１２は、Ｎチャネル型の電界効果トランジスタである。スイッチング素子ＭＯＳ１２は、平滑コンデンサＣの正極側に、上段放電抵抗Ｒ１、スイッチング素子ＭＯＳ１１、及び下段放電抵抗Ｒ２を介してドレインが接続され、グランドにソースが接続される。

放電制御回路９０には、例えばフォトカプラ（図示せず）を介して外部（例えばインバータ制御装置５０よりも上位のＥＣＵであり、例えば上述のエアバックＥＣＵ等）から放電指令（図示せず）が入力される。放電指令が入力されると、放電制御回路９０は、トランジスタＴｒ１及びトランジスタＴｒ２をオフするためのオフ信号を発生する。

トランジスタＴｒ１及びトランジスタＴｒ２がオフすると、スイッチング素子ＭＯＳ１１のゲートには、駆動電圧Ｖｇ１が印加されるとともに、スイッチング素子ＭＯＳ１２のゲートには、駆動電圧Ｖｇ２が印加される。駆動電圧Ｖｇ１は、スイッチング素子ＭＯＳ１１の閾値電圧以上であり、駆動電圧Ｖｇ２は、スイッチング素子ＭＯＳ１２の閾値電圧以上である。なお、駆動電圧Ｖｇ１及び駆動電圧Ｖｇ２は、ツェナーダイオードＤＺ１及びツェナーダイオードＤＺ２によりそれぞれ安定化される。なお、抵抗Ｒ１０及び抵抗Ｒ１１は、上段放電抵抗Ｒ１及び下段放電抵抗Ｒ２よりも有意に抵抗値が高い。

スイッチング素子ＭＯＳ１１のゲート及びスイッチング素子ＭＯＳ１２のゲートにそれぞれ駆動電圧Ｖｇ１及び駆動電圧Ｖｇ２が印加されると、スイッチング素子ＭＯＳ１１及びスイッチング素子ＭＯＳ１２がそれぞれオンする。これにより、平滑コンデンサＣに溜まった電荷が上段放電抵抗Ｒ１及び下段放電抵抗Ｒ２を介してグランドに流れ、急速放電が実現される。

本実施例によれば、急速放電用抵抗を２分割し（すなわち上段放電抵抗Ｒ１及び下段放電抵抗Ｒ２に分け）、上段放電抵抗Ｒ１及び下段放電抵抗Ｒ２をＮチャネル型のスイッチング素子ＭＯＳ１１及びスイッチング素子ＭＯＳ１２のドレイン側にそれぞれ接続する２段構造とすることで、容易な回路構成で上段のスイッチング素子ＭＯＳ１１をオンできる。すなわち、Ｐチャネル型を用いる場合は、ソース電圧（平滑コンデンサＣの両端電圧）に応じた高い電圧をゲートに印加する必要があり、複雑な回路構成が必要となるが、本実施例によれば、かかる回路構成の複雑化を回避できる（図２参照）。

また、本実施例によれば、急速放電用抵抗を２分割することで（すなわち上段放電抵抗Ｒ１及び下段放電抵抗Ｒ２に分けることで）、ポイントＰ３（図２参照）での電圧を監視することで回路異常を検出することが可能となる。具体的には、図２に示すように、スイッチング素子ＭＯＳ１１のソースと下段放電抵抗Ｒ２との間に接続する電圧監視回路９２を設けることができる。例えば、電圧監視回路９２は、急速放電中のポイントＰ３の電圧の変化態様に異常がある場合は、異常信号を発生し、例えば放電制御回路９０を介して又は放電制御回路９０を介さずに、インバータ制御装置５０よりも上位のＥＣＵ等に異常を通知できる。また、ポイントＰ３の電圧の正常値は、平滑コンデンサＣの両端電圧の約半分であるので（上段放電抵抗Ｒ１及び下段放電抵抗Ｒ２の各抵抗値が同じである場合）、異常判定用の閾値に幅を持たせることができ、異常判定の信頼性等を高めることができる。

また、本実施例によれば、２つのスイッチング素子ＭＯＳ１１及びスイッチング素子ＭＯＳ１２を直列に接続するので、走行用モータ４０の高回転化に伴う平滑コンデンサＣの両端電圧の高電圧化に対応することが可能となる。即ち、例えば、スイッチング素子ＭＯＳ１１及びスイッチング素子ＭＯＳ１２のうちの、一方だけを用いる構成では、高電圧化に対応するためには、スイッチング素子の耐圧を上げる必要があり、コスト増加や体格増加（大型化）、導通損失の増加を招く。これに対して、本実施例によれば、２つのスイッチング素子ＭＯＳ１１及びスイッチング素子ＭＯＳ１２を用いることで、耐圧を必要以上に上げることなく高電圧化に対応できる。

ここで、図３以降を参照して、耐圧に関する本実施例の更なる効果について説明する。

図３は、比較例による放電回路２０’を示す図であり、図４は、比較例によるシミュレーション結果を示す図であり、図５は、本実施例によるシミュレーション結果を示す図である。

比較例による放電回路２０’は、本実施例による放電回路２０に対して、下段放電抵抗Ｒ２を備えておらず、一方で抵抗Ｒ３を備える点が主に異なる。かかる相違に起因して、比較例による放電回路２０’は、本実施例による放電回路２０に対して、駆動電圧Ｖｇ１及び駆動電圧Ｖｇ２を生成するための配線等が異なる。

図４及び図５は、平滑コンデンサＣに電荷が溜まった状態で、スイッチング素子ＭＯＳ１１及びスイッチング素子ＭＯＳ１２を同時にオンし、次いで、同時にオフしたときの過渡的な電力損失を説明するための各種波形を示す。

図４では、上側には、横軸に時間を取り、縦軸に電圧（左側）及び電力（右側）を取り、ポイントＰ２（スイッチング素子ＭＯＳ１１のドレイン）での電圧の波形４００と、ポイントＰ２とポイントＰ４（スイッチング素子ＭＯＳ１２のドレイン）の間の電位差の波形４０１と、スイッチング素子ＭＯＳ１１の電力損失の波形４０２とが示される。また、図４では、下側には、横軸に時間を取り、縦軸に電圧（左側）及び電力（右側）を取り、ポイントＰ４（スイッチング素子ＭＯＳ１２のドレイン）での電圧の波形４０３と、ポイントＰ４とポイントＰ５（スイッチング素子ＭＯＳ１２のソース）の間の電位差の波形４０４と、スイッチング素子ＭＯＳ１２の電力損失の波形４０５とが示される。

図５では、上側には、横軸に時間を取り、縦軸に電圧（左側）及び電力（右側）を取り、ポイントＰ２（スイッチング素子ＭＯＳ１１のドレイン）での電圧の波形５００と、ポイントＰ２とポイントＰ３（スイッチング素子ＭＯＳ１１のソース）の間の電位差の波形５０１と、スイッチング素子ＭＯＳ１１の電力損失の波形５０２とが示される。また、図５では、下側には、横軸に時間を取り、縦軸に電圧（左側）及び電力（右側）を取り、ポイントＰ４（スイッチング素子ＭＯＳ１２のドレイン）での電圧の波形５０３と、スイッチング素子ＭＯＳ１２の電力損失の波形５０４とが示される。

また、図４及び図５では、スイッチング素子ＭＯＳ１１及びスイッチング素子ＭＯＳ１２を同時にオンするタイミングが○１を付した矢印で示され、スイッチング素子ＭＯＳ１１及びスイッチング素子ＭＯＳ１２を同時にオフするタイミングが○２を付した矢印で示されている。

比較例では、図４に示すように、スイッチング素子ＭＯＳ１１及びスイッチング素子ＭＯＳ１２を同時にオンすると、上段のスイッチング素子ＭＯＳ１１のドレイン−ソース間に、平滑コンデンサＣの両端電圧がかかり、ほとんど全ての電力損失がスイッチング素子ＭＯＳ１１で生じる（波形４０２参照）。他方、下段のスイッチング素子ＭＯＳ１２では電力損失は極小となる（波形４０５参照）。

従って、比較例では、上段側のスイッチング素子ＭＯＳ１１の耐圧を、下段側のスイッチング素子ＭＯＳ１２よりも高くする必要が生じる。

これに対して、本実施例によれば、図５に示すように、上段のスイッチング素子ＭＯＳ１１と下段のスイッチング素子ＭＯＳ１２は、平滑コンデンサＣの両端電圧を略均等に受け持つことになり（波形５０１及び波形５０３参照）、上段のスイッチング素子ＭＯＳ１１と下段のスイッチング素子ＭＯＳ１２とでは略同一の電力損失となる（波形５０２及び波形５０４参照）。

従って、本実施例によれば、上段側のスイッチング素子ＭＯＳ１１の耐圧を、下段側のスイッチング素子ＭＯＳ１２の耐圧と同等にすることができる。これにより、例えば、上段側のスイッチング素子ＭＯＳ１１と下段側のスイッチング素子ＭＯＳ１２とを同じ特性の電界効果トランジスタを用いて実現できる。

以上、各実施例について詳述したが、特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された範囲内において、種々の変形及び変更が可能である。また、前述した実施例の構成要素を全部又は複数を組み合わせることも可能である。

＜付記＞
以上の実施例に関し、更に以下を開示する。なお、以下で記載する効果のうちの、一の形態に対する追加的な各形態に係る効果は、当該追加的な各形態に起因した付加的な効果である。

一の形態は、車両の駆動力を発生させるモータ（４０）に電気的に接続可能な電力変換装置であって、
電力変換回路（３０）と、
電源（１０）の正極側と負極側との間に電気的に接続される平滑コンデンサ（Ｃ）と、
前記平滑コンデンサに並列に前記電源の正極側と負極側との間に電気的に接続される第１スイッチング素子（ＭＯＳ１１）と、
前記平滑コンデンサに並列にかつ前記第１スイッチング素子に直列に、前記電源の正極側と負極側との間に電気的に接続される第２スイッチング素子（ＭＯＳ１２）と、
前記平滑コンデンサに並列にかつ前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子に直列に、前記電源の正極側と負極側との間に電気的に接続される放電抵抗（Ｒ１，Ｒ２）とを備え、
前記放電抵抗は、前記電源の正極側と前記第１スイッチング素子の間に設けられる第１放電抵抗（Ｒ１）と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の間に設けられる第２放電抵抗（Ｒ２）とを含む、電力変換装置である。

本形態によれば、２つのスイッチング素子を直列に用い、当該２つのスイッチング素子の高電位側に第１及び第２放電抵抗がそれぞれ設けられるので、急速放電の際に上段のスイッチング素子にかかりうる電圧は、平滑コンデンサの両端電圧から、第２放電抵抗での電圧の降下分だけ低減された電圧となる。また、電源の正極側と第１スイッチング素子の間に第１放電抵抗が設けられるので、急速放電の際に下段のスイッチング素子にかかりうる電圧は、平滑コンデンサの両端電圧から、第１放電抵抗での電圧の降下分だけ低減された電圧となる。この結果、上下段のスイッチング素子（第１及び第２スイッチング素子）の耐圧を大きく高めることなく、平滑コンデンサの両端電圧の高電圧化に対応できる。

また、本形態においては、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子は、ともにＮチャネル型の電界効果トランジスタであってよい。

この場合、Ｐチャネル型の電界効果トランジスタを用いる場合に比べて、上段のスイッチング素子をオンさせる構成を簡易化できる。

また、本形態においては、前記第１スイッチング素子と前記第２放電抵抗との間に電気的に接続される電圧監視回路（９２）を更に含んでよい。

この場合、第１スイッチング素子と第２放電抵抗との間の電圧を監視することで、回路異常を検出することが可能となる。

１ 電動車両用モータ駆動システム
１０ 高圧バッテリ
２０ 放電回路
３０ インバータ
４０ 走行用モータ
５０ インバータ制御装置
９０ 放電制御回路
９２ 電圧監視回路

Claims (3)

1. 車両の駆動力を発生させるモータに電気的に接続可能な電力変換装置であって、
   電力変換回路と、
   電源の正極側と負極側との間に電気的に接続される平滑コンデンサと、
   前記平滑コンデンサに並列に前記電源の正極側と負極側との間に電気的に接続される第１スイッチング素子と、
   前記平滑コンデンサに並列にかつ前記第１スイッチング素子に直列に、前記電源の正極側と負極側との間に電気的に接続される第２スイッチング素子と、
   前記平滑コンデンサに並列にかつ前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子に直列に、前記電源の正極側と負極側との間に電気的に接続される放電抵抗とを備え、
   前記放電抵抗は、前記電源の正極側と前記第１スイッチング素子の間に設けられる第１放電抵抗と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の間に設けられる第２放電抵抗とを含む、電力変換装置。
2. 前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子は、ともにＮチャネル型の電界効果トランジスタである、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第１スイッチング素子と前記第２放電抵抗との間に電気的に接続される電圧監視回路を更に含む、請求項１又は２に記載の電力変換装置。

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