JP2018170874A - 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ Download PDF

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Abstract

【課題】非絶縁型の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、予備充電のための特別な回路を設けることなく、平滑コンデンサが突入電流により破壊されるのを防止する。【解決手段】高圧バッテリＥ１と低圧バッテリＥ２との間に設けられる非絶縁型の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、第１スイッチ回路１と、電圧変換回路２と、第２スイッチ回路３と、制御部４と、平滑コンデンサＣとを備える。制御部４は、第１スイッチ回路１および第２スイッチ回路３がオフの状態から、第２スイッチ回路３のオン時間が徐々に増加するように、第２スイッチ回路３を制御し、その後、電圧変換回路２の昇圧用スイッチング素子Ｑ２がオン・オフするように電圧変換回路２を制御する。そして、制御部４は、昇圧用スイッチング素子Ｑ２のオン・オフが開始されてから所定時間後に、昇圧用スイッチング素子Ｑ２をオフにするとともに、第１スイッチ回路１をオンにする。【選択図】図１

Description

本発明は、２つの直流電源間で双方向に電力変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に、非絶縁型の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
近年普及しつつある電気自動車やハイブリッドカーにおいては、モータを含む走行駆動系へ電力を供給する高圧バッテリと、空調機器やオーディオ機器などの車載機器へ電力を供給する低圧バッテリとが搭載される。各バッテリは、充放電が可能な二次電池から構成される。たとえば、高圧バッテリとしてはリチウムイオン電池が用いられ、低圧バッテリとしては鉛電池が用いられる。そして、これらの高圧バッテリと低圧バッテリとの間に、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが設けられる。
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータには、昇圧機能と降圧機能とが備わっている。たとえば、低圧バッテリの残量が不足する場合、高圧バッテリの電圧を双方向ＤＣ−ＤＣコンバータで降圧して低圧バッテリへ供給し、低圧バッテリを充電する。また、高圧バッテリの残量が不足する場合、低圧バッテリの電圧を双方向ＤＣ−ＤＣコンバータで昇圧して高圧バッテリへ供給し、高圧バッテリを充電する。このように、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを用いることで、２つの異なる直流電源の電力を相互補完することができる。
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータには、絶縁型と非絶縁型の２種類がある。絶縁型の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータでは、たとえば特許文献１に記載されているように、低圧バッテリ側と高圧バッテリ側がトランスで絶縁されており、トランスの一次側と二次側にそれぞれスイッチング素子が設けられる。非絶縁型の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータでは、たとえば特許文献５に記載されているように、低圧バッテリ側と高圧バッテリ側とを絶縁せずに、各バッテリを結ぶ電路中に、降圧用のスイッチング素子と昇圧用のスイッチング素子が設けられる。
図１０は、従来から用いられている非絶縁型の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示している。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５１は、高圧バッテリＥ１と低圧バッテリＥ２との間に設けられ、降圧用のスイッチング素子Ｑ１１と、昇圧用のスイッチング素子Ｑ１２と、平滑コンデンサＣと、インダクタＬと、スイッチＳＷとを備えている。Ｄ１１およびＤ１２は、それぞれスイッチング素子Ｑ１１およびＱ１２の寄生ダイオードである。
高圧バッテリＥ１から低圧バッテリＥ２へ充電する場合は、スイッチＳＷがオンの状態で、昇圧用のスイッチング素子Ｑ１２をオフとし、降圧用のスイッチング素子Ｑ１１を所定のデューティを持ったＰＷＭ信号によりオン・オフさせる。これにより、高圧バッテリＥ１の電圧が、ＰＷＭ信号のデューティに応じて降圧されて低圧側へ供給され、低圧バッテリＥ２を充電する。また、低圧バッテリＥ２から高圧バッテリＥ１へ充電する場合は、スイッチＳＷがオンの状態で、スイッチング素子Ｑ１１をオフとし、スイッチング素子Ｑ１２をＰＷＭ信号によりオン・オフさせる。スイッチング素子Ｑ１２がオンの期間では、インダクタＬに電気エネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ１２がオフの期間では、インダクタＬの電気エネルギーがダイオードＤ１１を介して放出され、昇圧された電圧によって高圧バッテリＥ１が充電される。
図１０のＤＣ−ＤＣコンバータ５１では、起動時にスイッチＳＷをオンにすると、高圧バッテリＥ１からスイッチＳＷを介して平滑コンデンサＣに過大な突入電流が流れ、平滑コンデンサＣが破壊されることがある。そこで、この突入電流を抑制するために、スイッチＳＷをオンする前に、平滑コンデンサＣを予備充電しておくことが、従来より行われている（特許文献１〜４）。
ところで、図１０のような非絶縁型の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５１にあっては、絶縁型の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと異なり、低圧側と高圧側とが絶縁されていないので、低圧バッテリＥ２が、スイッチング素子Ｑ１１の寄生ダイオードＤ１１を介して、常に高圧側と導通状態にある。このため、スイッチＳＷとスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２が全てオフとなっていても、低圧バッテリＥ２からスイッチング素子Ｑ１１の寄生ダイオードＤ１１を介して、高圧側の負荷（図示省略）に電流が流れ、負荷が誤動作したり低圧バッテリＥ２が消耗したりする。
この対策として、図１１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ５２では、低圧バッテリＥ２とインダクタＬとの間に、低圧側から高圧側への逆流を防止するためのスイッチング素子Ｑ１３を設けている。Ｄ１３は、スイッチング素子Ｑ１３の寄生ダイオードである。寄生ダイオードＤ１３の向きが、低圧バッテリＥ２に対して逆方向となっているため、スイッチング素子Ｑ１３がオフの状態では、低圧バッテリＥ２から高圧側に電流が流れることがない。
しかしながら、ＤＣ−ＤＣコンバータ５２の起動時に、スイッチＳＷがオンする前にスイッチング素子Ｑ１３をオンさせて、低圧バッテリＥ２から平滑コンデンサＣへの予備充電を行おうとしても、スイッチング素子Ｑ１３のオンによって、低圧バッテリＥ２から寄生ダイオードＤ１１を介して平滑コンデンサＣに突入電流が流れるので、平滑コンデンサＣが破壊されるおそれがある。このため、平滑コンデンサＣを予備充電するための回路を別途設ける必要がある。
特開２０１５−２２８７８８号公報 特開２００７−２９５６９９号公報 特開２００７−３１８８４９号公報 特開２００９−２３２５０２号公報 特開２００３−３０４６４４号公報
本発明は、非絶縁型の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、予備充電のための特別な回路を設けることなく、平滑コンデンサが突入電流により破壊されるのを防止することを課題とする。
本発明に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、高圧直流電源と低圧直流電源との間に設けられる非絶縁型の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、高圧直流電源の電圧を降圧する降圧用スイッチング素子、および低圧直流電源の電圧を昇圧する昇圧用スイッチング素子を有する電圧変換回路と、この電圧変換回路と高圧直流電源との間に接続された第１スイッチ回路と、電圧変換回路と低圧直流電源との間に接続された第２スイッチ回路と、第１スイッチ回路と電圧変換回路との間にあって、第１スイッチ回路を介して高圧直流電源の正極および負極に接続された平滑コンデンサと、電圧変換回路、第１スイッチ回路、および第２スイッチ回路の各動作を制御する制御部とを備えている。制御部は、第１スイッチ回路および第２スイッチ回路がオフの状態から、第２スイッチ回路のオン時間が徐々に増加するように、当該第２スイッチ回路を制御し、その後、電圧変換回路の昇圧用スイッチング素子がオン・オフするように、当該電圧変換回路を制御する。そして、昇圧用スイッチング素子のオン・オフが開始されてから所定時間後に、昇圧用スイッチング素子をオフにするとともに、第１スイッチ回路をオンにする。
このような構成によると、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの動作開始時に、第２スイッチ回路がいきなりオンとならず、オン時間が徐々に増加するように制御されるため、低圧直流電源から第２スイッチ回路を介して、平滑コンデンサに徐々に予備充電が行われる。したがって、平滑コンデンサに低圧直流電源から突入電流が流れることがなく、平滑コンデンサが、過大な突入電流によって破壊されるのが未然に防止される。また、平滑コンデンサの予備充電のために特別な回路を付加する必要がなく、制御部による第２スイッチ回路の制御で対応できるので、部品点数の増加を回避することができる。
本発明において、制御部は、第２スイッチ回路のオン時間を徐々に増加させて、当該第２スイッチ回路が常時オンの状態となった後、昇圧用スイッチング素子をオン・オフさせてもよい。
本発明において、第２スイッチ回路は、低圧直流電源に対して逆方向となる第１ダイオードが並列に接続された逆流防止用の第１スイッチング素子を含んでいてもよい。
本発明において、第２スイッチ回路は、低圧直流電源に対して順方向となる第２ダイオードが並列に接続された逆接続保護用の第２スイッチング素子をさらに含んでいてもよい。第２スイッチング素子は、第１スイッチング素子と直列に接続される。
本発明において、制御部は、第１スイッチング素子および第２スイッチング素子を同期してオン・オフさせてもよい。
本発明において、制御部は、第１スイッチング素子のみをオン・オフさせ、第２スイッチング素子を常時オンまたは常時オフの状態としてもよい。
本発明において、第１スイッチ回路と平滑コンデンサは、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの外部に設けられてもよい。この場合、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、平滑コンデンサと低圧直流電源との間に設けられ、電圧変換回路、第２スイッチ回路、および制御部を備える。制御部は、第１スイッチ回路および第２スイッチ回路がオフの状態から、第２スイッチ回路のオン時間が徐々に増加するように、当該第２スイッチ回路を制御し、その後、電圧変換回路の昇圧用スイッチング素子がオン・オフするように、当該電圧変換回路を制御する。そして、昇圧用スイッチング素子のオン・オフが開始されてから所定時間後に、昇圧用スイッチング素子をオフにするとともに、第１スイッチ回路をオンにするための制御信号を出力する。
本発明によれば、非絶縁型の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、予備充電のための特別な回路を設けることなく、平滑コンデンサが突入電流により破壊されるのを防止することができる。
本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す回路図である。 双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する図である。 双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する図である。 双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する図である。 双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する図である。 双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する図である。 各部の動作を示すタイムチャートである。 電圧変換回路の他の例を示す回路図である。 本発明の他の実施形態を示す回路図である。 従来例を示す回路図である。 他の従来例を示す回路図である。
以下、本発明の実施形態につき、図面を参照しながら説明する。各図において、同一部分または対応部分には同一符号を付してある。
まず、図１を参照して、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を説明する。図１において、非絶縁型の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、単に「ＤＣ−ＤＣコンバータ」という。）１００は、高圧バッテリＥ１と低圧バッテリＥ２との間に設けられており、これらのバッテリと共に、電気自動車やハイブリッドカーなどの車両に搭載されている。
高圧バッテリＥ１は、図示しないモータを含む走行駆動系へ電力を供給する高圧直流電源であり、たとえばリチウムイオン電池から構成される。低圧バッテリＥ２は、図示しない空調機器やオーディオ機器などの車載機器へ電力を供給する低圧直流電源であり、たとえば鉛電池から構成される。以下では便宜上、高圧バッテリＥ１の電圧を「Ｅ１」で表し、低圧バッテリＥ２の電圧を「Ｅ２」で表す。一例として、Ｅ１は直流４８ボルト、Ｅ２は直流１２ボルトである。
ＤＣ−ＤＣコンバータ１００には、スイッチ回路１、電圧変換回路２、スイッチ回路３、制御部４、ゲートドライバ５、平滑コンデンサＣ、および電圧検出器Ｖｃが備わっている。
スイッチ回路１は、電圧変換回路２と高圧バッテリＥ１との間に接続されている。詳しくは、スイッチ回路１は、たとえばリレーＲＹから構成されており、リレーＲＹの一対の接点が、高圧バッテリＥ１の正極と低圧バッテリＥ２の正極とを結ぶ電路ａ、および高圧バッテリＥ１の負極と低圧バッテリＥ２の負極とを結ぶ電路ｂにそれぞれ設けられている。スイッチ回路１は、本発明における「第１スイッチ回路」に相当する。
電圧変換回路２は、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２、およびインダクタＬを有する公知の回路からなる。スイッチング素子Ｑ１は、高圧バッテリＥ１の電圧を降圧する降圧用スイッチング素子であり、スイッチング素子Ｑ２は、低圧バッテリＥ２の電圧を昇圧する昇圧用スイッチング素子である。これらのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）から構成されている。Ｄ１およびＤ２は、それぞれスイッチング素子Ｑ１およびＱ２の寄生ダイオードである。インダクタＬは、スイッチング素子Ｑ２がオンの期間で電気エネルギーを蓄積し、スイッチング素子Ｑ２がオフの期間で電気エネルギーを放出するコイルから構成されている。
スイッチ回路３は、電圧変換回路２と低圧バッテリＥ２との間に接続されていて、直列接続された２つのスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４を含む。これらのスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４も、ＦＥＴから構成されている。Ｄ３およびＤ４は、それぞれスイッチング素子Ｑ３およびＱ４の寄生ダイオードである。寄生ダイオードＤ３は、低圧バッテリＥ２に対して逆方向となるように、スイッチング素子Ｑ３に並列に接続されている。寄生ダイオードＤ４は、低圧バッテリＥ２に対して順方向となるように、スイッチング素子Ｑ４に並列に接続されている。
スイッチング素子Ｑ３は、逆流防止用のスイッチング素子であって、図１１のスイッチング素子Ｑ１３と同じ機能を備えている。スイッチング素子Ｑ４は、逆接続保護用のスイッチング素子であって、低圧バッテリＥ２が極性を逆にして接続された場合に、当該バッテリに対して逆方向となる寄生ダイオードＤ４によって、過電流が流れるのを阻止する。
スイッチ回路３は、本発明における「第２スイッチ回路」に相当する。逆流防止用のスイッチング素子Ｑ３は、本発明における「第１スイッチング素子」の一例であり、逆接続保護用のスイッチング素子Ｑ４は、本発明における「第２スイッチング素子」の一例である。寄生ダイオードＤ３は、本発明における「第１ダイオード」の一例であり、寄生ダイオードＤ４は、本発明における「第２ダイオード」の一例である。
制御部４は、マイクロコンピュータからなり、スイッチ回路１、電圧変換回路２、およびスイッチ回路３の各動作を制御する。詳しくは、制御部４は、スイッチ回路１をオンまたはオフにするための制御信号を、スイッチ回路１へ出力する。また、制御部４は、電圧変換回路２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、およびスイッチ回路３のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４をオン・オフさせるための制御信号を、ゲートドライバ５に与える。制御部４には、電圧検出器Ｖｃで検出された平滑コンデンサＣの両端電圧のほか、図示しない電圧検出器で検出されたＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力電圧や、車両に搭載されているＥＣＵ（電子制御ユニット）からの外部信号などが入力される。
ゲートドライバ５は、制御部４からの制御信号に基づき、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を駆動するためのゲート信号Ｓｇ１〜Ｓｇ４を生成し、これらのゲート信号Ｓｇ１〜Ｓｇ４をスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各ゲートへ出力する。本実施形態では、ゲート信号Ｓｇ１〜Ｓｇ４は、所定のデューティを持ったＰＷＭ（パルス幅変調）信号からなる。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、このＰＷＭ信号によってオン・オフ動作を行う。
平滑コンデンサＣは、スイッチ回路１と電圧変換回路２との間にあって、電路ａ、ｂ間に設けられており、スイッチ回路１を介して高圧バッテリＥ１の正極および負極に接続されている。
電圧検出器Ｖｃは、平滑コンデンサＣの両端に接続されていて、当該平滑コンデンサＣの電圧を検出する。以下では便宜上、電圧検出器Ｖｃが検出した電圧値を「コンデンサ電圧Ｖｃ」と表記する。検出されたコンデンサ電圧Ｖｃは、制御部４に入力される。
次に、上述した構成を備えたＤＣ−ＤＣコンバータ１００の動作について、図２〜図６の回路状態遷移図、および図７のタイムチャートを参照しながら説明する。なお、図２〜図６においては、図１の制御部４およびゲートドライバ５の図示を省略してある。
図２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００が動作する前の状態を示している。この状態では、図２（ａ）に示すように、スイッチ回路１のリレーＲＹと、電圧変換回路２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と、スイッチ回路３のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４は、いずれもオフとなっている。したがって、高圧バッテリＥ１と低圧バッテリＥ２との間で、電力の授受は行われない。そして、平滑コンデンサＣに充電が行われないため、図２（ｂ）に示すように、コンデンサ電圧Ｖｃは、ほぼゼロボルトとなっている（Ｖｃ≒０）。図２の状態は、図７の期間Ｔ１に対応している。
図３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の動作開始時の状態を示している。このとき、制御部４は、スイッチ回路３を駆動するための制御信号を、ゲートドライバ５へ出力する。ゲートドライバ５は、この制御信号に基づいて、ＰＷＭ信号（図１のゲート信号Ｓｇ３、Ｓｇ４）を生成し、当該信号をスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の各ゲートへ出力する。このＰＷＭ信号は、図７（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のオン時間が徐々に増加するようなデューティを持った信号である。なお、スイッチング素子Ｑ３のゲート信号Ｓｇ３と、スイッチング素子Ｑ４のゲート信号Ｓｇ４は、同じＰＷＭ信号であり、したがって、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４は同期してオン・オフする。一方、スイッチ回路１のリレーＲＹと、電圧変換回路２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、いずれもオフ状態を維持する。
スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４がオンの期間では、図３（ａ）の矢印で示すように、低圧バッテリＥ２→スイッチング素子Ｑ４→スイッチング素子Ｑ３→インダクタＬ→寄生ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣの経路で電流が流れ、平滑コンデンサＣが低圧バッテリＥ２によって充電される。この充電を、以下では「第１予備充電」という。スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４はオン・オフを繰り返すため、第１予備充電においては、図３（ｂ）に示すように、コンデンサ電圧Ｖｃが徐々に上昇する（０＜Ｖｃ＜Ｅ２）。図３の状態は、図７の期間Ｔ２に対応している。
図４は、平滑コンデンサＣの第１予備充電が完了した状態を示している。充電完了後は、ゲートドライバ５からスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４に与えられるＰＷＭ信号のデューティが１００％となり、図４（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４は常時オンの状態へ移行する（図７（ａ）も参照）。一方、スイッチ回路１のリレーＲＹと、電圧変換回路２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、いずれもオフ状態を維持する。
平滑コンデンサＣの第１予備充電の完了により、図４（ｂ）に示すように、コンデンサ電圧Ｖｃは、ほぼ低圧バッテリＥ２の電圧Ｅ２となる（Ｖｃ≒Ｅ２）。図４の状態は、図７の期間Ｔ２に対応している。
図５は、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４が常時オンとなった後、電圧変換回路２により低圧バッテリＥ２の電圧を昇圧して、平滑コンデンサＣを再び充電する状態を示している。この充電を、以下では「第２予備充電」という。このとき、制御部４は、電圧変換回路２を昇圧動作させるための制御信号を、ゲートドライバ５へ出力する。ゲートドライバ５は、この制御信号に基づいて、ＰＷＭ信号（図１のゲート信号Ｓｇ２）を生成し、当該信号を昇圧用のスイッチング素子Ｑ２のゲートへ出力する。これにより、図５（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２がオン・オフする。このＰＷＭ信号は、たとえば図７（ｂ）に示すような、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が徐々に増加するようなデューティを持った信号である。但し、デューティが１００％になることはない。
なお、降圧用のスイッチング素子Ｑ１には、ゲートドライバ５からＰＷＭ信号（図１のゲート信号Ｓｇ１）が与えられないので、図５（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１はオフのままである。また、スイッチ回路１のリレーＲＹはオフ状態を維持し、スイッチ回路３のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４はオン状態を維持する。
平滑コンデンサＣの第２予備充電によって、図５（ｂ）に示すように、コンデンサ電圧ＶｃはＥ２からさらに上昇して、Ｅ１に近づいて行く（Ｅ２＜Ｖｃ＜Ｅ１）。図５の状態は、図７の期間Ｔ３に対応している。そして、スイッチング素子Ｑ２のオン・オフが開始されてから、所定時間（Ｔ３）が経過すると、次に述べる図６の状態へ移行する。この所定時間は、たとえばコンデンサ電圧Ｖｃが、高圧バッテリの電圧Ｅ１とほぼ等しくなるまでの時間である。あるいは、この所定時間は、タイマにより計測される予め決められた時間であってもよい。
図６は、平滑コンデンサＣの第２予備充電が完了した状態を示している。充電完了後は、ゲートドライバ５からスイッチング素子Ｑ２にＰＷＭ信号が与えられなくなり、図６（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２はオフとなる（図７（ｂ）も参照）。このため、電圧変換回路２は昇圧動作を停止する。一方、スイッチ回路３のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４はオン状態を維持する。また、制御部４からの制御信号に基づいて、図７（ｃ）に示すように、スイッチ回路１のリレーＲＹがオンする。
平滑コンデンサＣの第２予備充電の完了時には、図６（ｂ）に示すように、コンデンサ電圧Ｖｃは、ほぼ高圧バッテリＥ１の電圧Ｅ１まで充電されている（Ｖｃ≒Ｅ１）。したがって、リレーＲＹがオンしても、高圧バッテリＥ１から平滑コンデンサＣへ突入電流は流れない。図６の状態は、図７の期間Ｔ４に対応している。
スイッチ回路１のリレーＲＹがオンしたことで、高圧バッテリＥ１側から低圧バッテリＥ２側への電力供給路、および低圧バッテリＥ２側から高圧バッテリＥ１側への電力供給路が形成される。以後は、制御部４の制御の下で、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００が通常の動作へ移行し、高圧バッテリＥ１と低圧バッテリＥ２との間で、双方向の電力変換が行われる。
上述した実施形態によると、スイッチ回路１、３が共にオフの状態から、スイッチ回路３（スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４）のオン時間が徐々に増加するように、制御部４がゲートドライバ５を介してスイッチ回路３を制御することで、平滑コンデンサＣが徐々に充電される（第１予備充電）。その後、電圧変換回路２の昇圧用スイッチング素子Ｑ２がオン・オフするように、制御部４がゲートドライバ５を介して電圧変換回路２を制御することで、平滑コンデンサＣがさらに充電される（第２予備充電）。そして、スイッチング素子Ｑ２のオン・オフが開始されてから所定時間後に、スイッチング素子Ｑ２がオフするとともに、スイッチ回路１のリレーＲＹがオンとなる。
したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の動作開始時には、スイッチ回路３がいきなりオンとならず、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４がＰＷＭ制御によりオン・オフしながら、低圧バッテリＥ２から平滑コンデンサＣへ徐々に第１予備充電が行われる。このため、平滑コンデンサＣに低圧バッテリＥ２から突入電流が流れることがなく、平滑コンデンサＣが、過大な突入電流によって破壊されるのを未然に防止することができる。
また、第１予備充電が完了すると、電圧変換回路２のスイッチング素子Ｑ２がオン・オフして、低圧バッテリＥ２の電圧を昇圧し、昇圧された電圧によって平滑コンデンサＣへの第２予備充電が行われる。このため、平滑コンデンサＣをほぼ高圧バッテリＥ１の電圧Ｅ１まで充電することができる。さらに、第２予備充電が完了すると、リレーＲＹがオンするため、高圧バッテリＥ１と低圧バッテリＥ２との間で、双方向の電力変換が可能となる。
また、上述した実施形態によると、第１予備充電および第２予備充電のための特別な回路を付加する必要がなく、制御部４によるスイッチ回路３（スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４）のＰＷＭ制御で対応できるので、部品点数の増加を回避することができる。
なお、図１において、低圧バッテリＥ２の正極から平滑コンデンサＣに至る電路ａ中に、低圧バッテリＥ２と直列に設けられた別のコンデンサが存在する場合は、このコンデンサにより低圧バッテリＥ２からの突入電流が阻止されるので、本発明を採用する必要はない。したがって、このような実施形態は本発明から除外される。換言すれば、本発明は、低圧バッテリから平滑コンデンサに至る電路中に、平滑コンデンサとは別のコンデンサが存在しないＤＣ−ＤＣコンバータを対象としている。
本発明では、上述した実施形態以外にも、以下のような種々の実施形態を採用することができる。
本発明で用いる電圧変換回路は、図１に示した電圧変換回路２に限定されない。たとえば、図８（ａ）に示すように、４つのスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８と、１つのインダクタＬとを有する電圧変換回路２１を用いることもできる。Ｄ５〜Ｄ８は、それぞれスイッチング素子（ＦＥＴ）Ｑ５〜Ｑ８の寄生ダイオードである。また、図８（ｂ）に示すように、図１と同じく２つのスイッチング素子Ｑ９、Ｑ１０と１つのインダクタＬとを有するが、それらの接続形態を図１と異ならせた電圧変換回路２２を用いることもできる。Ｄ９、Ｄ１０は、それぞれスイッチング素子（ＦＥＴ）Ｑ９、Ｑ１０の寄生ダイオードである。
前記の実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００が、スイッチ回路１と平滑コンデンサＣとを備えている例を挙げたが、図９の他の実施形態に示すように、スイッチ回路１と平滑コンデンサＣは、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００の外部に設けられてもよい。この場合は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００は、電圧変換回路２、スイッチ回路３、制御部４、およびゲートドライバ５から構成され、平滑コンデンサＣと低圧直流電源Ｅ２との間に設けられる。制御部４は、スイッチ回路１をオン・オフさせるための制御信号を、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００の外部へ出力する。この制御信号は、スイッチ回路１へ直接与えられてもよいし、スイッチ回路１を制御する別の制御部へ与えられてもよい。
前記の実施形態では、スイッチ回路３のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４に同じＰＷＭ信号を与えて、これらのスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４が同期してオン・オフする例を挙げたが（図３）、本発明はこれに限定されない。たとえば、スイッチング素子Ｑ３のみをオン・オフさせ、スイッチング素子Ｑ４を常時オンの状態としてもよい。あるいは、スイッチング素子Ｑ３のみをオン・オフさせ、スイッチング素子Ｑ４を常時オフの状態としてもよい。スイッチング素子Ｑ４が常時オフであっても、寄生ダイオードＤ４が図３の予備充電経路となるので、支障はない。
前記の実施形態では、スイッチ回路３に、逆流防止用のスイッチング素子Ｑ３と、逆接続保護用のスイッチング素子Ｑ４とを設けた例を挙げたが、スイッチング素子Ｑ４は、本発明にとって必須ではないので省略してもよい。
前記の実施形態では、高圧直流電源および低圧直流電源の例として、バッテリＥ１、Ｅ２を例に挙げたが、直流電源はバッテリに限らず、コンデンサなどの蓄電素子であってもよい。
前記の実施形態では、スイッチ回路１にリレーＲＹを用いたが、リレーＲＹの替わりに、ＦＥＴなどのスイッチング素子を用いてもよい。また、前記の実施形態では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１０としてＦＥＴを用いたが、ＦＥＴの替わりに、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）などのスイッチング素子を用いてもよい。
前記の実施形態では、車両に搭載される非絶縁型の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを例に挙げたが、本発明は、車両以外の用途に用いられる非絶縁型の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにも適用することができる。
１ スイッチ回路（第１スイッチ回路）
２ 電圧変換回路
３ スイッチ回路（第２スイッチ回路）
４ 制御部
１００、２００ 双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
Ｃ 平滑コンデンサ
Ｄ３ 寄生ダイオード（第１ダイオード）
Ｄ４ 寄生ダイオード（第２ダイオード）
Ｅ１ 高圧バッテリ（高圧直流電源）
Ｅ２ 低圧バッテリ（低圧直流電源）
Ｑ１ 降圧用スイッチング素子
Ｑ２ 昇圧用スイッチング素子
Ｑ３ 逆流防止用スイッチング素子（第１スイッチング素子）
Ｑ４ 逆接続保護用スイッチング素子（第２スイッチング素子）

Claims (7)

  1. 高圧直流電源と低圧直流電源との間に設けられる非絶縁型の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
    前記高圧直流電源の電圧を降圧する降圧用スイッチング素子、および前記低圧直流電源の電圧を昇圧する昇圧用スイッチング素子を有する電圧変換回路と、
    前記電圧変換回路と前記高圧直流電源との間に接続された第１スイッチ回路と、
    前記電圧変換回路と前記低圧直流電源との間に接続された第２スイッチ回路と、
    前記第１スイッチ回路と前記電圧変換回路との間にあって、前記第１スイッチ回路を介して前記高圧直流電源の正極および負極に接続された平滑コンデンサと、
    前記電圧変換回路、前記第１スイッチ回路、および前記第２スイッチ回路の各動作を制御する制御部と、を備え、
    前記制御部は、
    前記第１スイッチ回路および前記第２スイッチ回路がオフの状態から、前記第２スイッチ回路のオン時間が徐々に増加するように、当該第２スイッチ回路を制御し、
    その後、前記電圧変換回路の昇圧用スイッチング素子がオン・オフするように、当該電圧変換回路を制御し、
    前記昇圧用スイッチング素子のオン・オフが開始されてから所定時間後に、前記昇圧用スイッチング素子をオフにするとともに、前記第１スイッチ回路をオンにする、ことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
  2. 請求項１に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
    前記制御部は、
    前記第２スイッチ回路のオン時間を徐々に増加させて、当該第２スイッチ回路が常時オンの状態となった後、前記昇圧用スイッチング素子をオン・オフさせる、ことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
  3. 請求項１または請求項２に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
    前記第２スイッチ回路は、
    前記低圧直流電源に対して逆方向となる第１ダイオードが並列に接続された、逆流防止用の第１スイッチング素子を含む、ことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
  4. 請求項３に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
    前記第２スイッチ回路は、
    前記第１スイッチング素子と直列に接続され、前記低圧直流電源に対して順方向となる第２ダイオードが並列に接続された、逆接続保護用の第２スイッチング素子をさらに含む、ことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
  5. 請求項４に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
    前記制御部は、
    前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子を同期してオン・オフさせる、ことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
  6. 請求項４に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
    前記制御部は、
    前記第１スイッチング素子のみをオン・オフさせ、
    前記第２スイッチング素子を常時オンまたは常時オフの状態とする、ことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
  7. 第１スイッチ回路を介して高圧直流電源の正極および負極に接続された平滑コンデンサと、低圧直流電源との間に設けられる非絶縁型の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
    前記高圧直流電源の電圧を降圧する降圧用スイッチング素子、および前記低圧直流電源の電圧を昇圧する昇圧用スイッチング素子を有する電圧変換回路と、
    前記電圧変換回路と前記低圧直流電源との間に接続された第２スイッチ回路と、
    前記電圧変換回路、前記第１スイッチ回路、および前記第２スイッチ回路の各動作を制御する制御部と、を備え、
    前記制御部は、
    前記第１スイッチ回路および前記第２スイッチ回路がオフの状態から、前記第２スイッチ回路のオン時間が徐々に増加するように、当該第２スイッチ回路を制御し、
    その後、前記電圧変換回路の昇圧用スイッチング素子がオン・オフするように、当該電圧変換回路を制御し、
    前記昇圧用スイッチング素子のオン・オフが開始されてから所定時間後に、前記昇圧用スイッチング素子をオフにするとともに、前記第１スイッチ回路をオンにするための制御信号を出力する、ことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
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